CN115940944A - 电流信号采样方法、采样电路和开关电源 - Google Patents

电流信号采样方法、采样电路和开关电源 Download PDF

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Abstract

本发明实施例公开了一种电流信号采样方法、采样电路和开关电源，在本发明实施例中，采样电路的控制单元通过在对应开关管的关断延迟时间内对充电电容进行充电，以获取补偿信号，从而根据补偿信号对第一采样信号进行补偿。由此，本实施例通过集成电路内部的电流在关断延迟时间内对充电电容进行充电来精确获取补偿信号，降低了电路成本，便于电路集成，减小了电路体积。

Description

电流信号采样方法、采样电路和开关电源
技术领域
本发明涉及电子电力技术领域，更具体地，涉及一种信号采样方法、采样电路和开关电源。
背景技术
在开关电源中，需要对电流信号的峰值进行采样，如图1所示，在t0时刻开关管的控制信号DRV下降时，采样信号Vcs会有下冲噪声，此时开关管并没有立刻关闭，因此电流信号Ippk仍然保持上升一段时间，直到开关管完全关断，由此采样获取的电流信号的电流峰值会小于实际的电流峰值，从而具有一定的采样误差。如图1所示，相对于采样的峰值电流Ippk，实际的峰值电流信号Iac会更高一些。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供一种电流信号采样方法、采样电路、和开关电源，以精准地获取电流采样信号。
第一方面，本发明实施例提供一种电流信号采样方法，应用于开关电源，其特征在于，所述方法包括：
获取流过表征电感的电流的第一采样信号；
在所述开关电源中功率管的关断延迟时间内获取与所述第一采样信号的上升斜率相同的补偿信号，并将所述补偿信号叠加在所述第一采样信号上，以产生第二采样信号。
优选地，所述补偿信号在检测到控制所述功率管关断的控制信号时开始线性增加，直至检测到流过所述电感的电流由正变负的过零点时停止线性增加。
优选地，在所述关断延迟时间内，利用一电流源产生的充电电流对一充电电容进行充电，以在所述充电电容上产生所述补偿信号。
优选地，所述充电电流基于开关电源的母线电压确定。
优选地，所述充电电流通过获取与原边绕组耦合的辅助绕组的电信号产生，在所述辅助绕组的两端的电信号由负变正过零时停止对所述充电电容充电。
优选地，还包括：在所述辅助绕组两端并联耦接分压电路，其中所述分压电路包括串联连接的上电阻和下电阻；以及
控制所述电流源产生的充电电流与所述上电阻的阻值成反比，与所述开关电源的母线电压、以及所述辅助绕组与所述原边绕组的匝比成正比。
优选地，所述上电阻的阻值被配置为控制所述充电电流对所述充电电容充电，以使得所述补偿信号的上升斜率与所述第一采样信号的上升斜率相同。
优选地，在所述关断延迟时间结束时，获取所述第二采样信号的峰值以产生峰值电流采样信号。
优选地，在所述功率管导通期间将所述第一采样信号储存在所述充电电容中，在所述关断延时时间结束时，将所述充电电容两端的电压作为所述第二采样信号。
优选地，在所述功率管导通期间，将所述第一采样信号保存在第一电容和充电电容中中，在所述关断延迟时间内，利用充电电流对所述充电电容进行充电以将所述补偿信号叠加在所述第一采样信号上，从而在所述充电电容两端产生所述第二采样信号。
第二方面，提供一种电流信号采样电路，应用于开关电源，其特征在于，电流信号采样电路包括：第一采样电路，被配置为获取流过表征电感的电流的第一采样信号；以及
第二采样电路，被配置为在所述开关电源中功率管的关断延迟时间内获取与所述第一采样信号的上升斜率相同的补偿信号，并且将所述补偿信号叠加在所述第一采样信号上，以产生第二采样信号。
优选地，所述补偿信号在检测到控制所述功率管关断的控制信号时开始线性增加，在检测到流过所述电感电流的由正变负的过零点时停止线性增加。
优选地，所述第二采样电路包括：
电流源，被配置为产生充电电流；以及
充电电容，
其中所述充电电流在关断延迟时间内对所述充电电容进行充电，以在所述充电电容上产生所述补偿信号。
优选地，所述充电电流基于开关电源的母线电压确定。
优选地，所述充电电流通过获取与原边绕组耦合的辅助绕组的电信号产生，在所述辅助绕组的两端的电信号由负变正过零时停止对所述充电电容充电。
优选地，在所述辅助绕组两端并联耦接分压电路，其中所述分压电路包括串联连接的上电阻和下电阻；
其中所述电流源产生的充电电流与所述上电阻的阻值成反比，与所述开关电源的母线电压、以及所述辅助绕组与所述原边绕组的匝比成正比。
优选地，所述上电阻的阻值被配置为控制所述充电电流对所述电容充电，以使得所述补偿信号的上升斜率与所述第一采样信号的上升斜率相同。
优选地，在所述关断延迟时间结束时，获取所述第二采样信号的峰值以产生峰值电流采样信号。
优选地，在所述功率管导通期间将所述第一采样信号储存在所述充电电容中，在所述关断延时时间结束时，将所述充电电容两端的电压作为所述第二采样信号。
优选地，所述第二采样电路包括：
第一电容，
其中在所述功率管导通期间将所述第一采样信号储存在所述第一电容以及所述充电电容中，在所述关断延时时间结束时，将所述充电电容两端的电压作为所述第二采样信号。
优选地，所述第二采样电路还包括：
第一放大器，第一输入端以及第二输入端分别耦接至所述第一电容和所述充电电容，输出端耦接至所述充电电容，被配置为控制所述第一采样信号放大预定倍数。
优选地，所述第二采样电路还包括：
第一电阻，耦接至所述第一放大器的输出端和第二输入端；以及
第二电阻，串联连接在所述第一电阻和接地端之间；
所述第一电阻和第二电阻的电阻比值为第一预定值。
第三方面，提供一种开关电源，其特征在于，所述开关电源包括：
变压器，包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组；
开关管，被配置为受控于开关控制信号切换开关状态，以保持所述开关电源的输出稳定性；以及
上述的电流信号采样电路。
本发明实施例公开了一种采样电路、集成电路和开关电源，在本发明实施例中，采样电路的控制单元通过在对应开关管的关断延迟时间内对充电电容进行充电，以根据充电完成的充电电容的电压确定补偿信号，从而根据补偿信号对采样信号进行补偿。由此，本实施例通过集成电路内部的电流在关断延迟时间内对充电电容进行充电来精确获取补偿信号，降低了电路成本，便于电路集成，减小了电路体积。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是现有技术中的电信号采样过程的波形示意图；
图2是相关技术的开关电源的示意图；
图3是本发明实施例的开关电源的示意图；
图4是本发明实施例的一种电流信号采样电路的示意图；
图5是本发明实施例的电流信号采样电路的工作波形示意图；
图6是本发明实施例的另一种电流信号采样电路的示意图；
图7是本发明实施例的参数示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则在说明书的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2是相关技术的开关电源的示意图。以开关电源为例，如图2所示，在现有技术中，开关电源包括整流电路BD、变压器T、开关管M和采样电阻RCS、外置电阻R4、驱动电阻R3、集成电路21和分压电路22确定。其中，分压电路22包括电阻R1和R2，变压器T包括原边绕组P、副边绕组S和辅助绕组A。其中，输入交流电压Vac经整流电路BD整流后输出母线电压Vbus。
如图2所示，辅助绕组A的电压信号VNa经分压电路22分压后，传输至集成电路21的ZCS端，ZCS端可用于电流及电流过零检测。集成电路21根据辅助绕组A的电压信号VNa的信号生成开关管M的控制信号DRV，以控制开关管M的导通时间和开关频率，从而控制开关电源的恒压输出。在开关管M导通时，有电流流过开关管M，集成电路21在开关管M关断前一刻获取采样电阻Rcs两端的电压，以获取表征流过开关管M的峰值电流的采样电压Vcs。在实际电路中，由于开关管M具有关断延迟，因此，发生采样电阻Rcs的采样动作的时刻相对于开关管M的实际关断时刻具有一定地延迟，因此，具有一定的采样误差。
在相关技术中，通过外置电阻R4对采样误差进行补偿，以精确地获得采样电压Vcs。如图2所示，集成电路21包括电流镜221，电压钳221a和电压源VCC用于提供电流镜221的输入通路和输出通路的电压。电流镜221的输出电流经采样引脚CS传递到电阻R4。其中，电流镜的输入和输出比例为10:1。
如图2所示，在控制信号DRV切换至低电平，控制开关管M的关断过程中，采样误差为ΔVcspk_s&h：
Figure BDA0003954581310000061
其中，Vbus为母线电压，Lp为变压器T的原边绕组P的电感量，Tdelay为开关管的关断延迟时间。
采样补偿ΔVcspk_comp为：
Figure BDA0003954581310000062
其中，Vbus为母线电压，Na为变压器T的辅助绕组A的匝数，Np为变压器的原边绕组P的匝数。其中，使得采样补偿ΔVcspk_comp与采样误差ΔVcspk_s&h相等，以实现采样补偿，也即使得：
Figure BDA0003954581310000063
Figure BDA0003954581310000064
如公式(3)所示，在现有技术中，若开关电源中的电流Iout_ocp(期望的过流保护点)随着交流输入电压Vac的上升而变高，则需要增加外置电阻R4来进一步补偿。并且，Cool-MOS管的关断延迟比GaN-MOS长很多，因此，需要更多的补偿，也即需要进一步增加外置电阻R4的阻值。显然，技术采用增加外置电阻的方式来进行采样补偿的方式，不便于电路集成。同时，由于在封装内部有控制器和MOS管的合封芯片中，合封芯片的采样引脚CS不能串联电阻。由此，图2所示的采样电路的补偿方式并不能应用于合封芯片。由此，本实施例提供一种采样电路，以在不需要增加外置电阻的情况下进行精确地采样补偿，以便于电路集成，并适用于各类封装芯片的采样。
图3是本发明实施例的开关电源的示意图。如图3所示，本实施例的开关电源3包括整流电路BD1、变压器T1、辅助绕组A1、功率管M1、以及电流信号采样电路。具体地，电流信号采样电路包括第一采样电路31、第二采样电路32以及分压电路33。其中，变压器T1包括原边绕组P1、副边绕组S1和辅助绕组A1。输入交流电压Vac1经整流电路BD1整流后输出母线电压Vbus1。功率管M1被配置为受控于开关控制信号DRV切换开关状态，以保持开关电源3的输出稳定性。分压电路33并联耦接至辅助绕组A1的两端，被配置为采集辅助绕组A1的电信号。这里，辅助绕组A1的电信号可以是其电压信号，也可以是流过辅助绕组A1的电流信号。分压电路33包括串联连接的上电阻R5和下电阻R6。第一采样电路31包括采样电阻Rcs1。
第一采样电路31，被配置为获取流过表征电感的电流的第一采样信号Vcs1。第二采样电路32，被配置为在开关电源3中功率管M1的关断延迟时间内获取与第一采样信号Vcs1的上升斜率相同的补偿信号，并且将补偿信号叠加在第一采样信号上Vcs1，以产生第二采样信号Vcs1’，以实现对电流信号的精准采样。
电流信号采样电路具有正电压检测功能和负电压检测功能。具体地，当副边绕组S续流时，辅助绕组A1两端的电压信号为正电压，Va_P＝(Na1/Ns1)*Vo。Na1为辅助绕组A1的匝数，Ns1为副边绕组S1的匝数，Vo为开关电源的输出电压。由此，第二采样电路32可以根据辅助绕组的电压信号Va_P获取开关电源的输出电压Vo。可选的，第二采样电路32可以根据输出电压Vo和预设的基准电压进行误差放大，以确定功率管M1的开通时间和开关频率，以实现开关电源的恒压输出。当功率管M1导通时，第二采样电路32通过在功率管M1关断前一刻获取采样电阻Rcs1上电压信号，以获取表征流过功率管M1的峰值电流的采样电压Vcs1。在实际电路中，由于功率管M1具有关断延迟，因此，发生对采样电阻Rcs1的采样动作的时刻相对于功率管M1的实际关断时刻具有一定地延迟，导致功率管M1的峰值电流信息采样不准确，电流采样误差为：
Figure BDA0003954581310000081
其中，Lp1为变压器T1的原边绕组P1的电感量，t为功率管M1的关断延迟时间。
在功率管M1导通期间，辅助绕组A1的电压信号为负电压，Va_N＝(Na1/Np1)*Vbus1。Na1为辅助绕组A1的匝数，Np1为副边绕组P1的匝数，Vbus1为开关电源的母线电压。由此，第二采样电路32可以根据辅助绕组两端的电压信号Va_N获取开关电源的输出电压Vbus1。也就是说，在功率管M1导通时，第二采样电路32的ZCS端的上拉电阻R5产生的负电流能够体现母线电压Vbus，因此，本实施例可以通过第二采样电路32内部的该负电流给充电电容充电。其中，充电电容的电压显然可以表征实际电流，因此本实施例通过将储能电容的电压作为补偿信号对电流采样误差ΔVcs1进行补偿。由此，本实施例实现了在不采用外置大电阻的情况下实现精确地采样误差补偿，以便于电路集成，同时降低了电路成本。
在本实施例中，补偿信号在检测到控制功率管M1关断的控制信号时开始线性增加，在检测到流过所述电感电流的由正变负的过零点时停止线性增加。
优选地，第二采样电路包括32包括电流源321、控制单元322以及充电电容323。其中，电流源321，被配置为产生充电电流。控制单元322被配置为在功率管M1的关断延迟时间内控制充电电容323充电，获取充电后的电容电压，以获取补偿信号，对采集获得的第一采样信号Vcs1进行补偿，提高峰值电流采样的准确性。
充电电流基于开关电源的母线电压bus1确定。更具体地，电流源321产生的充电电流与分压电路33中的上电阻的阻值成反比，与开关电源3的母线电压bus1、以及辅助绕组A1与原边绕组P1的匝比成正比。进一步地，充电电流通过获取辅助绕组A1的电信号产生，在辅助绕组A1的两端的电信号由负变正过零时停止对充电电容323充电。
在一种可选的实现方式中，电流源321中设置的检测电路检测辅助绕组A1的电信号，并对辅助绕组A1的电信号进行过零检测。如图3所示，辅助绕组A1的电压信号Va经分压电路33分压后，传输至第二采样电路32的ZCS端，ZCS端可用于电流过零检测。可选的，由于变压器T1的辅助绕组A1的电压信号在功率管M1的导通时间内为负，在开关管的关断时间内为正，因此可以通过检测辅助绕组的电信号来确定功率管M1的关断延迟时间。在本实施例中，第二采样电路32可以通过电流源321中的ZCS端进行过零检测，以确定开关管的实际关断时刻。进一步地，电流源321被配置为通过ZCS端检测辅助绕组A1的电信号的过零点，将充电控制信号切换为低电平，第二采样电路32被配置为响应于该充电控制信号切换至为低电平停止对充电电容323进行充电。应理解，本实施例并不对开关管的关断延迟时间和关断时刻的方式进行限制。进一步可选的，在本实施例中，电流源321被配置为根据辅助绕组A1的电信号确定充电电容323的充电电流。也即，电流源321对ZCS端采集的电流信号进行镜像转换，以确定充电电容323在关断延迟时间内的充电电流。
可选的，补偿信号的上升斜率被配置为与第一采样信号Vcs1的上升斜率相同，以便于采用补偿信号对采样信号进行补偿。进一步可选的，通过设置调节分压电路33中的上电阻R5以使得补偿信号的上升斜率被配置为与采样信号的上升斜率相同。
可选的，本实施例以充电电容323为电容进行举例说明，应理解，本实施例并不对充电电容323的类型进行限制。在一种可选的实现方式中，至少一个充电电容包括第一充电电容，被配置为在功率管M1的关断延迟时间内受控充电，以获取补偿信号。
在一种可选的实现方式中，控制单元322包括与第一充电电容耦接的第一开关。第一开关被配置为受控在功率管M1的关断延迟时间受控导通，以控制第一充电电容进行充电，从而获取补偿信号。可选的，第二采样电路32在功率管M1的控制信号DRV的下降沿时刻将对应的充电控制信号切换至高电平，以控制第一开关导通，并在ZCS端检测到过零信号，也即辅助绕组的电信号由负切换为正，功率管M1彻底关断时刻，将对应的充电控制信号切换至低电平，以控制第一开关关断。由此，第二采样电路32可以控制第一开关在功率管M1的关断延迟时间内导通，从而控制第一充电电容进行充电。可选的，充电电容的充电电流基于母线电压确定。由于在功率管M1导通过程中，辅助绕组A1的电信号能够表征母线电压Vbus1，母线电压Vbus1能够表征母线电流，因此，第二采样电路32中的电流源321可以基于采集获得的辅助绕组的电信号确定第一充电电容的充电电流，以使得充电结束后的第一充电电容的电压能够表征实际的电流信号。
在一种可选的实现方式中，至少一个充电电容包括第一充电电容和第二充电电容。控制单元322还包括第二开关和第三开关。其中，第二开关耦接在采样信号采集端和第二充电电容之间，第三开关耦接在第一充电电容和第二充电电容之间。第二开关和第三开关被配置为受控于采样控制信号导通，受控于功率管M1的控制信号的下降沿关断，以控制第一充电电容和所述第二充电电容充电，获取采样信号。也就是说，在功率管M1的控制信号DRV的下降沿时刻之前，控制第二开关和第三开关导通，以获取第一采样信号Vcs1，在功率管M1的延迟关断时刻，原有的采样信号存在下冲噪声，因此本实施例通过控制第一开关导通，并通过基于辅助绕组的电信号确定的充电电流对第一充电电容进行充电，以获取补偿信号。由此，本实施例可以较为准确地获取功率管M1的电流采样信号。
在一种可选的实现方式中，控制单元322还包括第一放大器。第一放大器的输入端分别耦接至第一充电电容和第二充电电容，输出端耦接至第三开关，其被配置为控制所述采样信号放大预定倍数或者控制补偿信号方法预定倍数，以便于根据补偿信号补偿采样信号。
在一种可选的实现方式中，控制单元322还包括串联连接在第一开关和接地端之间的第一电阻和第二电阻。其中，第一电阻和第二电阻的电阻比值为第一预定值。
在一种可选的实现方式中，第一放大器的第一输入端连接至第二充电电容，第二输入端连接至第一电阻和第二电阻的公共端，以控制所述采样信号或补偿信号放大预定倍数，从而进一步便于根据补偿信号补偿采样信号。
在本发明实施例中，采样电路的控制单元通过在对应开关管的关断延迟时间内对充电电容进行充电，以根据充电完成的充电电容的电压确定补偿信号，从而根据补偿信号对采样信号进行补偿。由此，本实施例通过集成电路内部对充电电容进行充电来精确获取开关管关断延迟时间的补偿信号，无需外置大电阻，便于电路集成，减小了电路体积和成本，同时本实施例的采样电路可以应用于合封芯片中，以实现合封芯片的采样补偿。
图4是本发明实施例的一种采样电路的示意图。可选的，本实施例以充电电容为电容元件，第一采样信号被放大预定倍数为例进行描述。如图4所示，本实施例的第二采样电路32中示出了控制单元322以及充电电容323的具体结构以及连接方式。
本实施例的第二采样电路32包括电流源321、由第一电容C1和第二电容C2构成的充电电容323、以及控制单元322。控制单元322包括第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、放大器Am1、第一电阻R7以及第二R8。其中，由电阻R7和R8的构成的串联通路以及第一电容C1并联耦接在电流源321的输出端与接地端之间。第一开关S1连接在电流源321的输出端和第一电容C1之间，第二开关S2连接在第二采样电路32的采样引脚CS和第二电容C2之间，第二电容C2连接在第二开关S2和放大器Am1的正向输入端之间，第三开关S3连接在放大器Am1的输出端和公共端a之间。其中，公共端a为第一开关S1和第一电容C1、电阻R7的公共端。
具体地，第一电容C1，在功率管M1导通期间将第一采样信号Vcs1储存储在充电电容中，在关断延时时间结束时，将所述充电电容两端的电压作为第二采样信号Vcs1’。放大器Am1、第一电阻R7以及第二R8被配置为控制第一采样信号Vcs1放大预定倍数。第一电阻R7和第二电阻R8的电阻比值为第一预定值。
如图4所示，在功率管M1的导通时间Ton内，也即控制信号DRV为高电平的时间内，控制第二开关S2和第三开关S3保持导通状态，控制第一开关S1保持关断状态，以将第一采样信号Vcs1采样到第一电容C1和第二电容C2中，以实时获取第一采样信号Vcs1。可选的，在本实施例中，将电阻R7和R8的比值设置为2:1，以基于放大器Am1使得第一电容C1采样的信号为3*Vcs1，也即控制采样信号Vcs增加为原来的3倍。应理解，本实施例并不对电阻R7和R8的比值进行限制，其可以根据实际应用场景进行设置。
在功率管M1的控制信号DRV切换低电平的时刻(也即turn off时刻)，控制第二开关S2和第三开关S3关断，控制第一开关S1导通。由于第二开关S2和第三开关S3关断已经断开，因此如图1中采样信号在t0时刻所产生的下冲噪声不会再影响采样信号保持的结果，也即不会影响第一电容C1的电压值。
在第一开关S1导通后，ZCS端产生的电流I1经过电流源321后被镜像为电流I2，以通过第一开关S1继续对第一电容C1充电，直至ZCS端检测到电流过零点，也即功率管M1彻底关闭，控制第一开关S1关断，停止对第一电容C1充电。此时，第一开关S1、第二开关S2和第三开关S3均处于关断状态，第一电容C1上的电压不再上升，提取第一电容C1上的电压以获取补偿信号，在根据补偿信号进行补偿获得准确的采样信号后，经后续处理，例如放大处理，Tdis/T模块处理等，可以获得原边反馈电流Iout_psr，开关电源可以进一步根据原边反馈电流Iout_psr进行后续调节，本实施例在此不再对后续处理进行详细描述。
其中，电流源321中的输入电流I1＝Vbus1/Np1*Na1*1/R5  (4)。
电流源321中的输出电流I2＝I1/k  (5)。
其中，k为电流源321的输入电流和输出电流的比值，其可以根据具体应用场景进行设置。
第一电容C1在关断延迟时间内的充电量(也即补偿信号)ΔVc1＝I2/C1*t  (6)。
其中，t为功率管M1的关断延迟时间。
第一电容C1采样获得的采样信号的误差为：
3*ΔVcs1＝3*Vbus1/Lp1*Rcs1*t  (7)
根据补偿信号对采样误差进行补偿，则：
ΔVc1＝3*ΔVcs1
也即I2/C1＝3*Vbus1/Np1*Rcs1  (8)
根据公式(4)-(8)可以得到：
R5＝Lp1/(3*k*Rcs1*C1*Npa)  (9)
其中，Lp1为变压器T1的原边绕组P1的电感量，Npa为变压器T1的原边绕组P1与辅助绕组A1的匝数比。
由此，在本实施例中，可以通过公式(9)计算采样辅助绕组的电信号时所采用的电阻R5的值，以使得补偿信号的上升斜率与第一采样信号Vcs1的上升斜率相同或近似相同。但是，由于在电路的实际运行中，实际值与理论值存在一定的偏差，因此在计算获得电阻R5的值之后，通常需要进行测试，以进一步对电阻R5的值进行微调，从而使得补偿信号的上升斜率与第一采样信号Vcs1的上升斜率相同，进一步提高采样准确性。
图5是本发明实施例的采样电路的工作波形示意图。如图5所示，在t1时刻，功率管M1受控导通，ZCS端检测到的电流I_ZCS下降为负电流，此时，第二开关S2和第三开关S3受控导通，通过第一电容C1和第二电容C2获取第一采样信号Vcs1。到t2时刻，功率管M1的控制信号变为低电平，也即功率管M1受控开始执行turn off关闭操作，此时第一采样信号Vcs1出现下降噪声，采样控制信号TS1切换为高电平，第一开关S1受控于采样控制信号TS1导通，第二开关S2和第三开关S3受控关断，充电电流I2开始给第一电容C1充电，直至t3时刻，ZCS端检测到电流I_ZCS的过零点，此时功率管M1已经彻底关闭，采样控制信号TS1切换为低电平，第一开关S1受控于控制信号TS1关断，第一电容C1不再充电，将此时第一电容C1上的电压经过补偿后即可准确表征实际的采样信号，即第二采样信号Vcs1'。由此，在本实施例中，可以在开关管的关断延迟时间内通过ZCS端的电流对第一电容C1进行继续充电，以进行采样误差的补偿，无需额外增加外置大电阻，节约了成本，便于电路集成。
在本发明实施例中，电流信号采样电路的控制单元通过在对应开关管的关断延迟时间内对充电电容进行充电，以根据充电完成的充电电容的电压确定补偿信号，从而根据补偿信号对采样信号进行补偿。由此，本实施例通过集成电路内部的电流在关断延迟时间内对充电电容进行充电来精确获取补偿信号，降低了电路成本，便于电路集成，减小了电路体积。
图6是本发明实施例的另一种采样电路的示意图。如图6所示，图6提供了一种不对第一采样信号Vcs1进行放大的采样方法的电路示意图，也即相对于图4所示的采样电路，图6中的放大器Am2的反向输入端与第一电容C1直接连接，这可以在实现采样误差补偿的同时，进一步减少电路成本，节省空间。应理解，其原理与图4-图5对应的实施例类似，在此不再赘述。
需要说明的是，本实施例中，如图4中对第一采样信号Vcs1进行放大预定倍数，或者如图6中不对第一采样信号Vcs1进行均可，对第一采样信号Vcs1进行放大预定倍数的目的仅在于进一步提高电流采样的精确度。
在本发明实施例中，采样电路的控制单元通过在对应开关管的关断延迟时间内对充电电容进行充电，以根据充电完成的充电电容的电压确定补偿信号，从而根据补偿信号对采样信号进行补偿。由此，本实施例通过集成电路内部的电流在关断延迟时间内对充电电容进行充电来精确获取补偿信号，降低了电路成本，便于电路集成，减小了电路体积。
图7是本发明实施例的参数示意图。基于上述任一实施方式，以具体的充电器为例，按照公式(9)中的R5的计算公式：R5＝Lp1/(3*k*Rcs1*C1*Npa)，计算各参数取最大值和最小值的结果，如图7所示。其中，Nps为变压器原边绕组和副边绕组的匝数比，Iout_ocp为期望的过流保护点。ΔVcs1为关断延迟时间t内采样信号Vcs上升的幅度，单位为mV。ΔVc1为本发明实施例的第一电容C1在关断延迟时间t内上升的幅度，单位mV，该电压已放大3倍。
当分压电路中上拉电阻R5取最大值198kohm时：
以及母线电压Vbus1等于80V时，ΔVcs1＝4mV(未放大3倍)，ΔVc1＝12mV(放大3倍)，采样误差与补偿电压匹配；
在Vbus1＝380V时，ΔVcs1＝19mV(未放大3倍)，ΔVc1＝58mV(放大3倍)，采样误差与补偿电压接近，基本匹配；
在ZCS的上拉电阻R5取最小的37kohm时：
在Vbus1＝80V时，ΔVcs1＝16mV(未放大3倍)，ΔVc1＝47mV(放大3倍)，采样误差与补偿电压接近，基本匹配；
在Vbus1＝380V时，ΔVcs1＝74mV(未放大3倍)，ΔVc1＝222mV(放大3倍)，采样误差与补偿电压匹配；
由此可见，不管变压器感量、匝比、采样电阻Rcs1取值如何，只需要按照公式(9)计算电阻R5的电阻值，均可以补偿Vcs1的采样误差。进一步地，在计算获得上拉电阻R5的阻值后，可以通过测试，对上拉电阻R5的阻值进行微调，以更准确地补偿第一采样信号Vcs1的采样误差。
在本发明实施例中，采样电路的控制单元通过在对应开关管的关断延迟时间内对充电电容进行充电，以根据充电完成的充电电容的电压确定补偿信号，从而根据补偿信号对采样信号进行补偿。由此，本实施例通过集成电路内部的电流在关断延迟时间内对充电电容进行充电来精确获取补偿信号，降低了电路成本，便于电路集成，减小了电路体积。

Claims (23)

1.一种电流信号采样方法，应用于开关电源，其特征在于，所述方法包括：
获取流过表征电感的电流的第一采样信号；
在所述开关电源中功率管的关断延迟时间内获取与所述第一采样信号的上升斜率相同的补偿信号，并将所述补偿信号叠加在所述第一采样信号上，以产生第二采样信号。
2.根据权利要求1所述的电流信号采样方法，其特征在于，所述补偿信号在检测到控制所述功率管关断的控制信号时开始线性增加，直至检测到流过所述电感的电流由正变负的过零点时停止线性增加。
3.根据权利要求1所述的电流信号采样方法，其特征在于，
在所述关断延迟时间内，利用一电流源产生的充电电流对一充电电容进行充电，以在所述充电电容上产生所述补偿信号。
4.根据权利要求3所述的电流信号采样方法，其特征在于，所述充电电流基于开关电源的母线电压确定。
5.根据权利要求3所述的电流信号采样方法，其特征在于，所述充电电流通过获取与原边绕组耦合的辅助绕组的电信号产生，在所述辅助绕组的两端的电信号由负变正过零时停止对所述充电电容充电。
6.根据权利要求5所述的电流信号采样方法，其特征在于，还包括：
在所述辅助绕组两端并联耦接分压电路，其中所述分压电路包括串联连接的上电阻和下电阻；以及
控制所述电流源产生的充电电流与所述上电阻的阻值成反比，与所述开关电源的母线电压、以及所述辅助绕组与所述原边绕组的匝比成正比。
7.根据权利要求6所述的电流信号采样方法，其特征在于，所述上电阻的阻值被配置为控制所述充电电流对所述充电电容充电，以使得所述补偿信号的上升斜率与所述第一采样信号的上升斜率相同。
8.根据权利要求1所述的电流信号采样方法，其特征在于，在所述关断延迟时间结束时，获取所述第二采样信号的峰值以产生峰值电流采样信号。
9.根据权利要求3所述的电流信号采样方法，其特征在于，在所述功率管导通期间将所述第一采样信号储存在所述充电电容中，在所述关断延时时间结束时，将所述充电电容两端的电压作为所述第二采样信号。
10.根据权利要求3所述的电流信号采样方法，其特征在于，在所述功率管导通期间，将所述第一采样信号保存在第一电容和充电电容中中，在所述关断延迟时间内，利用充电电流对所述充电电容进行充电以将所述补偿信号叠加在所述第一采样信号上，从而在所述充电电容两端产生所述第二采样信号。
11.一种电流信号采样电路，应用于开关电源，其特征在于，所述电流信号采样电路包括：
第一采样电路，被配置为获取流过表征电感的电流的第一采样信号；以及
第二采样电路，被配置为在所述开关电源中功率管的关断延迟时间内获取与所述第一采样信号的上升斜率相同的补偿信号，并且将所述补偿信号叠加在所述第一采样信号上，以产生第二采样信号。
12.根据权利要求11所述的电流信号采样电路，其特征在于，所述补偿信号在检测到控制所述功率管关断的控制信号时开始线性增加，在检测到流过所述电感电流的由正变负的过零点时停止线性增加。
13.根据权利要求11所述的电流信号采样电路，其特征在于，所述第二采样电路包括：
电流源，被配置为产生充电电流；以及
充电电容，
其中所述充电电流在关断延迟时间内对所述充电电容进行充电，以在所述充电电容上产生所述补偿信号。
14.根据权利要求13所述的电流信号采样电路，其特征在于，所述充电电流基于开关电源的母线电压确定。
15.根据权利要求13所述的电流信号采样电路，其特征在于，所述充电电流通过获取与原边绕组耦合的辅助绕组的电信号产生，在所述辅助绕组的两端的电信号由负变正过零时停止对所述充电电容充电。
16.根据权利要求15所述的电流信号采样电路，其特征在于，在所述辅助绕组两端并联耦接分压电路，其中所述分压电路包括串联连接的上电阻和下电阻；
其中所述电流源产生的充电电流与所述上电阻的阻值成反比，与所述开关电源的母线电压、以及所述辅助绕组与所述原边绕组的匝比成正比。
17.根据权利要求16所述的电流信号采样电路，其特征在于，所述上电阻的阻值被配置为控制所述充电电流对所述电容充电，以使得所述补偿信号的上升斜率与所述第一采样信号的上升斜率相同。
18.根据权利要求11所述的电流信号采样电路，其特征在于，在所述关断延迟时间结束时，获取所述第二采样信号的峰值以产生峰值电流采样信号。
19.根据权利要求13所述的电流信号采样电路，其特征在于，在所述功率管导通期间将所述第一采样信号储存在所述充电电容中，在所述关断延时时间结束时，将所述充电电容两端的电压作为所述第二采样信号。
20.根据权利要求13所述的电流信号采样电路，其特征在于，所述第二采样电路包括：
第一电容，
其中在所述功率管导通期间将所述第一采样信号储存在所述第一电容以及所述充电电容中，在所述关断延时时间结束时，将所述充电电容两端的电压作为所述第二采样信号。
21.根据权利要求20所述的电流信号采样电路，其特征在于，所述第二采样电路还包括：
第一放大器，第一输入端以及第二输入端分别耦接至所述第一电容和所述充电电容，输出端耦接至所述充电电容，被配置为控制所述第一采样信号放大预定倍数。
22.根据权利要求21所述的电流信号采样电路，其特征在于，所述第二采样电路还包括：
第一电阻，耦接至所述第一放大器的输出端和第二输入端；以及
第二电阻，串联连接在所述第一电阻和接地端之间；
所述第一电阻和第二电阻的电阻比值为第一预定值。
23.一种开关电源，其特征在于，所述开关电源包括：
变压器，包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组；
开关管，被配置为受控于开关控制信号切换开关状态，以保持所述开关电源的输出稳定性；以及
如权利要求11-22中任一项所述的电流信号采样电路。
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