CN114189156A - 反激开关电路及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种反激开关电路及其控制方法，通过设置大于零的基准值，所述大于零的基准值用于控制反激开关电路中第一开关管的关断时刻以使得反激开关电路的主功率开关管开通之前，主功率开关管的漏源电压与所述大于零的基准值相一致，从而降低主功率开关管的开通功耗，提高系统效率。
Description
技术领域
本发明涉及电子电力技术领域，更具体地说，涉及一种反激开关电路及其控制方法。
背景技术
反激开关电路包括有主功率开关管，通过主功率开关管的导通和关闭给负载提供能量，主功率开关管的开关控制是开关电路的控制核心，如何有效控制主功率开关管的开关状态是一项极具挑战性的工作。
现有技术的有源钳位反激式开关电源，通过在主功率开关管之漏极和输入端间连接一个钳位电容以及在主功率开关管之漏极与电容之间连接一个钳位开关管，钳位开关管在主功率开关管关断期间的某一时刻导通，在主开关管开通的期间不导通，钳位开关管导通之后，原边绕组会产生负向的磁化电流，主功率开关管的漏极电压会随之下降，之后控制钳位开关管关断，主功率开关管导通，可降低主功率开关管的导通损耗，但是现有技术在主功率开关管开通之前，没有针对钳位开关管关断时刻的精确控制，在主功率开关管开通时，所述主功率开关管与原边绕组之公共端电压可能较大，这时如开通主功率开关管，则整个电源系统具有较大的能量损耗，影响了系统效率。
发明内容
有鉴于此，本发明的目在于提供一种通过调整第一开关管的关断时刻来降低主功率开关管开通损耗，解决现有技术中反激开关电路存在的主功率开关管开通损耗大、系统效率低的技术问题。
本发明的技术解决方案是，提供一种反激开关电路，包括主功率开关管、变压器和副边整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述主功率开关管与所述原边绕组连接，所述副边整流管与所述副边绕组连接，其中，还包括：原边的开关控制单元和第一开关管，所述第一开关管用于调节所述主功率开关管的漏源电压，所述开关控制单元控制所述主功率开关管和所述第一开关管的开关状态，其中，所述开关控制单元根据大于零的基准值调整所述第一开关管的关断时刻，以控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
优选的，所述开关控制单元包括第一偏置电压电路和关断调节电路，
所述第一偏置电压电路输出大于零的第一偏置电压信号，所述关断调节电路接收所述第一偏置电压信号并根据所述第一偏置电压信号调整所述第一开关管的关断时刻，以控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
优选地，所述关断调节电路调整所述第一开关管的关断时刻，使得所述主功率开关管开通之前，主功率开关管的漏源电压与所述第一偏置电压信号相一致。
优选地，所述第一偏置电压电路输出预定值的第一偏置电压信号，所述预定值为大于零。
优选地，所述第一偏置电压电路输出可调节的第一偏置电压信号，所述可调节的第一偏置电压信号的电压值为大于零。
优选地，所述第一偏置电压电路接收所述反激开关电路的输入电压，所述可调节的第一偏置电压信号与所述输入电压成比例关系。
优选地，所述反激开关电路包括第一电容和钳位开关管，所述第一电容和所述钳位开关管串联连接在所述反激开关电路输入电源的高电位端和所述主功率开关管与所述原边绕组的公共节点之间，所述钳位开关管作为所述第一开关管或者是，所述反激开关电路包括与所述变压器耦合的第一辅助绕组、辅助开关管和第一辅助电容，所述第一辅助绕组、辅助开关管和第一辅助电容串联形成一个回路，所述辅助开关管作为所述第一开关管。
优选地，所述开关控制单元包括关断控制电路，
所述关断控制电路接收表征所述原边绕组电流的第一电压信号，并将所述第一电压信号和第一参考电压信号进行比较，比较结果作为控制所述第一开关管关断的复位信号。
优选地，所述关断调节电路包括电压检测电路和调整电路，
所述电压检测电路接收所述第一偏置电压信号，并且检测所述主功率开关管的节点电压，根据所述主功率开关管的节点电压和所述第一偏置电压信号输出电压检测信号，
所述调整电路电连接所述关断控制电路和所述电压检测电路，所述调整电路根据所述电压检测信号调整所述第一开关管的关断时刻。
优选地，所述关断调节电路包括电压检测电路和阈值调节电路，
所述电压检测电路接收所述第一偏置电压信号，并且检测所述主功率开关管的节点电压，根据所述主功率开关管的节点电压和所述第一偏置电压信号输出电压检测信号，
所述阈值调节电路电连接所述电压检测电路和所述关断控制电路，所述阈值调节电路根据所述电压检测信号调节所述第一参考电压信号的大小，从而调整所述第一开关管的关断时刻。
优选地，所述开关控制单元用于将当前周期中的所述主功率开关管的所述漏源电压与所述基准值进行比较，并根据比较结果数据调节所述第一开关管在与所述当前周期相邻的下一个周期中的脉冲宽度。
优选地，所述开关控制单元包括：
第二偏置电压电路，用于提供第二偏置电压信号；
计算电路，用于根据所述第二偏置电压信号、输入信号和输出信号提供所述基准值；
采样电路，用于对所述主功率开关管的所述漏源电压进行采样；
比较电路，用于将所述基准值和所述漏源电压进行比较以获得所述比较结果数据；以及
脉宽调节电路，用于根据所述比较结果数据调节所述第一开关管在所述下一个周期中的脉冲宽度，从而控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
优选地，所述计算电路根据所述第二偏置电压信号、所述输入信号(VS_VIN)和所述输出信号(VS_VO)提供所述基准值的公式为：
VZVS_ref＝(1-k1)*Vs_VIN-k2*Vs_VO+Vbias，
其中，VZVS_ref为所述基准值，VS_VIN为所述输入信号和VS_VO为所述输出信号，Vbias为所述第二偏置电压信号，K1为第一系数，K2为第二系数。
优选地，所述计算电路被配置为所述第一系数和所述第二系数可调，所述第一系数和所述第二系数为0％至100％之间的任意值。
优选地，还包括：与所述变压器耦合的第二辅助绕组，
其中，所述采样电路用于对所述第二辅助绕组的电压进行采样，以获得用于表征所述漏源电压的谷底电压、所述输入电压和所述输出电压，
当所述主功率开关管导通时，所述第二辅助绕组的电压表征所述输入电压，当所述主功率开关管关断时，所述第二辅助绕组的电压表征所述输出电压。
本发明还公开了一种反激开关电路的控制方法，所述反激开关电路包括主功率开关管、变压器、副边整流管以及用于调节所述主功率开关管的漏源电压的第一开关管，其中，包括步骤：
根据大于零的基准值调整所述第一开关管的关断时刻，以控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
优选地，根据表征所述变压器的原边绕组电流的第一电压信号，并将所述第一电压信号和第一参考电压信号进行比较，比较结果作为控制所述第一开关管关断的复位信号；
输出大于零的第一偏置电压信号，根据所述第一偏置电压信号调整所述第一开关管的关断时刻，以此控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
优选地，调整所述第一开关管的关断时刻，使得所述主功率开关管开通之前，主功率开关管的漏源电压与所述第一偏置电压信号相一致。
优选地，输出预定值的第一偏置电压信号，所述预定值为大于零。
优选地，接收所述反激开关电路的输入电压，输出可调节的第一偏置电压信号，所述可调节的第一偏置电压信号的电压值为大于零且与所述输入电压成比例关系。
优选地，检测所述主功率开关管的节点电压，并根据所述第一偏置电压信号和所述主功率开关管的节点电压输出电压检测信号，
接收所述比较结果和所述电压检测电路，根据所述电压检测信号调整所述第一开关管的关断时刻。
优选地，检测所述主功率开关管的节点电压，并根据所述第一偏置电压信号和所述主功率开关管的节点电压输出电压检测信号，
根据所述电压检测信号调节所述第一参考电压信号的大小，以调整所述第一开关管的关断时刻。
优选地，还包括：
在当前周期中，将所述主功率开关管的所述漏源电压与基准值进行比较；以及
在与所述当前周期相邻的下一个周期中，根据比较结果数据调节所述第一开关管的脉冲宽度。
优选地，获取所述基准值的方法包括：
根据第二偏置电压信号、输入信号和输出信号提供所述基准值，获取所述基准值的公式为：
VZVS_ref＝(1-k1)*Vs_VIN-k2*Vs_VO+Vbias，
其中，VZVS_ref为所述基准值，VS_VIN为所述输入信号和VS_VO为所述输出信号，Vbias为所述第二偏置电压信号，K1为第一系数，K2为第二系数。
优选地，所述第一系数和所述第二系数可调，所述第一系数和所述第二系数为0％至100％之间的任意值。
采用本发明的电路结构，与现有技术相比，通过设置大于零的基准值来调整第一开关管的关断时刻以使得主功率开关管开通之前，其漏源电压为大于零的预设值，从而降低开关管的开通功耗，提高系统效率。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为依据本发明的反激开关电路的第一实施例的电路框图；
图2(a)为依据本发明的开关控制单元的第一实施例的电路框图；
图2(b)为图2(a)中开关控制单元的一实施例的电路图；
图3(a)为依据本发明的开关控制单元的第二实施例的电路框图；
图3(b)为图3(a)中开关控制单元的一实施例的电路图；
图4为图2中的电路框图的工作波形图；
图5(a)为依据本发明的反激开关电路的第三实施例的电路框图；
图5(b)为图5(a)中开关控制单元的一实施例的框图；
图5(c)为图5(a)中反激开关电路的一实施例的控制原理图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
根据本公开实施例，提供了一种反激开关电路，包括主功率开关管、变压器和副边整流管，变压器包括原边绕组和副边绕组，主功率开关管与原边绕组连接，副边整流管与副边绕组连接，其中，还包括：原边的开关控制单元和第一开关管，第一开关管用于调节主功率开关管的漏源电压，开关控制单元控制主功率开关管和第一开关管的开关状态，其中，开关控制单元根据大于零的基准值调整第一开关管的关断时刻，以控制主功率开关管的导通时刻电压。
下面结合图1至图5(c)对本公开提供的反激开关电路及其控制方法进行详细说明，其中，图1至图4示出了第一实施例的反激开关电路的具体实施方式，图5(a)至5(c)示出了第二实施例的反激开关电路的具体实施方式。
如图1所示，为依据本发明的反激开关电路的第一实施例的电路框图，图1中为有源钳位反激开关电路的电路框图，图2(a)为依据本发明的开关控制单元的第一实施例的电路框图，图2(b)为图2(a)中开关控制单元的一实施例的电路图。下面结合图2、2(a)和2(b)阐述本发明实施例的电路结构，本发明实施例中的反激开关电路包括主功率开关管MO、变压器和副边整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组L2，原边绕组包括磁化电感LM和绕组L1，所述主功率开关管的一个功率端(如漏端)与所述原边绕组连接，另一功率端(如源端)接地，所述副边整流管与所述副边绕组连接。反激开关电路还可以包括原边的开关控制单元1和第一开关管，所述第一开关管用于调节所述主功率开关管的漏源电压，所述开关控制单元控制所述主功率开关管和所述第一开关管的开关状态，该实施例中，所述反激开关电路可以包括第一电容C1和钳位开关管MA，所述第一电容和所述钳位开关管串联连接在所述反激开关电路输入电源的高电位端和所述主功率开关管与所述原边绕组的公共节点之间，所述钳位开关管作为所述第一开关管。
在一个实施例中，所述开关控制单元可包括关断控制电路，所述关断控制电路包括电流计算电路1-1、比较电路1-2以及RD触发器，电流计算电路1-1接收与所述原边绕组耦合的第一绕组的电压信号VB，通过计算以获得表征所述原边绕组电流的第一电压信号V1，这里，如图2(b)所示，电流计算电路利用伏秒平衡(电容C2上的充电和放电积分平衡)来计算获得第一电压信号V1，之后比较电路1-2(例如为比较器)并将所述第一电压信号V1和第一参考电压信号Vref进行比较，比较结果作为控制所述钳位开关管关断的复位信号，其原理为：当主功率开关管MO导通，钳位开关管MA关断时，磁化电感LM上的电压为Vin-VSW，当主功率开关管MO关断，钳位开关管MA开通时，LM上的电压为VA，利用LM上电压(表征为电压VB)的伏秒平衡决定钳位开关管MA的关断时刻。
一个实施例中，所述开关控制单元1包括第一偏置电压电路1-2和关断调节电路，所述关断调节电路包括电压检测电路1-4和调整电路1-5。所述第一偏置电压电路输出大于零的第一偏置电压信号△V；所述电压检测电路接收所述第一偏置电压信号△V，并且检测所述主功率开关管的节点电压VSW，输出电压检测信号V2，所述调整电路1-5电连接所述关断控制电路和所述电压检测电路，这里，所述调整电路1-5连接比较电路1-2的输出端和电压检测电路1-3的输出端，所述调整电路根据所述电压检测信号V2调整所述钳位开关管MA的关断时刻，例如根据所述电压检测信号V2调整比较结果的有效时间长度从而调整所述钳位开关管MA的关断时刻。本实施例中，调整电路1-5和RD触发器构成为逻辑控制电路，调整电路1-5的输出端连接到RD触发器的复位端，RD触发器的置位端接收控制钳位开关管MA导通的信号，导通的信号可以是合适的电路产生，例如根据主功率开关管的关断信号形成钳位开关管MA导通的信号，在图2中未示出，逻辑控制电路输出信号VMA控制钳位开关管MA的开关状态。
在一个实施例中，所述第一偏置电压电路输出预定值的第一偏置电压信号，所述预定值为大于零，如所述第一偏置电压信号△V通过某一预定值大小的电压与零电压相加得到，这里第一偏置电压电路可通过加法器实现。
在另一个实施例中，所述第一偏置电压电路输出可调节的第一偏置电压信号，所述可调节的第一偏置电压信号的电压值为大于零。如所述第一偏置电压电路接收所述反激开关电路的输入电压，所述可调节的第一偏置电压信号与所述输入电压成比例关系，例如，所述可调节的第一偏置电压信号△V与输入电压成一定的正比例关系，△V＝K*Vin，K为大于零小于1的常数。这里，所述第一偏置电压电路可为合适的电路结构实现，可调节的第一偏置电压信号△V通过加法器将零电压与预定的电压值相加得到，预定的电压值为与输入电压成一定的正比例关系。
在一个实施例中，所述关断调节电路调整所述第一开关管的关断时刻，使得所述主功率开关管开通之前，主功率开关管的漏源电压与所述第一偏置电压信号相一致。如，第一偏置电压信号△V设置为100mv，则调整主功率开关管的漏源电压在100mv处主功率开关管导通，或者是第一偏置电压信号△V设置为K*Vin，则调整主功率开关管的漏源电压在K*Vin处主功率开关管导通，以控制系统的损耗最小，效率最大。
下面参考图4的工作波形图，阐述本发明实施的工作过程：在t1时刻，主功率开关管MA导通，磁化电感LM上的电流IL上升；到t2时刻，主功率开关管MA关断，磁化电感LM上的电流IL开始下降，在t2关断后的某一时刻，钳位开关管MA导通，则磁化电感LM上的电流IL开始下降到零以下；到t3时刻，电流IL达到第一参考电压信号，这里表征为参考电流信号Iref，则钳位开关管MA关断，主功率开关管MA的漏源两端电压VSW开始下降，下降到t4时刻，漏源两端电压VSW与输入电压Vin相等，之后将导通所述主功率开关管MO。然后在当前工作周期，电压检测电路将漏源两端电压VSW与第一偏置电压信号△V(如图4中的Vth)进行比较，当漏源两端电压VSW与第一偏置电压信号△V有偏差时，则通过电压检测信号V2调整所述钳位开关管MA的关断时刻，例如图4中的虚线，将关断时刻延后，以使得在下一开关周期中，所述主功率开关管导通时刻的漏源两端电压VSW与第一偏置电压信号△V相一致。
下面参考图3(a)为依据本发明的开关控制单元的第二实施例的电路框图以及图3(b)为图3(a)中开关控制单元的一实施例的电路图。在该实施例中，反激开关电路的拓扑结构依然以图1中的开关电路为例。在一个实施例中，所述开关控制单元可包括关断控制电路，所述关断控制电路包括电流计算电路1-1、比较电路1-2以及RD触发器，RD触发器为逻辑控制电路，电流计算电路1-1接收与所述原边绕组耦合的第一绕组的电压信号VB，通过计算以获得表征所述原边绕组电流的第一电压信号V1，这里，如图3(b)所示，电流计算电路利用伏秒平衡(电容C2上的充电和放电积分平衡)来计算获得第一电压信号V1，之后比较电路1-2并将所述第一电压信号V1和第一参考电压信号Vref进行比较，比较结果作为控制所述钳位开关管关断的复位信号。
在一个实施例中，所述关断调节电路包括电压检测电路1-4和阈值调节电路1-6，这里，电压检测电路与第一实施例中电压检测电路相同，故用相同的标记，所述电压检测电路1-4接收所述第一偏置电压信号，并且检测所述主功率开关管的节点电压，根据所述主功率开关管的节点电压和所述第一偏置电压信号输出电压检测信号V2；所述阈值调节电路1-6电连接所述电压检测电路1-4和所述关断控制电路，这里，所述阈值调节电路1-6连接所述电压检测电路1-4的输出端以及连接所述关断控制电路的第一参考电压信号Vref的连接端，所述阈值调节电路根据所述第一偏置电压信号调节所述第一参考电压信号的大小，从而调整所述钳位开关管的关断时刻。这里，由于所述第一电压信号V1和第一参考电压信号Vref的比较结果为控制所述钳位开关管关断的复位信号，因此，调整第一参考电压信号Vref可使得钳位开关管关断提前或延后。工作过程中，根据在当前工作周期，漏源两端电压VSW与第一偏置电压信号△V比较的结果对第一参考电压信号Vref进行调节，当漏源两端电压VSW与第一偏置电压信号△V有偏差时，则通过电压偏置信号将第一参考电压信号Vref调大或调小，从而调整所述钳位开关管MA的关断时刻，使得在下一开关周期中，漏源两端电压VSW与第一偏置电压信号△V相一致，提高系统工作效率。
本公开还提供了另一种反激开关电路，以降低开关功耗，如图5(a)所示。图5(a)为依据本发明的反激开关电路的第三实施例的电路框图，图5(b)为图5(a)中开关控制单元的一实施例的框图；图5(c)为图5(a)中反激开关电路的一实施例的控制原理图。在该反激开关电路中，所述反激开关电路还包括与所述变压器耦合的第一辅助绕组NZVS、辅助开关管QZVS和第一辅助电容C1，所述第一辅助绕组、辅助开关管和第一辅助电容串联形成一个回路，并且一个公共连接端接地。图1和图5(a)中分别示出了两种实施例的控制技术，并且示出了两种不同的第一开关管，其中，图1中的钳位开关管作为第一开关管，图5(a)中的辅助开关管作为第一开关管，应当理解，图5(a)实施例的反激开关电路可以是使用本公开的图1所示的技术来控制的另外拓扑的一个示例，图1实施例的反激开关电路也可以是使用本公开的图5(a)所示的技术来控制的另外拓扑的一个示例。
如图5(a)所示，该反激开关电路包括主功率开关管Qp、变压器和副边整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组L2，原边绕组包括磁化电感LM和原边绕组L1，所述主功率开关管的一个功率端(如漏端)与所述原边绕组连接，另一功率端(如源端)接地，所述副边整流管与所述副边绕组连接。反激开关电路还包括原边的开关控制单元2和第一开关管，第一开关管用于调节主功率开关管Qp的漏源电压，开关控制单元2控制主功率开关管Qp和第一开关管的开关状态，其中，开关控制单元2将当前周期中的主功率开关管Qp的漏源电压与基准值进行比较，并根据比较结果数据调节第一开关管在与当前周期相邻的下一个周期中的脉冲宽度。
，反激开关电路还包括与变压器耦合的第一辅助绕组NZVS、辅助开关管QZVS和第一辅助电容C1，第一辅助绕组NZVS、辅助开关管QZVS和第一辅助电容C1串联形成一个回路，辅助开关管QZVS作为零电压开关(Zero Voltage Switch，可简称为ZVS)，且辅助开关管QZVS作为上述第一开关管；原边的开关控制单元2用于将当前周期中的主功率开关管Qp的漏源电压与基准值进行比较，并根据比较结果数据调节辅助开关管QZVS在与当前周期相邻的下一个周期中的脉冲宽度，其中，基准值为主功率开关管Qp实现零电压开关的谷底追踪基准值。
作为一个示例，请参见图5(b)，开关控制单元2包括第二偏置电路2-1、计算电路2-2、采样电路2-3、比较电路2-4和脉宽调节电路2-5。其中，第二偏置电压电路2-1用于提供第二偏置电压信号Vbias；计算电路2-2连接至第二偏置电压电路2-1，用于根据第二偏置电压信号Vbias、输入信号VS_VIN和输出信号VS_VO提供基准值VZVS_ref；采样电路2-3用于对主功率开关管Qp的漏源电压进行采样；比较电路2-4分别连接至计算电路2-2的输出端和采样电路2-3的输出端，用于将基准值VZVS_ref和漏源电压进行比较以获得比较结果数据；脉宽调节电路2-5连接至比较电路2-4的输出端，并且脉宽调节电路2-5的输出端连接至辅助开关管QZVS的控制端，用于根据比较结果数据调节辅助开关管QZVS在下一个周期中的脉冲宽度，以调节调节主功率开关管Qp的漏源电压。
在该示例中，反激开关电路还包括与变压器耦合的第二辅助绕组Naux，采样电路2-3连接至第二辅助绕组Naux的一端，用于对第二辅助绕组Naux的电压Vs进行采样，以获得谷底电压，并利用第二辅助绕组Naux的谷底电压来表征主功率开关管Qp的漏源电压。应当理解，本公开不限于此，采样电路2-3还可以直接连接至检测主功率开关管Qp的漏源端以检测主功率开关管Qp的漏源电压，或连接至电路的其它部分以检测用于表征主功率开关管Qp的漏源电压的其他电压。
在该示例中，在每个周期中，采样电路2-3还用于对第二辅助绕组Naux的电压Vs进行采样，以获得输入电压VS_VIN和输出电压VS_VO，其中，当主功率开关管Qp导通时，第二辅助绕组Naux的电压Vs表征输入电压VS_VIN，当主功率开关管Qp关断时，第二辅助绕组Naux的电压Vs表征输出电压VS_VO。
请参见图5(c)，该反激开关电路的控制原理为：根据第二偏置电压信号Vbias、输入信号VS_VIN和输出信号VS_VO提供基准值VZVS_ref，获得主功率开关管Qp的漏源电压，并将基准值VZVS_ref与漏源电压进行比较，以判断主功率开关管开通时刻的期望电压是否达到闭环基准，并根据判断结果数据来调节主功率开关管Qp的漏源电压，从而实现了主功率开关管Qp的自适应动态平衡。
在本公开实施例中，当当前周期采样的第二辅助绕组Naux的电压Vs的谷底电压高于基准值VZVS_ref时，即主功率开关管开通时刻的期望电压未达到闭环基准，下一个周期会增大辅助开关管QZVS的脉宽，增大激磁电感的反向能量，从而使谷底电压降低。反之，当当前周期采样的第二辅助绕组Naux的电压Vs的谷底电压低于基准值VZVS_ref时，即主功率开关管开通时刻的期望电压达到闭环基准，下一个周期减小辅助开关管QZVS的脉宽，降低激磁电感的反向能量，从而使谷底电压升高。上述调控机制实现了主功率开关管的自适应动态平衡。
可选的，计算电路2-2根据第二偏置电压信号Vbias、输入信号VS_VIN和输出信号VS_VO提供基准值VZVS_ref的计算公式为：
VZVS_ref＝(1-k1)*Vs_VIN-k2*Vs_VO+Vbias，
其中，VZVS_ref为基准值，VS_VIN为输入信号和VS_VO为输出信号，Vbias为第二偏置电压信号，K1为第一系数，K2为第二系数。
可选的，计算电路2-2被配置为第一系数K1和第二系数K2可调，第一系数K1和第二系数K2为0％至100％之间的任意值。可选的，第二偏置电压信号Vbias的电压值不小于0V。在该实施例中，第一系数K1、第二系数K2和第二偏置电压信号Vbias可以被配置为任意值，以使得基准值VZVS_ref被配置为不小于0。其中，当第一系数K1设置为100％，且第二系数K2设置成0时，该实施例的控制技术与图1所示的第一实施例的控制技术一致。
例如，对于主功率开关管为氮化镓(GaN)开关管的应用，由于GaN自身需要实现“零”电压开通，因此需要将第二偏置电压信号Vbias设置为0，第一系数K1需要设置为100％，第二系数K2需要设置成0，这样基准值VZVS_ref＝0，以获得GaN应用的零电压开关的效果，达到电源系统的高效率。
又例如，对于主功率开关管为超结开关管(super junction MOS，可简称为CoolMOS)的应用，由于硅基晶体管(MOSFET)自身的时间相关输出电容Coss的非线性，为了达到系统的高效率，真正的“零”电压开关并不是最优的效率配置方案，所以开通需要灵活配置第一系数K1、第二系数K2和偏置电压Vbias，以达到不同输入电压、不同输出电压下的高效率ZVS控制。该实施例采用了模拟控制的原理，不仅能达到自适应控制的效果和系统的高效率，还降低了成本，并且可以兼容各种主功率开关管的多种应用。
应当理解，在该反激开关电路中还可以包含电路所必须或非必须的一些部件或组件。例如，在原边的输入端还包括滤波器3和整流桥4，滤波器3接收交流电AC，整流桥4连接至滤波器的输出端，以根据滤波后的交流电提供原边的输入信号，此外，开关控制单元2还经由二极管连接在滤波器3和整流桥4之间，以接收滤波后的交流电。又例如，在原边绕组L1和副边绕组L2的两端分别并联有电容Cin和电容Co。再例如，副边绕组L2的一端还连接有副边整流器QSR，副边整流器QSR的控制端连接有整流器驱动器。
最后，本发明还公开了一种反激开关电路的控制方法，所述反激开关电路包括主功率开关管、变压器、副边整流管以及用于调节所述主功率开关管的漏源电压的第一开关管，包括步骤：
根据表征所述变压器的原边绕组电流的第一电压信号，并将所述第一电压信号和第一参考电压信号进行比较，比较结果作为控制所述第一开关管关断的复位信号；
输出大于零的第一偏置电压信号，根据所述第一偏置电压信号调整所述第一开关管的关断时刻，以此控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
其中，调整所述第一开关管的关断时刻，使得所述主功率开关管开通之前，主功率开关管的漏源电压与所述第一偏置电压信号相一致。
其中，输出预定值的第一偏置电压信号，所述预定值为大于零。
其中，接收所述反激开关电路的输入电压，输出可调节的第一偏置电压信号，所述可调节的第一偏置电压信号的电压值为大于零且与所述输入电压成比例关系。
其中，检测所述主功率开关管的节点电压，并根据所述第一偏置电压信号和所述主功率开关管的节点电压输出电压检测信号，
接收所述比较结果和所述电压检测电路，根据所述电压检测信号调整所述第一开关管的关断时刻。
其中，检测所述主功率开关管的节点电压，并根据所述第一偏置电压信号和所述主功率开关管的节点电压输出电压检测信号，
根据所述电压检测信号调节所述第一参考电压信号的大小，以调整所述第一开关管的关断时刻。
可选的，控制方法包括：在当前周期中，将主功率开关管的漏源电压与基准值进行比较；以及在与当前周期相邻的下一个周期中，根据比较结果数据调节辅助开关管的脉冲宽度。
可选的，获取基准值的方法包括：根据第二偏置电压信号、输入信号和输出信号提供基准值，获取基准值的公式为：
VZVS_ref＝(1-k1)*Vs_VIN-k2*Vs_VO+Vbias，
其中，VZVS_ref为基准值，VS_VIN为输入信号和VS_VO为输出信号，Vbias为第二偏置电压信号，K1为第一系数，K2为第二系数。
可选的，第一系数和第二系数可调，第一系数和第二系数为0％至100％之间的任意值。
可选的，第二偏置电压信号的电压值不小于0V。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。
Claims (20)
1.一种反激开关电路，包括主功率开关管、变压器和副边整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述主功率开关管与所述原边绕组连接，所述副边整流管与所述副边绕组连接，其中，还包括：
原边的开关控制单元和第一开关管，所述第一开关管用于调节所述主功率开关管的漏源电压，所述开关控制单元控制所述主功率开关管和所述第一开关管的开关状态，
其中，所述开关控制单元根据大于零的基准值调整所述第一开关管的关断时刻，以控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
2.根据权利要求1所述的反激开关电路，其中，所述开关控制单元包括第一偏置电压电路和关断调节电路，
所述第一偏置电压电路输出大于零的第一偏置电压信号，所述第一偏置电压信号作为所述基准值，
所述关断调节电路接收所述第一偏置电压信号并根据所述第一偏置电压信号调整所述第一开关管的关断时刻，以控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
3.根据权利要求2所述的反激开关电路，其中，
所述关断调节电路调整所述第一开关管的关断时刻，使得所述主功率开关管开通之前，主功率开关管的漏源电压与所述第一偏置电压信号相一致。
4.根据权利要求2所述的反激开关电路，其中，
所述第一偏置电压电路输出预定值的第一偏置电压信号，所述预定值为大于零。
5.根据权利要求2所述的反激开关电路，其中，
所述第一偏置电压电路输出可调节的第一偏置电压信号，所述可调节的第一偏置电压信号的电压值为大于零。
6.根据权利要求5所述的反激开关电路，其中，所述第一偏置电压电路接收所述反激开关电路的输入电压，所述可调节的第一偏置电压信号与所述输入电压成比例关系。
7.根据权利要求6所述的反激开关电路，其中，所述开关控制单元包括关断控制电路，
所述关断控制电路接收表征所述原边绕组电流的第一电压信号，并将所述第一电压信号和第一参考电压信号进行比较，比较结果作为控制所述第一开关管关断的复位信号。
8.根据权利要求7所述的反激开关电路，其中，所述关断调节电路包括电压检测电路和调整电路，
所述电压检测电路接收所述第一偏置电压信号，并且检测所述主功率开关管的节点电压，根据所述主功率开关管的节点电压和所述第一偏置电压信号输出电压检测信号，
所述调整电路电连接所述关断控制电路和所述电压检测电路，所述调整电路根据所述电压检测信号调整所述第一开关管的关断时刻。
9.根据权利要求7所述的反激开关电路，其中，所述关断调节电路包括电压检测电路和阈值调节电路，
所述电压检测电路接收所述第一偏置电压信号，并且检测所述主功率开关管的节点电压，根据所述主功率开关管的节点电压和所述第一偏置电压信号输出电压检测信号，
所述阈值调节电路电连接所述电压检测电路和所述关断控制电路，所述阈值调节电路根据所述电压检测信号调节所述第一参考电压信号的大小，从而调整所述第一开关管的关断时刻。
10.根据权利要求1所述的反激开关电路，其中，所述开关控制单元用于将当前周期中的所述主功率开关管的所述漏源电压与所述基准值进行比较，并根据比较结果数据调节所述第一开关管在与所述当前周期相邻的下一个周期中的脉冲宽度。
11.根据权利要求10所述的反激开关电路，其中，所述开关控制单元包括：
计算电路，接收第二偏置电压信号，根据所述第二偏置电压信号、输入信号和输出信号提供所述基准值；
比较电路，用于将所述基准值和所述主功率开关管的所述漏源电压进行比较以获得所述比较结果数据；以及
脉宽调节电路，用于根据所述比较结果数据调节所述第一开关管在所述下一个周期中的脉冲宽度，从而控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
12.根据权利要求11所述的反激开关电路，其中，所述计算电路根据所述第二偏置电压信号、所述输入信号(VS_VIN)和所述输出信号(VS_VO)提供所述基准值的公式为：
VZVS_ref＝(1-k1)*Vs_VIN-k2*Vs_VO+Vbias，
其中，VZVS_ref为所述基准值，VS_VIN为所述输入信号和VS_VO为所述输出信号，Vbias为所述第二偏置电压信号，K1为第一系数，K2为第二系数。
13.根据权利要求12所述的反激开关电路，其中，所述计算电路被配置为所述第一系数和所述第二系数可调，所述第一系数和所述第二系数为0％至100％之间的任意值。
14.根据权利要求12所述的反激开关电路，还包括：与所述变压器耦合的第二辅助绕组和采样电路，
其中，所述采样电路用于对所述第二辅助绕组的电压进行采样，以获得用于表征所述漏源电压的谷底电压、所述输入电压和所述输出电压，
当所述主功率开关管导通时，所述第二辅助绕组的电压表征所述输入电压，当所述主功率开关管关断时，所述第二辅助绕组的电压表征所述输出电压。
15.根据权利要求1-14任一所述的反激开关电路，其中，
所述反激开关电路包括第一电容和钳位开关管，所述第一电容和所述钳位开关管串联连接在所述反激开关电路输入电源的高电位端和所述主功率开关管与所述原边绕组的公共节点之间，所述钳位开关管作为所述第一开关管或者是，所述反激开关电路包括与所述变压器耦合的第一辅助绕组、辅助开关管和第一辅助电容，所述第一辅助绕组、辅助开关管和第一辅助电容串联形成一个回路，所述辅助开关管作为所述第一开关管。
16.一种反激开关电路的控制方法，所述反激开关电路包括主功率开关管、变压器、副边整流管以及用于调节所述主功率开关管的漏源电压的第一开关管，其中，包括步骤：
根据大于零的基准值调整所述第一开关管的关断时刻，以控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其中，还包括：根据表征所述变压器的原边绕组电流的第一电压信号，并将所述第一电压信号和第一参考电压信号进行比较，比较结果作为控制所述第一开关管关断的复位信号；
输出大于零的第一偏置电压信号，所述第一偏置电压信号作为所述基准值，根据所述第一偏置电压信号调整所述第一开关管的关断时刻，以此控制所述主功率开关管的导通时刻电压。
18.根据权利要求16所述的控制方法，其中，还包括：
在当前周期中，将所述主功率开关管的所述漏源电压与基准值进行比较；以及
在与所述当前周期相邻的下一个周期中，根据比较结果数据调节所述第一开关管的脉冲宽度。
19.根据权利要求18所述的控制方法，其中，获取所述基准值的方法包括：
根据第二偏置电压信号、输入信号和输出信号提供所述基准值，获取所述基准值的公式为：
VZVS_ref＝(1-k1)*Vs_VIN-k2*Vs_VO+Vbias，
其中，VZVS_ref为所述基准值，VS_VIN为所述输入信号和VS_VO为所述输出信号，Vbias为所述第二偏置电压信号，K1为第一系数，K2为第二系数。
20.根据权利要求19所述的控制方法，其中，所述第一系数和所述第二系数可调，所述第一系数和所述第二系数为0％至100％之间的任意值。
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