CN109245569A - 反激式变换器及其控制电路 - Google Patents

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Abstract

本申请实施例公开了一种用于反激式变换器的控制电路，所述反激式变换器采用主开关管控制变压器的能量储存与传输，以及采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径，所述控制电路根据所述主开关管开通时刻的漏源电压调节所述辅助开关管的导通时间，使得所述主开关管零电压开通，实现主开关管的零电压开通，减小辅助开关管的开通损耗，以提高效率。本申请实施例同时公开了一种反激变换器。

Description

反激式变换器及其控制电路
技术领域
本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及反激式变换器及其控制电路。
背景技术
反激式变换器是在开关管导通时在变压器中储存能量，在开关管关断时将变压器中储存的能量输送到负载的功率变换器。变压器是反激变换器中存储能量和输送能量的主要部件。在开关管关断时，由于变压器原边绕组漏感的存在将产生尖刺电压。同时开关管按硬开关模式工作时，在导通过程中电压下降和电流上升的波形有交叠，因而开通损耗大。
在一种改进的反激式变换器中，采用箝位控制方式吸收尖刺电压。该反激式变换器包括与变压器的原边绕组连接的主开关管和辅助开关管。主开关管和辅助开关管以互补方式交替导通和关断。在主开关管关断期间，辅助开关管导通，从而形成附加的吸收电路，以吸收原边绕组的漏感中储存的能量，因而可以抑制尖刺电压的产生。由于主开关管和辅助开关管以互补方式交替导通和关断，在轻载时，由于激磁电流一直续流，因此循环能量大，且与变压器副边绕组相连接的二极管的电流峰值大，二极管损耗大。因此，反激式变换器的箝位控制方式导致轻载损耗大，无法满足能耗标准要求。
在进一步改进的反激式变换器中，主开关管和辅助开关管不以互补方式交替导通和关断，而是在主开关管导通之前，辅助开关管仅仅导通一段固定的时间。由于辅助开关管的导通时间为固定时间，在宽输入电压范围内，主开关管和辅助开关管无法实现零电压开关，从而不利于反激式变换器的高频化。
因此，期望进一步在采用箝位控制的反激式变换器中减小辅助开关管和主开关的损耗和实现高频化。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种新型的反激式变换器及其控制电路，在宽输入电压范围内利用吸收电路抑制尖刺电压的产生，同时将储存在主开关管和辅助开关的寄生电容中的能量返回电网和变压器原边，实现主开关管的零电压开通，减小辅助开关管的开通损耗，以提高效率。
根据本发明的一方面提供一种用于反激式变换器的控制电路，所述反激式变换器采用主开关管控制变压器的能量储存与传输，以及采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径，所述控制电路根据所述主开关管开通时刻的漏源电压调节所述辅助开关管的导通时间，使得所述主开关管零电压开通。
优选地，所述控制电路根据所述主开关管的漏源电压调节所述辅助开关管的导通时刻，以降低开通损耗。
优选地，所述控制电路在所述主开关管的漏源电压的波峰处控制所述辅助开关管导通。
优选地，所述的控制电路包括检测电路，用于采样所述主开关管导通时的漏源电压以产生采样电压，并将所述采样电压与阈值电压比较，以产生检测信号。
优选地，所述的控制电路包括辅管控制电路，用于根据所述检测信号调节所述辅助开关管的导通时间，以使得所述主开关管零电压导通；当所述检测信号有效时，所述控制电路减小所述辅助开关管的导通时间；当所述检测信号无效时，所述控制电路增大所述辅助开关管的导通时间。
优选地，所述的控制电路包括主管控制电路，用于在所述检测信号有效时，产生主管导通信号以控制所述主开关管的导通。
优选地，所述检测电路通过与所述变压器的副边绕组耦合的辅助绕组获得所述采样电压，并根据所述采样电压产生所述阈值电压。
优选地，所述检测电路通过采样所述主开关管的漏极电压的低压部分获得所述采样电压，所述阈值电压为一预设值。
优选地，当所述采样电压小于所述阈值电压时，所述检测信号无效；当所述采样电压不小于所述阈值电压时，所述检测信号有效。
优选地，当所述采样电压不小于所述阈值电压时，所述检测信号无效；当所述采样电压小于所述阈值电压时，所述检测信号有效。
优选地，所述辅管控制电路包括波峰检测电路，用于采样所述变压器的辅助绕组的端电压产生表征所述主开关管漏源电压的第一电压，将所述第一电压叠加偏置电压产生采样偏置电压，同时对所述第一电压进行延时产生采样延时电压，并根据所述采样偏置电压和采样延时电压产生波峰检测信号，以在所述波峰检测信号有效时，产生辅管导通信号以控制所述辅助开关管导通。
优选地，所述辅管控制电路还包括参考电压调节电路，用于根据所述检测信号调节所述参考电压信号；当所述检测信号有效时，在所述主管导通信号的上升沿减小所述参考电压信号；当所述检测信号无效时，在所述主管导通信号的上升沿增大所述参考电压信号。
优选地，所述辅管控制电路用于在所述辅助开关管导通后，控制第二电压从零上升至所述参考电压信号，产生辅管关断信号以控制所述辅助开关管关断。
优选地，在每一个开关周期内，所述辅助开关管在所述主开关管导通之前导通第一时间段，所述主开关管导通第二时间段，所述第一时间段和所述第二时间段在所述开关周期内互不重叠。
根据本发明的另一方面提供一种反激式变换器，包括：主电路，采用主开关管控制变压器的能量储存与传输；箝位电路，采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径；以及上述的控制电路。
优选地，所述箝位电路与所述变压器的原边绕组并联连接，包括连接在所述变压器的原边绕组两端之间的辅助开关管和箝位电容。
优选地，所述箝位电路与所述变压器的原边绕组串联连接，包括连接在所述主开关管的第一端和第二端之间的辅助开关管和箝位电容。
在本发明的实施例中，控制电路根据主开关管导通时的漏源电压调节辅助开关管的导通时间，调节激磁感负向电流的大小，最终实现主开关管的零电压开通；在本发明其他的实施例中，在主开关管漏源电压的波峰处导通辅助开关管，此时辅助开关管的漏源电压的正好处于波谷，可以减小辅助开关管的开通损耗，从而进一步改善抑制尖刺电压的效果。
根据本发明实施例的反激式变换器采用上述的控制电路，不仅可以减小超轻载效率及待机功耗，而且在高开关频率下保持高效率，从而提高功率密度。同时本发明的控制电路利于芯片控制集成化，减少芯片引脚及外围器件。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示出根据本发明第一实施例的反激式变换器的示意性电路图。
图2示出根据本发明第二实施例的反激式变换器的示意性电路图。
图3示出根据本发明第三实施例的反激式变换器的示意性电路图。
图4示出根据本发明实施例的控制电路的示意性电路框图。
图5示出根据本发明实施例的反激式变换器中控制电路的检测电路的一种实施例的示意性电路图。
图6示出根据本发明实施例的反激式变换器中控制电路的检测电路的另一种实施例的示意性电路图。
图7示出本发明实施例的反激式变换器中控制电路的辅管控制电路的一种实施例的示意性电路图。
图8示出本发明实施例的反激式变换器中参考电压调节电路的示意性电路图。
图9示出本发明实施例的反激式变换器中控制电路的主管控制电路的一种实施例的示意性电路图。
图10示出根据本发明实施例的波峰检测的原理图。
图11a和图11b示出根据本发明实施例的一种控制电路的波形示意图。
图12示出根据本发明实施例的另一种控制电路的波形示意图。
图13示出本发明实施例的辅助开关管控制波形示意图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。
在本申请中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
图1示出根据本发明第一实施例的反激式变换器的示意性电路图。该反激式变换器包括整流桥、主电路、箝位电路和控制电路。整流桥接收外部输入电压信号Vin整流后得到一直流输入电压。
主电路包括变压器T、与变压器T的原边绕组串联连接的主开关管Sw、以及与变压器T的副边绕组串联连接的二极管D1和输出电容Co。如图1所示，变压器T的原边绕组的同名端连接至主开关管Sw的第一端。变压器T的原边绕组的异名端与整流桥连接，以获得直流输入电压。主开关管Sw的第二端接地。变压器T的副边绕组的同名端连接至二极管D1的阳极。输出电容Co连接在二极管D1的阴极和变压器T的副边绕组的异名端之间。在输出电容Co的两端提供直流输出电压Vout。
箝位电路与变压器T的原边绕组并联连接，包括在变压器T的原边绕组两端串联连接的辅助开关管Sa和箝位电容Cc。在图1中，变压器T的原边绕组等效为串联的激磁电感Lm和漏感Lk，二者分别以虚线示出。
控制电路100分别连接至主开关管Sw和辅助开关管Sa，用于控制二者的导通和关断状态。
在工作过程中，主开关管Sw交替导通和关断。
在主开关管Sw的导通期间，原边电流Ip流经变压器T的原边绕组。该原边电流Ip随主开关管Sw的导通时间逐渐上升，使得变压器T储存能量。在变压器T的副边绕组上连接的二极管D1由于反向偏置而截止。在主开关管Sw的关断期间，变压器T的原边绕组的原边电流Ip减小为零，副边绕组上连接的二极管D1由于正向偏置而导通。因而，变压器T释放能量从而向输出电容Co和负载供电。
在主开关管Sw的关断期间，辅助开关管Sa导通至少一段时间，使得箝位电路开始工作。存储在变压器的漏感Lk中的能量通过辅助开关管Sa的体二极管释放到箝位电容Cc中，从而抑制漏感Lk产生的寄生振荡，即抑制尖刺电压的产生，以改善EMI特性。
与现有技术的反激式变换器的控制方式不同，根据本发明实施例的反激式变换器，辅助开关管Sa的导通时间并非固定的。在本实施例中，电阻R1和电阻R2串联连接在辅助绕组的两端，以在其公共连接点A处产生表征主开关管导通时漏源电压的第一电压Vs。控制电路100接收第一电压Vs并转换产生表征主开关管导通时漏源电压的采样电压，并根据采样电压产生辅助开关管Sa的控制信号和主开关管Sw的控制信号，以调节辅助开关管Sa的导通时间和导通时刻，以及调节主开关管Sw的导通时刻，使得主开关管零电压开通，同时减小辅助开关管的开通损耗。
该控制方法可以利用箝位电路形成附加的吸收电路，从而抑制尖刺电压的产生。同时通过控制辅助开关管Sa和主开关管Sw的导通时间，使得主开关管Sw实现零电压启动，同时减小辅助开关管Sa的开通损耗，提高效率，有利于辅助开关管集成在芯片中，以及系统高频化。
在优选的实施例中，控制电路将表征主开关管导通时漏源电压的采样电压与阈值电压相比较，以产生检测信号，其中所述阈值电压根据所述采样电压产生。例如，在采样电压大于第一阈值电压时，检测信号有效，控制电路减小辅助开关管Sa的导通时间，在采样电压小于阈值电压时，检测信号无效，控制电路增大辅助开关管Sa的导通时间。该控制方法可以根据主开关管导通时刻的漏源电压调节辅助开关管的导通时间，从而进一步改善抑制尖刺电压的效果。
图2示出根据本发明第二实施例的反激式变换器的示意性电路图。该反激式变换器包括整流桥、主电路、箝位电路和控制电路。箝位电路与变压器T的原边绕组串联连接，包括在主开关管Sw的第一端和第二端之间串联连接的辅助开关管Sa和箝位电容Cc。在图2中，变压器T的原边绕组等效为串联的激磁电感Lm和漏感Lk，二者分别以虚线示出。
在工作过程中，主开关管Sw交替导通和关断。
在主开关管Sw的关断期间，辅助开关管Sa导通至少一段时间，使得箝位电路开始工作。存储在变压器的漏感Lk中的能量通过辅助开关管Sa的体二极管释放到箝位电容Cc中，从而抑制漏感Lk产生的寄生振荡，即抑制尖刺电压的产生，以改善EMI特性。
与第一实施例相同，控制电路100通过采样辅助绕组的端电压得到表征主开关管导通时漏源电压的第一电压Vs，并且根据第一电压Vs产生表征主开关管导通时漏源电压的采样电压，根据所述采样电压产生辅助开关管Sa的控制信号和主开关管Sw的控制信号，调节辅助开关管Sa的导通时间和导通时刻，以及调节主开关管Sw的导通时刻，使得主开关管Sw实现零电压开通，同时减小辅助开关管Sa的开通损耗。
此外，根据第二实施例的反激式变换器的主电路、控制电路及控制方法与根据第一实施例的反激式变换器的主电路、控制电路和控制方法相同，在此不再详述。
图3示出根据本发明第三实施例的反激式变换器的示意性电路图。该反激式变换器包括整流桥、主电路、箝位电路和控制电路。整流桥接收外部输入电压信号Vin整流后得到一直流输入电压。箝位电路与变压器T的原边绕组并联连接，包括在变压器T的原边绕组两端串联连接的辅助开关管Sa和箝位电容Cc。在图3中，变压器T的原边绕组等效为串联的激磁电感Lm和漏感Lk，二者分别以虚线示出。
在工作过程中，主开关管Sw交替导通和关断。
在主开关管Sw的关断期间，辅助开关管Sa导通至少一段时间，使得箝位电路开始工作。存储在变压器的漏感Lk中的能量通过辅助开关管Sa的体二极管释放到箝位电容Cc中，从而抑制漏感Lk产生的寄生振荡，即抑制尖刺电压的产生，以改善EMI特性。
控制电路200直接采样主开关管Sw的漏极产生表征主开关管漏源电压低压部分的第一电压Vs，根据第一电压Vs得到所述采样电压，并且根据所述采样电压产生辅助开关管Sa的控制信号和主开关管Sw的控制信号，调节辅助开关管Sa的导通时间和导通时刻，以及调节主开关管Sw的导通时刻，使得主开关管Sw实现零电压开通，同时减小辅助开关管Sa的开通损耗。
在优选的实施例中，控制电路将所述采样电压与阈值电压相比较，以产生检测信号，其中所述阈值电压为一预设值。例如，在所述采样电压大于阈值电压时，所述检测信号无效，控制电路增大辅助开关管Sa的导通时间，在所述采样电压小于阈值电压时，所述检测信号有效，控制电路减小辅助开关管Sa的导通时间，当所述采样电压逐渐接近所述预设值时，主开关管的开关损耗非常小，因此可以根据应用需求设定合适的预设值，使得主开关管的开关损耗满足功耗需求。该控制方法可以根据主开关管的漏源电压调节辅助开关管的导通时间，从而进一步改善抑制尖刺电压的效果。
此外，根据第三实施例的反激式变换器的主电路、控制电路及控制方法与根据第一实施例的反激式变换器的主电路、控制电路和控制方法相同，在此不再详述。
图4示出根据本发明实施例的反激式变换器中控制电路的示意性电路框图。控制电路300包括检测电路31，主管控制电路32和辅管控制电路33。在一种实施例中，检测电路31通过采样辅助绕组的端电压产生表征主开关管导通时漏源电压的第一电压Vs，第一电压Vs经转换产生采样电压Vsen，再根据采样电压Vsen产生阈值电压，将采样电压Vsen和所述阈值电压进行比较，以产生检测信号V0。
在另一种实施例中，检测电路31直接采样主开关管的漏极，产生表征主开关管导通时的漏源电压低压部分的第一电压Vs，根据第一电压Vs产生采样电压Vsen，并将采样电压Vsen和阈值电压进行比较以产生检测信号V0，其中阈值电压为一预设值。
主管控制电路32在检测信号V0有效时，产生主管导通信号Sw_on以控制主开关管导通。根据反激式变换器的不同环路控制方式，控制电路300可以根据电感电流的峰值或主开关管的固定导通时间等产生主管关断信号，以控制主开关管关断。
辅管控制电路33接收检测信号V0，主管导通信号Sw_on和限频信号Tblk，以产生辅管导通信号Sa_on和辅管关断信号Sa_off。当检测信号V0无效时，辅管控制电路33根据主管导通信号Sw_on增大辅助开关管的导通时间；当检测信号V0有效时，辅管控制电路33根据主管导通信号Sw_on减小辅助开关管的导通时间，通过调节辅助开关管的导通时间改变激磁感负向电流的大小，从而实现主开关管零电压开通。辅管控制电路33通过采样辅助绕组的端电压产生表征主开关管导通时漏源电压的第一电压Vs，并根据第一电压Vs检测主开关管漏源电压的波峰以产生波峰检测信号，再根据波峰检测信号和限频信号Tblk产生辅管导通信号Sa_on，以控制辅助开关管在主开关管的漏源电压的波峰处导通，从而降低辅助开关管的开通损耗。
图5示出根据本发明实施例的反激式变换器中控制电路的检测电路的一种实施例的示意性电路图。控制电路100包括转化电路100-1，采样保持模块100-2和比较器U0。在反激变换器的副边开关管关断后，辅助绕组的端电压可以间接表征主开关管的漏源电压，转化电路100-1用于将通过采样辅助绕组端电压得到的表征主开关管漏源电压的第一电压Vs由负值转换为正值的采样电压Vsen。
采样保持模块100-2用于存储所述采样电压Vsen，并根据所述采样电压Vsen得到阈值电压Vux。采样保持模块100-2包括串联于采样电压Vsen输入端与阈值电压Vux输出端之间的开关K1和开关K2，开关K1的导通状态由主管导通信号Sw_on控制。采样保持模块100-2还包括电容C1和电容C2以及单脉冲发生电路111，电容C1的第一端与开关K1和开关K2的中间节点连接，第二端接地。电容C2的第一端与阈值电压Vux输出端连接，第二端接地。单脉冲发生电路111用于根据主管导通信号Sw_on的反相信号得到用于控制开关K2的导通状态的控制信号。其中，在每个开关周期内，主管导通信号Sw_on保持有效的时间内主开关管Sw处于导通状态。
在当前开关周期内，当主开关管Sw导通时，采样保持模块100-2将采样电压Vsen存储在电容C1中，将上个开关周期中采样得到的采样电压Vsen存储在电容C2中，并根据电容C2两端的电压得到当前开关周期内的阈值电压Vux。在一种替代实施例中，通过电阻分压网络可以取电容C2两端电压的0.9倍作为当前周期的阈值电压Vux，从而留有一定电压裕度，保证检测电路能够及时调节主管控制电路和辅管控制电路。当然，本发明不以此为限制，本领域的技术人员可以根据具体情况进行选择。
比较器U0用于将采样电压Vsen和阈值电压Vux比较，以产生检测信号V0。当采样电压Vsen不小于阈值电压Vux时，检测信号V0有效，控制电路减小辅助开关管的导通时间；当采样电压Vsen小于阈值电压Vux时，检测信号V0无效，控制电路增大辅助开关管的导通时间，以实现主开关零电压开通。
图6示出根据本发明实施例的反激式变换器中控制电路的检测电路的另一种实施例的示意性电路图。如图6所示，检测电路200-1包括晶体管M1。其中，晶体管M1为高压晶体管，晶体管M1的第一通路端与主开关管Sw的漏极连接，并采样主开关管Sw的漏极以产生表征主开关管漏源电压的第一电压Vs,第二通路端提供采样电压Vsen。图5示出的检测电路200-1还包括电压源V1和比较器U1。电压源V1的正极与晶体管M1的控制端连接，负极接地。比较器U1的反相输入端与晶体管M1的第二通路端连接，正相输入端用于接收阈值电压Vuy，阈值电压Vuy为一预设值。检测电路200-1还包括电阻R1和电容C3，电阻R1和电容C3串联于晶体管M1的控制端与地之间。电阻R1用于提供晶体管M1的控制端的泄放路径，保证晶体管M1稳定工作。电容C3用于滤波，以得到稳定的采样电压Vsen。电阻R1和电容C3的中间节点与比较器U1的反相输入端连接。比较器U1用于将采样电压Vsen与阈值电压Vuy进行比较，在输出端提供检测信号V0。在本实施例中，当主开关管Sw开通时，若采样电压Vsen不小于阈值电压Vuy，检测信号V0无效，则增大辅助开关管Sa的导通时间，从而增大激磁感负向电流，若采样电压Vsen小于阈值电压Vuy，检测信号V0有效，则减小辅助开关管Sa的导通时间，从而减小激磁感负向电流。经过几个周期的调节，主开关管Sw在导通时刻的采样电压Vsen更接近阈值电压Vuy，可实现主开关管的零电压开通。图7示出本发明实施例的反激式变换器中控制电路的辅管控制电路的一种实施例的示意性电路图。辅管控制电路100-3用于产生控制辅助开关管Sa的导通信号，辅管控制电路100-3包括复位信号产生电路141、置位信号产生电路142和参考电压调节电路143。在该实施例中，将描述辅管控制电路100-3中的各个部分的实施例，然而本发明不限于此。
置位信号产生电路142用于根据波峰检测信号和限频信号产生辅管导通信号Sa-on。置位信号产生电路142包括波峰检测电路1421和限频电路1423，其中，波峰检测电路1421用于对辅助绕组的端电压采样以产生表征主开关管漏源电压的第一电压Vs，再将第一电压Vs叠加偏置电压产生采样偏置电压，同时对第一电压Vs进行延时产生采样延时电压，并根据所述采样偏置电压和采样延时电压得到波峰检测信号Ux，限频电路1423用于得到所述限频信号Tblk。具体地，波峰检测电路1421包括：比较器U2和电压源V2，电压源V2的正极与比较器U2的反相输入端连接，负极用于接收第一电压Vs。波峰检测电路1421还包括电阻R2和电容C5，电阻R2和电容C5串联在第一电压Vs的输入端与地之间，电阻R2和电容C5的中间节点与比较器U2的同相输入端连接。电压源V2用于提供偏置电压，对第一电压Vs进行电压偏置，电阻R2和电容C5构成RC延迟电路，用于将第一电压Vs延迟预定时间。比较器U2用于将经过电压偏置的第一电压与经过延迟的第一电压进行比较，在输出端提供波峰检测信号Ux。置位信号产生电路还包括与门1422，与门1422根据波峰检测信号Ux和限频信号Tblk得到控制辅助开关管导通的辅管导通信号Sa-on。
复位信号产生电路141包括比较器U3、电流源I1、充电电容C4、开关K3和单脉冲发生电路1411。电流源I1、充电电容C4和开关K3并联连接在比较器U3的同相输入端和地之间，比较器U3的反相输入端接收参考电压信号Vref。单脉冲发生电路1411用于根据辅管导通信号Sa-on得到控制开关K3的控制信号。在开关K3关断时，电流源I1向充电电容C4充电，使得比较器U3同相输入端的第二电压，也即充电电容C4的端电压以预定斜率上升。在开关K3导通时，充电电容C4两端被短路放电，第二电压在很短的时间内变为0。由此，在辅助开关管Sa导通后，经过一个脉冲时间将充电电容C4两端的电压置零，随后电流源I1对充电电容C4充电，第二电压上升，直至达到参考电压信号Vref，比较器U3输出控制辅助开关管关断的辅管关断信号Sa-off。
其中，辅管导通信号Sa-on和辅管关断信号Sa-off分别表征辅助开关管Sa在开关周期中的导通时刻和关断时刻，辅助开关管Sa的导通时间为辅助开关管在相应的开关周期中位于连续的导通时刻和关断时刻之间的时间段。
图8示出本发明实施例的反激式变换器中参考电压调节电路的示意性电路图。如图8所示，参考电压调节电路143包括逻辑电路1431和逻辑电路1432。逻辑电路1431用于根据检测信号V0和主管导通信号Sw-on得到第一触发信号，逻辑电路1432用于根据检测信号V0和辅管关断信号Sa-off的延迟信号得到第二触发信号。逻辑电路1431和逻辑电路1432例如通过D触发器实现。
参考电压调节电路143还包括第一驱动电路1433和第二驱动电路1434。第一驱动电路1433用于根据第一触发信号和主管导通信号Sw-on得到第一驱动信号Vc1。第二驱动电路1434用于根据第一触发信号和第二触发信号得到第二驱动信号Vc2。第一驱动电路1433和第二驱动电路1434例如通过与门电路实现。
参考电压调节电路143还包括调节电路，调节电路包括电流源I2、开关K4、电流源I3、开关K5、电容C6以及电压源V3和电压源V4。电流源I2、开关K4、电流源I3和开关K5串联连接在电源电压与地之间。电容C6与电流源I3和开关K5并联连接。电压源V3和电压源V4串联在参考电压信号Vref输出端与地之间，其中电压源V4的第一控制端与电容C6的第一端连接，第二控制端与电容C6的第二端连接。调节电路还包括单脉冲发生电路1435和单脉冲发生电路1436，单脉冲发生电路1435用于根据第一驱动信号Vc1得到控制开关K4的导通状态的控制信号，单脉冲发生电路1436用于根据第二驱动信号Vc2得到控制开关K5的导通状态的控制信号。
在本发明实施例，在经过延时的辅管关断信号Sa-off的有效期间内，在主管导通信号Sw-on的上升沿，若检测信号V0有效，即检测信号V0为高电平，则第二驱动信号Vc2有效；在主管导通信号Sw-on的上升沿，若检测信号V0无效，即检测信号V0为低电平，则第一驱动信号Vc1有效。当第一驱动信号Vc1有效时，开关K4导通预定时间，在该时间内电流源I2对电容C6正向充电，电容C6的电压升高，参考电压信号Vref增大；当第二驱动信号Vc2有效时，开关K5导通预定时间，在该时间内电流源I3对电容C6反向充电，即电容C6放电，电容C6的电压降低，参考电压信号Vref减小。
图9示出本发明实施例的反激式变换器中控制电路的主管控制电路的一种实施例的示意性电路图。主管控制模块100-4用于控制主管的导通时刻，主管控制模块100-4包括单脉冲发生电路151，单脉冲发生电路151根据检测信号V0得到具有预定时间宽度脉冲信号的主管导通信号Sw-on，主管导通信号Sw-on用于控制主开关管Sw的导通状态。
与现有技术的反激式变换器的控制方式不同，根据本发明实施例的反激式变换器，辅助开关管Sa的导通时间并非固定的。在本实施例中，控制电路通过采样辅助绕组得到表征主开关管Sw漏源电压的采样电压，根据采样电压产生辅助开关管Sa的控制信号和主开关管Sw的控制信号，调节辅助开关管Sa的导通时间、导通时刻以及主开关管Sw的导通时刻。或者直接采样主开关管Sw的漏极得到表征主开关管Sw导通时刻的漏源电压的采样电压，根据采样电压产生辅助开关管Sa的控制信号和主开关管Sw的控制信号，调节辅助开关管Sa的导通时间、导通时刻以及主开关管Sw的导通时刻。该控制方法可以利用箝位电路形成附加的吸收电路，从而抑制尖刺电压的产生。同时通过控制辅助开关管Sa和主开关管Sw的导通时刻，使得主开关管Sw和辅助开关管Sa实现零电压开通，提高效率，降低损耗，有利于辅助开关管集成在芯片中，以及系统高频化。
在优选的实施例中，控制电路将表征主开关管漏源电压的采样电压与阈值电压相比较。例如，在采样电压不小于阈值电压时，控制电路减小辅助开关管Sa的导通时间，在主开关管的采样电压小于阈值电压时，控制电路增大辅助开关管Sa的导通时间。该控制方法可以根据主开关管的采样电压设置辅助开关管的导通时间，从而进一步改善抑制尖刺电压的效果。
在优选的实施例中，控制电路直接采样主开关管导通时刻的漏源电压以产生采样电压，并将采样电压与阈值电压相比较。例如在采样电压不小于阈值电压时，控制电路增大辅助开关管的导通时间，在采样电压小于第二阈值时，控制电路减小所述辅助开关管的导通时间。
图10示出根据本发明实施例的波峰检测的原理图。采样辅助绕组的端电压产生表征主开关管漏源电压的第一电压Vs，第一电压Vs经RC延时电路产生采样延时电压，第一电压Vs叠加一个偏置电压产生采样偏置电压，将所述采样偏置电压和采样延时电压进行比较，当前者小于后者时，产生峰值检测信号Ux，如图9所示。
图11a和11b示出根据本发明控制电路的一种控制波形示意图。如图11a所示，在每个开关周期Ts中，主开关管Sw和辅助开关管Sa交替导通和断开。然而，主开关管Sw和辅助开关管Sa不以互补方式工作，辅助开关管Sa仅仅在主开关管Sw的关断阶段中的一部分时间导通。辅助开关管Sa的导通时间由表征主开关管Sw漏源电压的采样电压Vsen与阈值电压Vux的比较结果有关，其中采样电压Vsen由检测电路采样辅助绕组的端电压得到的。
在时刻t1，主开关管Sw从导通状态转变为关断状态，辅助开关管Sa维持关断状态。
在主开关管Sw的关断阶段中，流经主开关管Sw的电感电流持续减小，二极管D1正向偏置而导通。由于直流输出电压Vout经由变压器T耦合至原边绕组，主开关管Sw的漏源电压Vds(sw)相对于直流输入电压Vin逐渐升高。反激式变换器的变压器释放能量从而向输出电容和负载供电。
在时刻t2，辅助开关管Sa从关断状态转变为导通状态，主开关管Sw维持关断状态。箝位电路开始工作。
在辅助开关管Sa的导通阶段中，存储在变压器的漏感Lk中的能量通过辅助开关管Sa的体二极管释放到钳位电容Cc中。流经辅助开关管Sa的吸收电流与原边电流的方向相反且电流值随时间逐渐升高。由于直流输出电压Vout经由变压器T耦合至原边绕组，因此，主开关管Sw的漏源电压Vds(sw)相对于直流输入电压Vin先升高然后逐渐减小。在时刻t3，辅助开关管Sa关断，此时存储在变压器T的漏感Lk和激磁电感Lm中的能量对主开关管Sw漏源之间的等效寄生电容Cds放电。在辅助开关管Sa关断时对应激磁感负向电流越大，激磁电感Lm与主开关管的等效寄生电容Cds谐振越大，主开关管Sw的漏源电压Vds(sw)减小幅度越大，能够实现主开关管Sw零电压导通，也即实现主开关管Sw的软开关。
在时刻t4，主开关管Sw导通，在主开关管Sw的导通阶段中，反激式变换器的变压器中重新储存能量。
在该实施例中，在时刻t3至t4之间的时间段是在辅助开关管Sa的导通阶段结束和主开关管Sw的导通阶段开始之前插入的“死区”时间，从而保证辅助开关管Sa和主开关管Sw不会同时导通。
在时刻t5，主开关管Sw从导通状态转变为关断状态，辅助开关管Sa维持关断状态，从而结束开关周期Ts。
在图11a和11b中分别示出采样电压Vsen小于阈值电压Vux和采样电压Vsen不小于阈值电压Vux时辅助开关管Sa的导通时间的变化情况。辅助开关管Sa和主开关管Sw的导通时间分别是时刻t2至t3的第一时间段和时刻t4至t5的第二时间段。
如图11a所示，前一开关周期，在时刻t0，主开关管Sw由关断状态变为导通状态，此时采样电压Vsen小于阈值电压Vux，在时刻t0至t1之间的时间段，参考电压信号Vref增大一个步长。
在下一个开关周期，如时刻t2至t3之间的时间段所示，辅助开关管Sa的导通时间增大。
在时刻t3至t4之间的时间段，激磁感负向电流iLm增大，主开关管Sw开通前的漏源电压Vds(sw)降低。经过若干周期的调节后，在主管导通信号Sw-on的上升沿时刻采样电压Vsen等于阈值电压Vux，主开关管Sw实现零电压启动。
同理，如图11b所示，在时刻t0，主开关管Sw由关断状态变为导通状态，此时主管的采样电压Vsen不小于阈值电压Vux，在时刻t0至t1之间的时间段，参考电压信号Vref减小一个步长。
在下一个开关周期，如时刻t2至t3之间的时间段所示，辅助开关管Sa的导通时间减小。
在时刻t3至t4之间的时间段，激磁感负向电流Ilm减小，主开关管Sw开通前的漏源电压Vds(sw)升高。经过若干周期的调节后，在主管导通信号Sw-on的上升沿时刻采样电压Vsen等于阈值电压Vux，主开关管Sw实现零电压启动。
图12示出根据本发明控制电路的另一控制波形示意图。如图12所示，若在主开关管导通时刻，检测电路通过直接采样主开关管的漏源电压得到采样电压Vsen，在主开关管的导通时刻采样电压Vsen不小于阈值电压Vuy时，如时刻t0所示，则在下一个开关周期增大辅助开关管的导通时间，从而增大激磁电感负向电流iLm，使得在下一开关周期主开关管导通时采样电压Vsen更接近第二阈值Vuy。经过几个周期之后，采样电压Vsen等于第二阈值Vuy，主开关管Sw可以实现零电压启动；同理，若在主开关管的主管导通信号Sw-on的上升沿时刻，采样电压Vsen小于第二阈值Vuy，则在下一开关周期减小辅助开关管的导通时间，从而减小激磁感负向电流Ilm，使得下一周期主开关管导通时采样电压Vsen更接近第二阈值Vuy，经过几个周期之后，主开关管Sw可以实现零电压启动。
图13示出本发明实施例的辅助开关管控制波形示意图。在时刻t3，主开关管的漏源电压Vds(sw)谐振上升到波峰时，此时辅助开关管的漏源电压Vds(sa)正好谐振下降到波谷，此时导通辅助开关管Sa，可降低辅助开关管的开通损耗。
在本发明的实施例中，控制电路根据主开关管导通时的漏源电压调节辅助开关管的导通时间，调节激磁感负向电流的大小，使得在下一开关周期内主开关管的漏源电压减小，最终实现主开关管的零电压启动；在本发明其他的实施例中，在主开关管漏源电压的谐振电压处于波峰时导通辅助开关管，此时辅助开关管的漏源电压的谐振电压正好处于波谷，可以降低辅助开关管开通损耗，从而进一步改善抑制尖刺电压的效果。
根据本发明实施例的反激式变换器采用上述的控制电路，不仅可以减小超轻载效率及待机功耗，而且在高开关频率下保持高效率，从而提高功率密度。同时本发明的控制电路利于芯片控制集成化，减少芯片引脚及外围器件。
依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (17)

1.一种用于反激式变换器的控制电路，所述反激式变换器采用主开关管控制变压器的能量储存与传输，以及采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径，
所述控制电路根据所述主开关管开通时刻的漏源电压调节所述辅助开关管的导通时间，使得所述主开关管零电压开通。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路根据所述主开关管的漏源电压调节所述辅助开关管的导通时刻，以降低开通损耗。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述控制电路在所述主开关管的漏源电压的波峰处控制所述辅助开关管导通。
4.根据权利要求1所述的控制电路，包括检测电路，用于采样所述主开关管导通时的漏源电压以产生采样电压，并将所述采样电压与阈值电压比较，以产生检测信号。
5.根据权利要求4所述的控制电路，包括辅管控制电路，用于根据所述检测信号调节所述辅助开关管的导通时间，以使得所述主开关管零电压导通；
当所述检测信号有效时，所述控制电路减小所述辅助开关管的导通时间；
当所述检测信号无效时，所述控制电路增大所述辅助开关管的导通时间。
6.根据权利要求5所述的控制电路，包括主管控制电路，用于在所述检测信号有效时，产生主管导通信号以控制所述主开关管的导通。
7.根据权利要求4所述的控制电路，所述检测电路通过与所述变压器的副边绕组耦合的辅助绕组获得所述采样电压，并根据所述采样电压产生所述阈值电压。
8.根据权利要求4所述的控制电路，所述检测电路通过采样所述主开关管的漏极电压的低压部分获得所述采样电压，所述阈值电压为一预设值。
9.根据权利要求7所述的控制电路，
当所述采样电压小于所述阈值电压时，所述检测信号无效；
当所述采样电压不小于所述阈值电压时，所述检测信号有效。
10.根据权利要求8所述的控制电路，
当所述采样电压不小于所述阈值电压时，所述检测信号无效；
当所述采样电压小于所述阈值电压时，所述检测信号有效。
11.根据权利要求5所述的控制电路，所述辅管控制电路包括波峰检测电路，用于采样所述变压器的辅助绕组的端电压产生表征所述主开关管漏源电压的第一电压，将所述第一电压叠加偏置电压产生采样偏置电压，同时对所述第一电压进行延时产生采样延时电压，并根据所述采样偏置电压和采样延时电压产生波峰检测信号，以在所述波峰检测信号有效时，产生辅管导通信号以控制所述辅助开关管导通。
12.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述辅管控制电路还包括参考电压调节电路，用于根据所述检测信号调节所述参考电压信号；
当所述检测信号有效时，在所述主管导通信号的上升沿减小所述参考电压信号；
当所述检测信号无效时，在所述主管导通信号的上升沿增大所述参考电压信号。
13.根据权利要求12所述的控制电路，其中，所述辅管控制电路用于在所述辅助开关管导通后，控制第二电压从零上升至所述参考电压信号，产生辅管关断信号以控制所述辅助开关管关断。
14.根据权利要求1所述的控制电路，其中，在每一个开关周期内，所述辅助开关管在所述主开关管导通之前导通第一时间段，所述主开关管导通第二时间段，所述第一时间段和所述第二时间段在所述开关周期内互不重叠。
15.一种反激式变换器，包括：
主电路，采用主开关管控制变压器的能量储存与传输；
箝位电路，采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径；以及
根据权利要求1至14中任一项所述的控制电路。
16.根据权利要求15所述的反激式变换器，其中，所述箝位电路与所述变压器的原边绕组并联连接，包括连接在所述变压器的原边绕组两端之间的辅助开关管和箝位电容。
17.根据权利要求15所述的反激式变换器，其中，所述箝位电路与所述变压器的原边绕组串联连接，包括连接在所述主开关管的第一端和第二端之间的辅助开关管和箝位电容。
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Application publication date: 20190118

Assignee: Silergy Corp.

Assignor: Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd.

Contract record no.: X2021990000823

Denomination of invention: Flyback converter and its control circuit

Granted publication date: 20200424

License type: Common License

Record date: 20211227