TWI761840B

TWI761840B - 控制導通時間變化的反激式轉換器

Info

Publication number: TWI761840B
Application number: TW109117067A
Authority: TW
Inventors: 鄭榮霈; 許鴻達
Original assignee: 加拿大商萬國半導體國際有限合夥公司
Priority date: 2020-05-22
Filing date: 2020-05-22
Publication date: 2022-04-21
Also published as: TW202145687A

Abstract

本發明公開了一種控制導通時間變化的反激式轉換器，屬於轉換電路技術領域。該反激式轉換器包含一初級側和一次級側，初級側包含一閘極開關串聯一初級線圈耦合到反激式轉換器的輸入，閘極開關的閘極接收一閘極控制訊號，控制初級線圈的電流的導通；次級側包含一次級線圈耦合反激式轉換器的輸出端以連接一輸出負載；當閘極開關的工作頻率在預設定的第一開關頻率和第二開關頻率之間的範圍內時，閘極開關的導通時間連續變化以響應輸出負載的變化；當閘極開關的工作頻率高於第一開關頻率時，閘極開關的導通時間固定；第一開關頻率高於第二開關頻率。上述技術方案的有益效果是：控制導通時間呈線性變化，避免在對導通時間進行調整時產生過大的輸出電壓漣波，從而提升電路效率。

Description

控制導通時間變化的反激式轉換器

本發明涉及轉換電路技術領域，尤其涉及一種控制導通時間變化的反激式轉換器。

反激式轉換器(Flyback Converter)屬於開關電源中的一種，反激式轉換器可以在輸入級和輸出級之間提供絕緣隔離，因此被廣泛應用在交流轉直流(AC/DC)的電流切換場景中。

反激式轉換器的工作過程主要分為兩個階段，即開關閉合導通階段和開關斷開階段。

在開關閉合導通階段，反激式轉換器的變壓器初級側的初級線圈(Primary Coil)被直接連接在輸入電壓上，初級線圈中的電流和變壓器磁芯中的磁場增加，在磁芯中儲存能量。此時在變壓器次級側的次級線圈(Secondary Coil)中產生的電壓是反向的，因此使得二極管處於反偏狀態而不能導通。此時，由次級線圈側的電容向負載提供電壓和電流。

在開關斷開階段，初級線圈中的電流為0，同時磁芯中的磁場開始下降。此時在次級線圈上感應出正向電壓，次級線圈側的二極管處於正偏狀態而被導通，導通的電流流入次級線圈側的電容和負載中，也就是磁芯中存儲的能量被轉移至電容和負載中。

上述兩個階段循環執行，從而構成了反激式轉換器的整個工作過程。

現有技術中，應用於AC/DC場景中的反激式轉換器，其結構通常如圖1中所述，初級側的控制器1(Primary Controller)主要負責控制閘極開關的導通和斷開。次級側的控制器2(Secondary Controller)主要負責導通時間T_ON的計算以及導通/斷開指令的發送，初級側的控制器1和次級側的控制器2之間通過隔離器3(Isolator)傳輸訊號。在如圖1中所示的電路中，次級側的控制器2通過一路線路向初級側控制器1傳輸開關導通的指令訊號，以及通過另一路線路向初級側的控制器1傳輸開關斷開的指令訊號。

在現有的反激式轉換器中，固定導通時間(Constant ON Time,COT)的控制方式中，反激式轉換器的閘極開關的開關頻率通常取决於其次級側的輸出負載，當輸出負載降低，那麽開關頻率就相應降低，反之亦然。當開關頻率降低至人耳可聽的聲音頻率範圍(20Hz~20kHz)時，就會產生人耳可聽見的音頻噪聲，從而干擾到用戶的產品正常使用。

為了解决上述在低負載運行時因開關頻率過低導致的音頻噪聲現象，如圖2-3中所示，現有技術中通常在負載降低時，會在開關頻率降低至可聽頻率範圍的上限時(f_{s_TONR_EN}，降低開關導通時間的啟動頻率)，對導通時間進行調整，使其儘量縮短，使得變壓器的磁通量密度充分降低，從而提升開關頻率來避免音頻噪聲。並且，在從無負載進行加載時，從小的開關導通時間開始，在開關頻率提升接近降低開關導通時間的解除頻率(f_{s_TONR_DIS})時，對導通時間進行調整，在保持開關頻率高於可聽頻率範圍的上限時，使導通時間儘量延長，以提高效率。具體地，輸出負載為無負載時，開關導通時間設定為最短的第三階開關導通時間降低準位(T_{ONR_3})。如圖3中所示，隨著輸出負載逐漸增加並在轉換為稍長的第二階開關導通時間降低準位(T_{ONR_2})之前，開關頻率接近於降低開關導通時間的解除頻率(f_{s_TONR_DIS})。隨著輸出負載逐漸增加，開關導通時間轉換為更長的第一階開關導通時間降低準位(T_{ONR_1})並最終轉換為最長的正常輸出負載開關導通時間T_ON。相應地，如圖2中所示，輸出負載由重載下調至卸載的過程，也經過多次相反的開關導通時間轉換，以減少開關導通時間，提高開關頻率。在典型設計案例中，開關導通時間降低準位分別為原始固定開關導通時間的80%，64%與50%。在低輸出負載連續變化過程中，開關導通時間的變化不是連續可變的，而是跳躍變化的。現有技術中，當開關頻率降低至可聽頻率範圍的上限之前，導通時間通常保持不變(即維持在初始水平)，這樣在調整時會因為輸出功率過大而產生明顯的輸出電壓漣波。輸出負載由重載下調且在同一個負載下的頻率為略高於降低開關導通時間的啟動頻率(f_{s_TONR_EN})。上述兩種變化狀况相比較，當輸出負載從無負載開始增加，並且維持在一定的導通時間降低準位上時，會導致較高的開關頻率以及較低的電路效率(比較圖2和圖3中的A、B和C區域)。

根據現有技術中存在的上述問題，現提供一種控制導通時間變化的反激式轉換器的技術方案，旨在通過低負載時調整開關切換周期控制的參考電壓來控制導通時間呈連續線性變化，避免在對導通時間進行突然調整時產生過大的輸出電壓漣波，從而提升電路效率。

上述技術方案包括：一種反激式轉換器，包含一初級側和一次級側，該初級側包含一初級線圈連接一閘極開關耦合該反激式轉換器的輸入，該閘極開關的一閘極接收一閘極控制訊號，控制初級線圈電流的導通；該次級側包含一次級線圈耦合該反激式轉換器的輸出端以連接一負載；其中，當閘極開關工作在預設定的第一開關頻率和第二開關頻率範圍，閘極開關的導通時間連續變化以響應輸出負載的變化，當閘極開關工作在高於第一開關頻率範圍，閘極開關的導通時間固定；其中，第一開關頻率高於第二開關頻率。

優選的，該導通時間隨開關切換周期呈線性變化。

該反激式轉換器，還包括一導通調整單元，該導通調整單元接收閘極控制訊號，並輸出一參考電壓以調整閘極開關的導通時間。

其中，該導通調整單元包括一充放電模塊，該充放電模組接收閘極控制訊號，並輸出一電壓與閘極開關的切換周期正相關。

其中，該導通調整單元還包括一電壓放大模組，接收該充放電模組的輸出電壓，輸出該參考電壓，與該充放電模組輸出的電壓負相關。

上述技術另一方案包括：一種控制導通時間變化的反激式轉換器，該反激式轉換器的初級側和次級側分別設置一控制器；其中，採用其中一個該控制器作為主控制器以控制該反激式轉換器的閘極開關的導通時間；該主控制器包括一輸入單元和一比較單元；該輸入單元的輸入端接收該反激式轉換器的一個檢測訊號，輸出端連接該比較單元的正相比較端；該比較單元的反相比較端連接一參考電壓端，該比較單元用於根據該正相比較端和該反相比較端的電壓比較結果輸出一導通控制訊號來控制該反激式轉換器的閘極開關的導通時間；該反激式轉換器還包括一導通調整單元，該導通調整單元接收閘極控制訊號，並輸出一參考電壓連接該參考電壓端，該參考電壓與該閘極開關的切換周期負相關，通過調整該參考電壓端的參考電壓的方式對該閘極開關的導通時間進行調整。

在一優選實施例中，該導通調整單元包括一充放電模組以及一電壓放大模組，該充放電模組的輸入端連接該閘極開關的閘極，該充放電模組的輸出端連接該電壓放大模組的輸入端，該電壓放大模組的輸出端連接該參考電壓端；該充放電模組被配置為根據該閘極開關的閘極控制訊號進行充放電操作，以使該充放電模組的輸出電壓與該閘極開關的切換周期正相關；於該電壓放大模組中設置一分壓電阻，該分壓電阻被配置為使得該電壓放大模組輸出至該參考電壓端的參考電壓與該充放電模組的輸出電壓負相關。

優選的，該反激式轉換器，其中，該充放電模組包括：升緣觸發器，該升緣觸發器的輸入端作為該充放電模組的輸入端，該升緣觸發器的輸出端連接至一第一節點，該升緣觸發器用於檢測該閘極控制訊號的上升沿並輸出一第一脈衝訊號；降緣觸發器，該降緣觸發器的輸入端連接該第一節點，該降緣觸發器的輸出端連接一第一開關的控制端，該降緣觸發器用於檢測該升緣觸發器輸出的該第一脈衝訊號的下降沿並輸出一第二脈衝訊號，該第一開關根據該第二脈衝訊號控制一外部的恒定電流源與接地端之間的第一充放電支路的通斷；第一電容，該第一電容連接在一第二節點與該接地端之間，該第二節點還接入該恒定電流源的輸出端，該恒定電流源和該第一電容組成一常通的第二充放電支路，該第一充放電支路和該第二充放電支路並聯；第二開關，該第二開關的控制端接入該第一節點，該第二開關根據該第一脈衝訊號控制該第二節點和該充放電模組的輸出端之間的通斷；第二電容，該第二電容連接在該充放電模組的輸出端與該接地端之間。

優選的，該反激式轉換器，其中，該充放電模組還包括：單位增益放大器，該單位增益放大器被配置在該第二節點和該第二開關之間，該單位增益放大器的正相輸入端連接該第二節點，輸出端連接該第二開關。

優選的，該反激式轉換器，其中，該電壓放大模組包括：轉換器，該轉換器的輸入端作為該電壓放大模組的輸入端，該轉換器的輸出端通過一第三節點連接該電壓放大模組的輸出端，該轉換器用於將該電壓放大模組的輸入電壓放大一第一預設倍數後形成輸出電流；電流鏡，該電流鏡的輸入端連接該第三節點，該電流鏡的輸出端連接一第四節點，該電流鏡用於將輸入電流放大一第二預定倍數後輸出；該分壓電阻的一端接入該第四節點。

優選的，該反激式轉換器，其中，該電壓放大模組還包括：補償電流控制器，該補償電流控制器連接在該第三節點和接地端之間，用於提供一預設的補償電流。

優選的，該反激式轉換器，其中，於該分壓電阻遠離該第四節點的第一側接入一第一鉗位電路，以將該分壓電阻的該第一側的電壓鉗制在一第一預設電壓；以及於該分壓電阻靠近該第四節點的第二側接入一第二鉗位電路，以將該分壓電阻的該第二側的電壓鉗制在一第二預設電壓；該第一預設電壓高於該第二預設電壓。

優選的，該反激式轉換器，其中，將該反激式轉換器的初級側的控制器作為該主控制器；該反激式轉換器的初級側的初級線圈的一端連接該反激式轉換器的輸入端，另一端連接該閘極開關的汲極，該閘極開關的閘極連接該主控制器；該反激式轉換器的次級側的次級線圈耦合該反激式轉換器的輸出端，該次級側的控制器耦合到該次級側並根據該反激式轉換器的輸出端的輸出產生一第一控制訊號；該主控制器通過一隔離器與該次級側的控制器連接；該主控制器包括：接收單元，通過該隔離器與該次級側的控制器連接，並通過該隔離器接收該次級側的控制器產生的該第一控制訊號，該接收單元輸出該第一控制訊號作為導通觸發訊號；驅動單元，耦合接收該第一控制訊號，並輸出一閘極控制訊號控制該閘極開關導通；控制單元，接收該驅動單元輸出的該閘極控制訊號，並在一固定導通時間之後，輸出一第二控制訊號耦合到該驅動單元，作為斷開觸發訊號，觸發該驅動單元輸出一閘極控制訊號控制該閘極開關斷開。

優選的，該反激式轉換器，其中，該控制單元的第一輸入端連接一第一電壓端，該控制單元的第二輸入端連接該閘極開關的閘極，該控制單元根據該第一電壓端的第一電壓以及該閘極開關的閘極電壓處理得到該第二控制訊號，該第一電壓端的第一電壓與該反激式轉換器的輸入端的輸入電壓成比例相關。

優選的，該反激式轉換器，其中，該主控制器還包括一觸發器，該控制單元的輸出端連接該觸發器的置零端，該接收單元的輸出端連接該觸發器的置位端，該觸發器的輸出端通過該驅動單元連接至該閘極開關的閘極；當該接收單元向該觸發器的置位端輸出該第一控制訊號時，該驅動單元驅動該閘極開關導通；以及當該控制單元向該觸發器的置零端輸出該第二控制訊號時，該驅動單元驅動該閘極開關斷開；當該閘極開關導通時，該控制單元根據該第一電壓處理得到並輸出該第二控制訊號；以及當該閘極開關斷開時，該控制單元不輸出該第二控制訊號。

優選的，該反激式轉換器，其中，該反激式轉換器工作於斷續模式下；該控制單元進一步包括：第一放大模組，該第一放大模組的輸入端連接該第一電壓端，該第一放大模組的輸出端通過一第五節點連接一第一比較器的正相輸入端，該第一放大模組用於將流經該第一放大模組的電流或電壓放大一第三預定倍數輸出；第一場效電晶體，該第一場效電晶體的閘極通過一反相器連接該閘極開關的閘極，該第一場效電晶體的汲極通過該第五節點連接該第一比較器的正相輸入端，該第一場效電晶體的源極接地；第三電容，該第三電容的一端通過該第五節點連接該第一比較器的正相輸入端，另一端接地；第一參考端，該第一參考端連接該第一比較器的反相輸入端，用於提供一參考電壓；該第一比較器的輸出端連接該控制單元的輸出端；當該第一比較器的正相輸入端的電壓值大於該參考電壓時，該第一比較器的輸出端輸出該第二控制訊號；該第一放大模組、該第一場效電晶體和該第三電容形成該主控制器的該輸入單元；該第一比較器形成該主控制器的該比較單元。

優選的，該反激式轉換器，其中，將該反激式轉換器的次級側的控制器作為該主控制器；該反激式轉換器的初級側的初級線圈的一端連接該反激式轉換器的輸入端，另一端連接該閘極開關的汲極，該閘極開關的閘極連接該初級側的控制器；該反激式轉換器的次級側的次級線圈耦合該反激式轉換器的輸出端，該主控制器耦合到該次級側，並通過一隔離器與該初級側的控制器連接；該主控制器包括：接收模組，該接收模組的輸入端通過一檢測電阻連接該次級線圈，用於檢測該次級線圈的電流；第二放大模組，該第二放大模組的輸入端連接該接收模組的輸出端，用於將該接收模組輸出的電流放大一第四預定倍數輸出；第二場效電晶體，該第二場效電晶體的閘極通過一反相器連接該閘極開關的閘極，該第二場效電晶體的汲極通過一第六節點連接該第二比較器的正相輸入端，該第二場效電晶體的源極接地；第四電容，該第四電容的一端通過該第六節點連接該第二比較器的正相輸入端，另一端接地；第二參考端，該第二參考端連接該第二比較器的反相輸入端，用於接收該參考電壓；該第二比較器的輸出端連接該主控制器的輸出端；當該第二比較器的正相輸入端的電壓值大於該參考電壓時，該第二比較器的輸出端輸出該導通控制訊號；該主控制器輸出的該導通控制訊號經由該隔離器被傳輸至該初級側的控制器，以供該初級側的控制器對該閘極開關進行導通控制。

該第二放大模組、該第二場效電晶體和該第四電容形成該主控制器的該輸入單元；該第二比較器形成該主控制器的該比較單元。

優選的，該反激式轉換器，其中，該接收模組包括一採樣保持電路，該採樣保持電路的輸入端連接該檢測電阻，輸出端連接該第二放大模組的輸入端。

上述技術方案的有益效果為：通過調整開關切換周期控制的參考電壓來控制導通時間隨開關切換周期呈線性變化，避免在對導通時間進行突然調整時產生過大的輸出電壓漣波，從而提升電路效率。

1:初級側控制器

2:次級側控制器

3:隔離器

T_{ONR_1}:第一階開關導通時間降低準位

T_{ONR_2}:第二階開關導通時間降低準位

T_{ONR_3}:第三階開關導通時間降低準位

f_{s_TONR_DIS}:解除頻率

f_{s_TONR_EN}:启动频率

41:放電模組

42:電壓放大模組

421:轉換器

422:電流鏡

423:補償電流控制器

424:第一鉗位電路

425:第二鉗位電路

D1:第一節點

D2:第二節點

D3:第三節點

D4:第四節點

S1:第一開關

S2:第二開關

C1:第一電容

C2:第二電容

TON:閘極控制訊號

OS(P-Trig):升緣觸發器

OS(N-Trig):降緣觸發器

I_O:輸出電流

I_offset:補償電流

V_IN:輸入電壓

V_c1:第一預設電壓

V_c2:第二預設電壓

V_sh:電壓

VREF_ON:參考電壓

T_ON:導通時間

T_s:開關切換周期

61:接收模組

62:放大模組

R_DP:分壓電阻

R_DET:檢測電阻

REF1:第一參考端

REF2:第二參考端

COMI:第一比較器

COM2:第二比較器

K*I_DMAG:去磁電流

TON_END:第二控制訊號

Q2:第二場效電晶體

D5:第五節點

D6:第六節點

C3:第三電容

C4:第四電容

A:控制器

A1:控制單元

A2:接收單元

A3:驅動單元

A4:觸發器

B:控制器

C:隔離器

D_R:連接節點

D_R1:第一連接節點

D_R2:第二連接節點

R1:第一電阻

R2:第二電阻

R3:第三電阻

R4:第四電阻

V_IN:輸入端

GATE:閘極控制訊號

AUX:輔助線圈

P:線圈

gm:放大器

V_RSET:輸入電壓

I_SET:輸入電流

DAC:數位類比轉換器

V_AUX:輔助繞組電壓

I_DMAG1:去磁電流

I_DMAG2:去磁電流

V_DET1:檢測電壓

V_DET2:檢測電壓

Converter:轉換器

M:放大倍數

K1:放大倍數

K2:放大倍數

S3:開關

E:或閘電路模組

圖1是反激式轉換器的電路結構示意圖；圖2-3是現有技術中的反激式轉換器在進行導通時間調整時的輸出負載與開關頻率的曲線關係圖；圖4是本發明中的反激式轉換器中的導通調整單元的電路結構示意圖；圖5是本發明中的反激式轉換器的導通調整單元的電路訊號波形時序示意圖；圖6是本發明中的反激式轉換器的導通調整單元對導通時間進行調整的變化率示意圖；圖7是本發明的實施例一中，將反激式轉換器的次級側的控制器作為主控制器時，該次級側的控制器的電路結構示意圖；圖8是本發明的實施例二中，將反激式轉換器的初級側的控制器作為主控制器時，該反激式轉換器的總體電路框圖；圖9-23是本發明的實施例二中，反激式轉換器的初級側的控制器的多種不同的電路結構示意圖。

下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。

需要說明的是，在不衝突的情况下，本發明中的實施例及實施例中的特徵可以相互組合。

下面結合附圖和實施例對本發明作進一步說明，但不作為本發明的限定。

本發明中，基於現有技術中存在的上述問題，現提供一種控制導通時間變化的反激式轉換器，該反激式轉換器的結構可以類似如圖1中所示，包含初級側和次級側，初級側包含初級線圈連接閘極開關耦合反激式轉換器的輸入；次級側包含次級線圈耦合反激式轉換器的輸出負載。包括在初級側設置的控制器1以及在次級側設置的控制器2。採用其中一個控制器作為該反激式轉換器的主控制器，即該反激式轉換器可以由初級側的控制器1進行閘極開關的導通控制，也可以由次級側的控制器2進行閘極開關的導通控制。當閘極開關工作頻率在預設定的第一開關頻率和第二開關頻率範圍，該主控制器控制該反激式轉換器的閘極開關的導通時間連續變化以響應輸出負載的變化，當閘極開關工作頻率在高於第一開關頻率範圍，該主控制器控制該反激式轉換器的閘極開關的導通時間固定；其中，第一開關頻率高於第二開關頻率。優選的，該導通時間隨開關切換周期呈線性變化，該開關切換周期是閘極開關工作頻率的倒數。

本發明中，上述主控制器可以具有一輸入單元和一比較單元，輸入單元的輸入端接收反激式轉換器的一個檢測訊號，輸出端連接比較單元的正相比較端；比較單元的反相比較端連接一參考電壓端，比較單元用於根據正相比較端和反相比較端的電壓比較結果輸出一導通控制訊號來控制反激式轉換器的閘極開關的導通時間；反激式轉換器還包括一導通調整單元，該導通調整單元接收閘極控制訊號，並輸出一參考電壓連接比較單元的反相比較端，以調整閘極開關的導通時間，該參考電壓與閘極開關的切換周期負相關。在一優選實施例中，該導通調整單元如圖4中所示，包括一充放電模組41以及一電壓放大模組42，充放電模組41的輸入端連接閘極開關的閘極，即接入閘極控制訊號TON。充放電模組41的輸出端連接電壓放大模組42的輸入端。電壓放大模組42的輸出端連接參考電壓端，用以輸出參考電壓V_{REF_ON}；充放電模組41被配置為根據閘極開關的閘極控制訊號TON進行充放電操作，以使充放電模組41的輸出電壓與閘極開關的切換周期正相關；於電壓放大模組42中設置一分壓電阻R_DP，分壓電阻R_DP被配置為使得電壓放大模組42輸出至參考電壓端的參考電壓V_{REF_ON}與充放電模組41的輸出電壓負相關，通過調整參考電壓端的參考電壓V_{REF_ON}的方式對閘極開關的導通時間進行調整。

進一步地，本發明的較佳的實施例中，充放電模組41包括：升緣觸發器P-Trig，升緣觸發器P-Trig的輸入端作為充放電模組41的輸入端，升緣觸發器P-Trig的輸出端連接至一第一節點D1，升緣觸發器P-Trig用於檢測閘極控制訊號TON的上升沿並輸出一第一脈衝訊號；降緣觸發器N-Trig，降緣觸發器N-Trig的輸入端連接第一節點D1，降緣觸發器N-Trig的輸出端連接一第一開關S1的控制端，降緣觸發器N-Trig用於檢測升緣觸發器P-Trig輸出的第一脈衝訊號的下降沿並輸出一第二脈衝訊號，第一開關S1根據第二脈衝訊號控制一外部的恒定電流源與接地端之間的第一充放電支路的通斷；第一電容C1，第一電容C1連接在一第二節點D2與接地端之間，第二節點D2還接入恒定電流源的輸出端，恒定電流源和第一電容C1組成一常通的第二充放電支路，該第一充放電支路和第二充放電支路並聯；第二開關S2，第二開關S2的控制端接入第一節點D1，第二開關S2根據第一脈衝訊號控制第二節點D2和充放電模組的輸出端之間的通斷；第二電容C2，第二電容C2連接在充放電模組41的輸出端與接地端之間。

電壓放大模組42包括：轉換器421，轉換器421的輸入端作為電壓放大模組42的輸入端，轉換器421的輸出端通過一第三節點D3連接電壓放大模組42的輸出端，轉換器421用於將電壓放大模組42的輸入電壓放大一第一預設倍數K後形成輸出電流；電流鏡422，電流鏡422的輸入端連接第三節點D3，電流鏡的輸出端連接一第四節點D4，電流鏡422用於將輸入電流放大一第二預定倍數M後輸出；分壓電阻R_DP的一端接入第四節點D4。

上述導通調整單元的各電路訊號的波形時序變化如圖5中所示，在初始狀態下，恒定電流源(1nA-100μA，優選為100nA)通過常通的第二充放電支路持續向第一電容C1(0.1pF-100pF，優選為2pF)充電，使得第一電容C1中儲存的電量持續上升。而當升緣觸發器P-Trig檢測到閘極控制訊號的上升沿時(即閘極開關接收到控制訊號並被導通時)，升緣觸發器P-Trig輸出一個第一脈衝訊號，該第一脈衝訊號為一個瞬時的觸發訊號，以控制第二開關S2瞬時導通，從而使得第一電容C1經一單位增益放大器411(unity-gain amplifier)開始向第二電容C2(0.1pF-100pF，優選為1pF)充電，在第一電容C1向第二電容充電C2充電的過程中，基於採樣保持的原理，流經第二開關S2的電壓V_SH與第一電容C1的電壓相等。

當降緣觸發器N-Trig檢測到第一脈衝訊號的下降沿(即此時第一脈衝訊號已為低電平訊號)時，該降緣觸發器N-Trig輸出一個第二脈衝訊號(高電平訊號)，以導通上述第一開關S1，從而導通上述第一充放電支路。該第一充放電支路被導通後，第一電容C1的電壓被放電至低準位。如圖5中所示，由於閘極開關的開關切換周期T_S3>T_S2>T_S1，因此圖5中的V_SH不斷上升。

上述第二開關S2連接一轉換器421，該轉換器421為電壓轉電流的轉換器(V-to-I Converter)，即將V_SH轉換成第一預定倍數(K倍)的電流並輸出，該第一預定倍數K可以被表示為：

其中I_O用於表示上述轉換器421的輸出電流，V_I用於表示上述轉換器421的輸入電壓。該第一預定倍數K的取值範圍可以為0.1μA/V-50μA/V，優選地為2μA/V。

經過轉換器421被轉換並放大K倍的輸出電流流經電流鏡422後被放大第二預定倍數M倍後再輸出至電壓放大模組42的輸出端，作為輸入至比較單元的反向端的參考電壓V_{REF_ON}。上述第二預定倍數M默認被設置為1，可被選擇的數值範圍為0.01-100。

本實施例中，由於第四節點D4上還接入一分壓電阻R_DP，因此導致最終輸出的參考電壓V_{REF_ON}與流經第二開關S2的電壓V_SH成負相關，即當電壓V_SH上升時，輸出的參考電壓V_{REF_ON}下降。

綜合上述導通調整單元的電路構成和工作原理，並結合圖5中的波形隨時序變化的示意圖可以看到，最終輸出的參考電壓V_{REF_ON}的變化與開關切換周期存在一定聯繫，即開關切換周期越長，反激式轉換器的開關頻率就越低，第一電容C1的充電時間就越長，放電時流經第二開關S2的電壓V_SH就越高，則輸出的參考電壓V_{REF_ON}就越低，最終反饋到主控制器來對閘極開關的導通時間進行調整。

進一步地，本發明的較佳的實施例中，仍然如圖4中所示，電壓放大模組還包括：補償電流控制器423，補償電流控制器423連接在第三節點D3和接地端之間，用於提供一預設的補償電流I_offset。

並且：於分壓電阻R_DP遠離第四節點D4的第一側接入一第一鉗位電路424，以將分壓電阻R_DP的第一側的電壓鉗制在一第一預設電壓V_C1(0.2V-5V，優選為2V)；以及於分壓電阻R_DP靠近第四節點D4的第二側接入一第二鉗位電路425，以將分壓電阻R_DP的第二側的電壓鉗制在一第二預設電壓V_C2(0.1V-2.5V，優選為1V)；上述第一預設電壓高於第二預設電壓。

具體地，設定第一鉗位電路424的目的是將分壓電阻兩側的電壓的最高值鉗制在該第一鉗位電路424所對應的第一預設電壓，即該分壓電阻的電壓最高只能上升到該第一預設電壓。同樣地，設定第二鉗位電路425的目的是將分壓電阻兩側的電壓的最低值鉗制在該第二鉗位電路425所對應的第二預設電壓，即該分壓電阻的電壓最低只能下降到該第二預設電壓。換言之，通過上述第一鉗位電路424和第二鉗位電路425將分壓電阻R_DP兩側的電壓限制在第一預設電壓V_C1和第二預設電壓V_C2之間，從而限定了參考電壓V_{REF_ON}在第一預設電壓V_C1和第二預設電壓V_C2之間的變化，進而限定了反激式轉換器的開關導通時間變化的上限和下限。也就是說，上述第一鉗位電路424和第二鉗位電路425的設置是為了反激式轉換器的開關導通時間的變化範圍要求來設定的。具體地，上述第一預設電壓V_C1用於限定上述第一開關頻率工作時的導通時間，也就是閘極開關的最長導通時間；相應地，上述第二預設電壓V_C2用於限定上述第二開關頻率工作時的導通時間，也就是閘極開關的最短導通時間。

本發明中，以上述第一預設電壓為2V，上述第二預設電壓為1V，恒定電流源I=100nA，第一電容C1=2pF，第二電容C2=1pF，第一預設倍數K為2μA/V，第二預設倍數M為1，補償電流I_OFFSET=1μA這些優選的電路參數作為示例形成上述導通調整單元，則參照圖6中的導通時間變化率的線性曲線(變化率為當前的導通時間與初始的導通時間的比值)可以看到，經過上述導通調整單元的導通時間控制，使得反激式轉換器的導通時間呈現線性變化的狀態，並且導通時間變化率的最高值不超過1(由第一鉗位電路424决定)，最低不低於0.5(由第二鉗位電路425决定)。具體地，初始導通時間正比於第一鉗位電路的第一預設電壓(2V)。當開關切換周期T_S小於10μs(相當於第一開關頻率100KHz)時，流入電流鏡422的電流I1=0，此時連接分壓電阻的第四節點D4的電壓被鉗制在電壓上限2V，因此此時的變化率為2V/2V=1，導通時間為T_ON。而當開關切換周期T_S大於50μs(相當於第二開關頻率20KHz)時，第一預設電壓與M*I1*R_DP的差值小於第二預設電壓，此時上述第四節點D4的電壓被鉗制在電壓下限1V，因此此時的變化率為1V/2V=0.5，導通時間為0.5T_ON。因此，可以根據第一預設電壓和第二預設電壓，使得當閘極開關工作在預設定的第一開關頻率和第二開關頻率範圍，控制反激式轉換器的閘極開關的導通時間在T_ON和(V_C2/V_C1)T_ON之間連續變化以響應輸出負載的變化，且當閘極開關工作在高於第一開關頻率範圍，控制反激式轉換器的閘極開關的導通時間固定為T_ON；其中，第一開關頻率高於第二開關頻率。並且，可以合理選擇導通調整單元中的各個電路參數，使得當閘極開關工作在預設定的第一開關頻率和第二開關頻率範圍，導通時間隨開關切換周期呈線性變化。

由於電路涉及要求的不同，上述導通調整單元中的各個電路參數的設置也會有所不同，但是基本的導通調整原理如上文中該，即採用導通調整單元可以將反激式轉換器的導通時間在設定的範圍內調整為隨開關切換周期呈線性變化不會產生明顯的輸出電壓漣波。

綜上所述，本發明技術方案中，反激式轉換器通過位於初級側或者次級側的主控制器控制其閘極開關的導通。主控制器根據反激式轉換器的電流和/或電壓與一參考電壓V_{REF_ON}進行比較，從而輸出開關一導通控制訊號來控制閘極開關的導通時間。

相應地，閘極控制訊號會被送入導通調整單元中，導通調整單元根據閘極控制訊號控制第一充電支路的通斷，從而控制一恒定電流源向第一電容C1充電或者由第一電容C1向第二電容C2放電。流經第二開關S2的電壓V_SH經過轉換器421和電流鏡422的電壓-電流轉換以及放大後，經由分壓電阻R_DP並最終輸出稱為參考電壓V_{REF_ON}並送入主控制器，從而使得參考電壓V_{REF_ON}隨著閘極開關的切換周期而調整，使得閘極開關的導通時間呈現線性變化的態勢。

本發明中，基於反激式轉換器中可以實現初級側的控制器作為主控制器來對閘極開關進行導通控制，也可以實現次級側的控制器作為主控制器來對閘極開關進行導通控制，下文中分為多個不同的實施例來分別對這兩種情况下的閘極開關導通時間的線性控制進行詳細描述：

實施例一：

本實施例中將討論反激式轉換器的次級側的控制器作為主控制器的情况，這種情况是現有技術中的反激式轉換器中最常見的控制方式，反激式轉換器的初級側的初級線圈的一端連接反激式轉換器的輸入端，另一端連接閘極開關的汲極，閘極開關的閘極連接初級側的控制器(如圖1)；反激式轉換器的次級側的次級線圈耦合反激式轉換器的輸出端，主控制器耦合到次級側，並通過一隔離器與初級側的控制器連接；則上述主控制器(即次級側的控制器)如圖7中所示，包括：接收模組61，接收模組61的輸入端通過一檢測電阻R_DET連接次級線圈，用於檢測次級線圈的電流；該接收模組61包括一採樣保持電路(S/H電路，Sample/Hold)，該採樣保持電路的輸入端連接檢測電阻R_DET，輸出端連接第二放大模組62的輸入端，用於將流經檢測電阻R_DET的電路訊號放大後輸出I_DET。

第二放大模組62，第二放大模組62的輸入端連接接收模組61的輸出端，用於將接收模組61輸出的電流放大一第四預定倍數輸出；該第二放大模組62可以為一電流鏡，用於將接收模組61輸出的電路訊號放大預設倍數K後輸出形成K*I_DET。這裏的K的取值範圍為0.1-10，優選的可以取值為2。

第二場效電晶體Q2，第二場效電晶體Q2的閘極通過一反相器接收初級側的閘極開關的閘極控制訊號，第二場效電晶體Q2的汲極通過一第六節點D6連接第二比較器COM2的正相輸入端，第二場效電晶體Q2的源極接地；第四電容C4，第四電容C4的一端通過第六節點D6連接第二比較器COM2的正相輸入端，另一端接地；第二參考端Ref2，第二參考端Ref2連接第二比較器COM2的反相輸入端，用於提供一參考電壓V_{REF_ON}，該參考電壓V_{REF_ON}即為由導通調整單元輸出的參考電壓；第二比較器COM2的輸出端連接主控制器的輸出端；當第二比較器COM2的正相輸入端的電壓值大於參考電壓V_{REF_ON}時，第二比較器的輸出端輸出一導通控制訊號；主控制器輸出的導通控制訊號經由隔離器被傳輸至初級側的控制器，以供初級側的控制器對閘極開關進行導通控制。

第二放大模組62、第二場效電晶體Q2和第四電容C4形成主控制器的輸入單元；第二比較器COM2形成主控制器的比較單元。

本實施例中，採用反激式轉換器的次級側的控制單元作為該反激式轉換器的主控制器，該主控制器的輸入端接入次級側的線路，用於採集通過一檢測電阻R_DET得到次級側的電路訊號。該次級側的電路訊號經過一採樣保持電路以及一電流鏡後輸出電路訊號K*I_DET後輸入至第二比較器COM2，與導通調整單元輸出的參考電壓V_{REF_ON}進行比較後輸出導通控制訊號，並經由隔離器被傳輸至初級側的控制器，以供初級側的控制器對反激式轉換器的閘極開關進行導通控制。

實施例二：

本實施例中將討論反激式轉換器的初級側的控制器作為主控制器的情况，這種情况與現有技術中將次級側的控制器作為主控制器的情况有所不同，因此本實施例中將詳細介紹這種情况下的一些不同的處理方式。

本實施例中，該反激式轉換器的大體電路框架如圖8中所示，該反激式轉換器的變壓器的初級側的初級線圈P的一端連接反激式轉換器的輸入端V_IN，另一端通過一閘極開關G接地。閘極開關的一閘極連接作為主控制器的初級側的控制器A的輸出端，接收該控制器A輸出的閘極控制訊號(GATE)，控制閘極開關G作為該反激式轉換器開關的導通和斷開。反激式轉換器的變壓器的次級側的次級線圈S的一端直接或經一二極管連接反激式轉換器的輸出端V_O，另一端連接一次級側參考地電位。次級側的控制器B耦合到次級側以獲取該反激式轉換器的輸出信息，並產生一第一控制訊號。

其中，初級側的控制器A包括控制單元A1，接收單元A2和驅動單元A3。接收單元A2的一輸入端通過一隔離器C與次級側的控制器B連接，並通過隔離器C接收次級側的控制器B發送的第一控制訊號；接收單元A2的一輸出端輸出第一控制訊號並耦合到驅動單元A3，作為導通觸發訊號(Trigger-on)以觸發驅動單元A3輸出閘極控制訊號控制閘極開關G導通。初級側的控制器A中的控制單元A1接收驅動單元A3輸出的閘極控制訊號，並在一固定導通時間T_ON之後，輸出一第二控制訊號並耦合到驅動單元A3，作為斷開觸發訊號(Trigger-off)，以觸發驅動單元A3輸出閘極控制訊號控制閘極開關G斷開。

進一步地，如圖9中所示，上述控制單元A1的第一輸入端連接一第一電壓端，控制單元A1的第二輸入端連接閘極開關G的閘極控制訊號GATE，控制單元A1的輸出端連接一觸發器A4的置零端R。基於上述連接關係，控制單元A1根據第一電壓端輸入的第一電壓以及閘極開關的閘極電壓處理得到一第二控制訊號並輸出至觸發器A4的置零端R，第一電壓端的第一電壓與反激式轉換器的輸入端的輸入電壓V_IN成比例相關；上述接收單元A2連接在隔離器C與觸發器A4的置位端S之間，用於將第一控制訊號輸出至觸發器A4的置位端S；觸發器A4的輸出端Q通過一驅動單元A3連接至閘極開關G的閘極；當接收單元A2向觸發器A4的置位端S輸出第一控制訊號時，驅動單元A3驅動閘極開關G導通，從而驅動反激式轉換器進入開關閉合導通階段；以及當控制單元A1向觸發器A4的置零端R輸出第二控制訊號時，驅動單元A3驅動閘極開關G斷開，從而驅動反激式轉換器進入開關斷開階段；並且：當閘極開關G導通時，控制單元A1根據第一電壓處理得到並輸出第二控制訊號；以及當閘極開關G斷開時，控制單元A1不輸出第二控制訊號。

基於上述描述，本實施例中，採用初級側的控制器A作為主控制器的反激式轉換器的工作原理為：當反激式轉換器處於開關閉合導通階段時，初級側的線圈P被直接連接在輸入電壓上的回路中，初級側的線圈P中的電流和變壓器磁芯中的磁場增加，在磁芯中儲存能量。此時在次級線圈S中產生的電壓是反向的，因此使得次級線圈S側的二極管處於反偏狀態而不能導通。此時，由次級線圈S側的電容向負載提供電壓和電流。

此時，控制單元A1能够獲得來自第一電壓端的第一電壓以及來自閘極開關G的閘極電壓，因此可以通過電路進行一段時間T_ON的處理後輸出第二控制訊號(高電平訊號)至觸發器A4的置零端R，使得觸發器A4的輸出端Q輸出一低電平訊號，經由驅動單元A3控制閘極開關G的閘極電壓拉低，從而使得閘極開關G被斷開，由此進入反激式轉換器的開關斷開階段。

當反激式轉換器處於開關斷開階段時，流經閘極開關G的電流為0，同時磁芯中的磁場開始下降。此時在次級側的線圈S上感應出正向電壓，次級側的線圈S一側的二極管處於正偏狀態而被導通，導通的電流流入次級側的線圈S一側的電容和負載中，也就是磁芯中存儲的能量被轉移至電容和負載中。

此時，控制單元A1無法獲得來自第一電壓端的第一電壓以及來自閘極開關G的閘極電壓，因此不會做電路處理。而由於次級線圈S側的二極管被導通，次級側控制器B能够接收訊號並通過隔離器C發送至初級側控制器A中的接收單元A2，該接收單元A2相應輸出第一控制訊號(高電平訊號)至觸發器A4的置位端S，使得觸發器A4的輸出端Q輸出一高電平訊號，經由驅動單元A3控制閘極開關G的閘極電壓拉高，從而使得閘極開關G被導通，由此進入反激式轉換器的開關閉合導通階段。

上述兩個階段循環往復，從而構成本發明中反激式轉換器的工作過程。

本實施例中，相對於實施例一中採用次級側的控制器實現閘極開關的導通控制而言，由於採用了初級側的控制器來實現閘極開關的導通時間計算和控制，初級側的輸入電壓等相關信息較容易被獲取，因此使得計算複雜度大大降低，不會對系統中的同步整流器的檢測造成影響。並且，將導通時間的計算過程放在初級側，避免了次級側計算並向初級側傳輸指令的過程，次級側的控制器只需要向初級側控制器傳輸開關導通時的訊號即可。這樣既節省了一個傳輸線路，又避免了傳輸誤差，不需要在系統中設置開關導通/斷開的消隱時間，從而使得本發明中的反激式轉換器能够適用在高開關頻率的場景中，擴展了反激式轉換器的適用範圍。

下文中闡述工作於斷續模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)的反激式轉換器中的其中一種初級側的控制單元A1的典型的電路結構組成，該控制單元A1如圖10中所示，包括：第一放大模組101，第一放大模組101的輸入端連接第一電壓端，第一放大模組的輸出端通過一第五節點D5連接一第一比較器COM1的正相輸入端，第一放大模組Mirror1用於將流經第一放大模組101的電流放大一第三預定倍數K後再輸出。

第一場效電晶體Q1，第一場效電晶體Q1的閘極通過一反相器連接閘極開關的閘極，第一場效電晶體Q1的汲極通過第五節點D5連接第一比較器COM1的正相輸入端，第一場效電晶體Q1的源極接地；第三電容C3，第三電容C3的一端通過第五節點D5連接第一比較器 COM1的正相輸入端，另一端接地；第一參考端Ref1，第一參考端Ref1連接第一比較器COM1的反相輸入端，用於提供一參考電壓；第一比較器COM1的輸出端連接控制單元A1的輸出端；當第一比較器COM1的正相輸入端的電壓值大於導通調整單元提供的參考電壓V_{REF_ON}時，第一比較器的輸出端輸出第二控制訊號。

該種電路結構中，第一電壓端通過一第一電阻R1連接一輔助線圈AUX，輔助線圈AUX與初級側的線圈P之間具有一預定的匝數比，以使第一電壓V_AUX與反激式轉換器的輸入端的輸入電壓V_IN成比例相關。

該種電路結構中，上述第一放大模組實際為一電流鏡，該電流鏡將輸入的電流放大第三預定倍數K後輸出。該電流鏡還接入一外部電壓VDD，在此不再贅述。

本實施例中，當反激式轉換器處於開關閉合導通階段時，上述第一放大模組接收到經由第一電壓端傳輸的去磁電流(I_DMAG)，該電流由一輔助繞組的電流檢測引脚檢測得到。隨後第一放大模組101將該去磁電流放大第三預定倍數K(K*I_DMAG)後輸出至第一比較器COM1的正相輸入端，該第三預定倍數K為一固定數值，其可能的取值範圍可以為[0.001,0.1]，優選地可以為0.01。

相應地，上述第一參考端Ref1持續向第一比較器COM1的反相輸入端輸入由導通調整單元提供的參考電壓V_{REF_ON}，則第一比較器COM1持續比較其正相輸入端和反相輸入端輸入的訊號，當正相輸入端的輸入訊號高於反相輸入端的第一參考電壓時，第一比較器COM1的輸出端輸出一高電平訊號作為第二控制訊號(T_{ON_END})。

換言之，基於上述控制單元A1的電路構成以及訊號處理過程，整個反激式轉換器的開關導通時間(T_ON)由K倍的去磁電流(K*I_DMAG)、第一電容C1的電容值以及參考電壓V_{REF_ON}决定，而依據上文中的描述，由於導通調整單元根據閘極開關的開關切換周期對參考電壓V_{REF_ON}進行調整，因此使得閘極開關的開關導通時間呈現線性變化，降低了導通時間突然變化帶來的輸出電壓漣波。

進一步地，本實施例中，上述第一電阻R1的電阻值可以經由下述公式確定：

其中，N_A用於表示輔助繞組AUX的繞組匝數；N_P用於表示初級線圈P的繞組匝數；可選地，本實施例中，仍然如圖10中所示，第一電壓端和第一電阻R1之間具有一連接節點D_R；則反激式轉換器中還包括一第二電阻R2，第二電阻R2連接在連接節點D_R與接地端之間。上述第二電阻R2可依據實際情况選擇性配置，在此不再贅述。

本實施例中，反激式轉換器同樣工作於DCM模式下的另一種典型的電路結構如圖11-12所示，該種電路結構與如圖9-10中所示的電路結構的區別在於：

1)第一電壓端所產生的第一電壓不再是由輔助繞組AUX產生的與輸入電壓V_IN成比例的電壓，而是直接檢測輸入電壓V_IN，從而得到與輸入電壓V_IN成比例相關的第一電壓V_DET。

2)本實施例中的第一放大模組101不再是電流鏡，而是電壓轉電流模組(V-to-I Cenverter)，其將第一電壓V_DET轉換成一第三預定倍數K的K˙V_DET並輸出。

3)本實施例中的第三預定倍數K可以採用上述公式(1)計算得到：其中，I_O表示第一放大模組101的輸出電流；V_I表示第一放大模組101的輸入電壓。

進一步地，上述第一預定倍數K的取值範圍可以為[0.1μA/V,100μA/V]，優選地可以為2μA/V。

4)本實施例中的第二電阻R2為必選的電路組件，第一電阻R1和第二電阻R2之間的阻值關係可以通過下述公式確定：

其中，gain用於表示理論上的增益值；C用於表示第三電容C3的容阻值；V_{REF_ON}用於表示第一參考電壓的電壓值；f_s用於表示閘極開關的開關頻率；L_m用於表示初級線圈的電感量； P_O用於表示次級側的輸出功率；R₁用於表示第一電阻的電阻值；R₂用於表示第二電阻的電阻值；K用於表示第一預設倍率，其計算公式如上述公式(1)所示。

相應地，當反激式轉換器工作於連續模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下，且採用初級側的控制器作為反激式轉換器的主控制器，其中一種典型的電路結構如圖13所示。該種電路結構與圖10中電路結構的區別在於多了一設定電壓端，該設定電壓端包括一參考電阻RSET和一設定電流端Ref3，分別連接至一參考模組的輸入端；參考電阻RSET具有一預定阻值，設定電流端Ref3具有一預定的輸入電流I_SET；則上述參考模組包括：放大器gm，放大器gm的輸入端作為參考模組的輸入端，放大器的輸出端連接第一比較器COM1，放大器gm用於按照一第五預定倍數M對設定電壓端輸出的電壓進行放大處理後輸出。

該種電路結構中，設定電壓端通過設定輸入電流I_SET以及RSET獲得一個參考的輸入電壓V_RSET，再經過放大器gm的處理後放大第五預定倍數M倍形成M˙V _RSET並輸出以參與比較。

上述第五預定倍數M的取值範圍可以為[0.1μA/V,100μA/V]，優選地可以為1μA/V。

上述設定電壓端輸出的用於參考的電壓V_RSET的取值範圍可以為[0.1V,5V]，優選地可以為0.65V。

上述參考電阻RSET的阻值範圍可以為0Ω-10kΩ。

則第一比較器COM1的正相輸入端的輸入訊號由K˙I _DMAG、M˙V_RSET、第三電容C3的電容值C以及參考電壓V_{REF_ON}來决定，其工作原理與上文中描述的電路結構相同，即：當反激式轉換器處於開關閉合導通階段時，控制單元A1開始工作。當第一比較器COM1的正相輸入端的輸入訊號大於反相輸入端的參考電壓V_{REF_ON}，則第一比較器COM1的輸出端輸出第二控制訊號(高電平訊號)，以控制閘極開關G斷開，反激式轉換器進入開關斷開階段。

進一步地，在圖13的基礎上，如圖14中所示，在設定電壓端設置了一個開關S3。由此在實際的系統運行過程中可以將設定電壓端鎖住。具體工作原理為：首先閉合並導通開關S3，並在設定電流端Ref3處設定輸入電流I_SET。設定完成之後再將開關S3斷開，相應的輸入電壓就被鎖存在數位類比轉換器DAC中了。這樣做的好處在於，由於輸入電壓V_RSET能够被鎖存在數位類比轉換器DAC中，不再需要額外引出一個引脚來設置參考電阻RSET，該參考電阻RSET完全可以直接接入系統中原本就有的引脚(例如圖15中所示的情况)。

本實施例中，反激式轉換器同樣工作於CCM模式下，另外一種典型的電路結構如圖16中所示，其總體電路結構可以參考圖11。

該種電路結構與圖13中電路結構的區別在於：第一電壓端不再由輔助線圈AUX提供輔助繞組電壓V_AUX，而是直接檢測初級側的輸入電壓V_IN以得到與輸入電壓V_IN成比例相關的第一電壓，該種電路結構中的第二電阻R2是必選的電阻。並且，第一放大模組101採用電壓轉電流模組(V-to-I Converter)實現。

換言之，將圖12中的第一電壓端的結構設定與圖13中的其餘結構設定進行結合能够得到該種電路結構中控制單元A1的具體構成。因此，在該種電路結構中：第一電阻R1和第二電阻R2的阻值可以通過上述公式(3)確定。

第三預定倍數K的取值範圍可以為[0.1μA/V,100μA/V]，優選地可以為2μA/V。

參考電阻RSET的阻值與上述圖13中的電路結構中RSET的設置相同。

第五預定倍數M與上文中相同，其取值範圍可以為[0.1μA/V,100μA/V]，優選地可以為1μA/V。

本實施例中，反激式轉換器同樣工作於CCM模式下，另外一種典型的電路結構如圖17中所示，其總體電路框架可以參考圖11。相對於圖14-15中展示的電路結構，該種電路結構中的第一電壓端不再由輔助線圈AUX提供輔助繞組電壓V_AUX，而是直接檢測初級側的輸入電壓V_IN以得到與輸入電壓V_IN成比例相關的第一電壓，並且第二電阻R2是必選的電阻，第一放大模組101也是採用電壓轉電流模組(V-to-I Converter)實現的。

換言之，將圖12中的第一電壓端的結構設定與圖14中的其餘結構設定進行結合能够得到該種電路結構中的控制單元A1的電路結構。因此，在該種電路結構中：第一電阻R1和第二電阻R2的阻值可以通過上述公式(3)確定。

參考電阻RSET的阻值與圖14中所示的電路結構中的相同結構的設定相同。

第五預定倍數M與上文中的設定相同，其取值範圍可以為[0.1μA/V,100μA/V]，優選地可以為1μA/V。

本實施例中，當反激式轉換器既支持DCM模式，也支持CCM模式時，其電路結構可以為上述支持單一的DCM模式或者CCM模式的電路結構的組合，具體地，可以將同時支持DCM模式和CCM模式的電路結構劃分為兩種不同的分類：其中一種的總體電路框圖如圖18中所示，即控制單元A1的輸入端連接輔助線圈AUX，並採集得到與輔助線圈AUX的電壓V_AUX成比例的輸入電壓。

另一種的總體電路框圖如圖21中所示，即控制單元A1的輸入端直接連接初級側的輸入電壓V_IN，並採集得到與V_IN成比例的輸入電壓。

下文中依次對這兩種電路結構進行描述：圖19中所示的電路結構是以圖18為基礎展開的，該種電路結構實際為將圖10和圖13相結合後得到的一種電路結構。該種電路結構中，第一電壓端通過第一電阻R1連接輔助線圈AUX，輔助線圈AUX與初級線圈P具有預定的匝數比，以使第一電壓端輸入的電壓與反激式轉換器的輸入端的輸入電壓成比例相關；第一電壓端還通過第三電阻R3連接上述輔助線圈AUX，輔助線圈AUX與初級線圈P具有一預定的匝數比，以使第一電壓端輸入的電壓與反激式轉換器的輸入端的輸入電壓成比例相關。

第一電壓端和第一電阻R1之間具有一第一連接節點D_R1；第二電阻R2連接在第一連接節點D_R1與接地端之間；第一電壓端和第三電阻R3之間具有一第二連接節點D_R2；第四電阻R4連接在第二連接節點D_R2與接地端之間。

與上文中的示例類似的是，上述第二電阻R2和第四電阻R4是可選的。

則如圖19中所示的電路結構中，一路支路採用圖10中的電路原理構建，並最終通過比較器輸出一分支訊號；另一路支路採用圖13中的電路原理構建，並最終通過比較器輸出另一個分支訊號。最後採用一或閘電路模組E對兩個分支訊號進行判斷，當該或閘電路模組的兩個輸入端其中之一輸入高電平訊號時，該或閘電路模組的輸出端輸出第二控制訊號(高電平訊號)，以驅動閘極開關G斷開，反激式轉換器進入開關斷開階段。

圖19中，兩個電流鏡所對應的預定放大倍數K1和K2的取值範圍均可以為[0.001,0.1]，優選地可以為0.01。放大器gm的放大倍數M可以參照上文中所述的取值範圍，在此不再贅述。圖中的I_DMAG1和I_DMAG2分別表示兩個不同支路的去磁電流。

圖20中所示的電路結構是在圖19中所示電路結構的基礎上增加數位類比轉換器DAC以及開關S3形成類似圖14中的電路訊號鎖存功能形成，其電路工作原理結合圖19和圖14中的電路工作原理實現，在此不再贅述。

圖22中所示的電路結構是以圖21為基礎展開的，該種電路結構實際為將圖12和圖16相結合後得到的一種電路結構，該種電路結構中，第一電壓端通過第一電阻R1接入反激式轉換器的輸入端，以使第一電壓端輸入的電壓與反激式轉換器的輸入端的輸入電壓V_IN成比例相關；第一電壓端和第一電阻R1之間具有一第一連接節點D_R1；第二電阻R2連接在第一連接節點D_R1與接地端之間；第一電壓端還通過一第三電阻R3接入反激式轉換器的輸入端，以使第一電壓端輸入的電壓與反激式轉換器的輸入端的輸入電壓V_IN成比例相關；第一電壓端和第三電阻R3之間具有一第二連接節點D_R2；第四電阻R4連接在第二連接節點D_R2與接地端之間。

則如圖22中所示的電路結構中，一路支路採用圖12中的電路原理構建，並最終溝通過比較器輸出一分支訊號；另一路支路採用如圖16中的電路原理構建，並最終通過比較器輸出另一個分支訊號。最後採用或閘電路模組E對兩個分支訊號進行判斷，當該或閘電路模組的兩個輸入端其中之一輸入高電平訊號時，該或閘電路模組的輸出端輸出第二控制訊號(高電平訊號)，以驅動閘極開關G斷開，反激式轉換器進入開關斷開階段。

圖22中，兩個電壓轉電流的轉換器(V-to-I Converter)分別對應放大倍數K1和K2，V_DET1和V_DET2分別為輸入至兩個轉換器的檢測電壓。放大器gm的放大倍數M可以參照上文中所述的取值範圍，在此不再贅述。

圖23中所示的電路結構是在圖22中所示電路結構的基礎上增加數位類比轉換器DAC以及開關S3形成類似圖17中的電路訊號鎖存功能形成，其電路工作原理結合圖22和圖17中的電路工作原理實現，在此不再贅述。

綜上，本發明的實施例二中，採用初級側控制器執行反激式轉換器的導通時間的計算和控制過程，便於獲取輸入電壓等相關信息，降低了計算複雜度，減少了初級側控制器和次級側控制器之間的傳輸線路連接，也不會影響到系統中的同步整流器的檢測。同時，採用初級側控制器執行反激式轉換器的導通時間的計算和控制過程，不需要擔心傳輸誤差問題，因此不需要在系統中設置開關導通/斷開的消隱時間，使得反激式轉換器能够適用於高開關頻率的場景中。因此實施例二中的反激式轉換器相對於現有技術中的相關結構具有更好的電路性能。

以上所述僅為本發明較佳的實施例，並非因此限制本發明的實施方式及保護範圍，對於本領域技術人員而言，應當能够意識到凡運用本發明說明書及圖示內容所作出的等同替換和顯而易見的變化所得到的方案，均應當包含在本發明的保護範圍內。