CN110518800B

CN110518800B - 一种反激变换器及其控制方法

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Publication number: CN110518800B
Application number: CN201810490851.7A
Authority: CN
Inventors: 宋海斌; 许道飞; 章进法
Original assignee: Delta Electronics Inc
Current assignee: Delta Electronics Inc
Priority date: 2018-05-21
Filing date: 2018-05-21
Publication date: 2020-06-12
Anticipated expiration: 2038-05-21
Also published as: US10637365B2; TWI699952B; CN110518800A; TW202005240A; US20190356232A1

Abstract

本公开提供一种反激变换器及其控制方法，该反激变换器包括：变压器，包含原边绕组与副边绕组；开关管，耦接于所述原边绕组与第一节点之间；反馈电路，用以检测一负载的输出电压并输出反馈电压信号；电流采样电路，耦接于所述第一节点与原边接地端之间并输出电流采样信号；以及控制电路，耦接于所述反馈电路和电流采样电路，分别接收所述反馈电压信号和所述电流采样信号，输出开关管控制信号，用以在所述开关管的开关频率大于等于一阈值时，控制所述开关管的开关频率对输出功率的导数随着开关频率的升高而减小。本公开提供的反激变换器能够同时实现轻载效率和噪声性能的提高。

Description

一种反激变换器及其控制方法

技术领域

本公开涉及电子电力技术领域，具体而言，涉及一种兼顾轻载效率和音频噪声的反激变换器及其控制方法。

背景技术

反激变换器(Flyback Converter)因具有电路结构简单、输入输出级电气隔离、成本低廉等特点，广泛应用于小功率开关电源领域中。

为了提高反激变换器的轻载效率，以适应节能环保的需要，通常做法是降低轻载时的开关频率f_s。对于QR(Quasi Resonant Flyback Mode，反激准谐振模式)和DCM(Discontinuous Current Mode，电感电流断续模式)工作模式的反激变换器，输出功率Po和开关频率f_s的关系满足如下公式：

其中L_m为变压器激磁电感值，I_pk为初级侧功率开关的峰值电流。对于一给定输出功率P_o，保持较大的峰值电流I_pk就可以降低开关频率f_s。为此，相关技术设置了VCO降频控制模式：当输出功率P_o降低到某一阈值后，保持初级侧功率开关的峰值电流I_pk在每个开关周期内为一较大的固定值I_{PK_VCO}，从而可以获得较小的轻载开关频率f_s。由公式(1)变形所得的公式(2)确定：

其中I_{PK_VCO}为VCO模式过程中的峰值电流设定值。由公式(2)可知，对于一固定的峰值电流设定值I_{PK_VCO}，开关频率f_s与输出功率P_o成正比，当输出功率P_o降低到某个值时，工作频率f_s会降低到20KHz以下进入音频范围，从而引起音频噪声。为了弥补这一噪声缺陷，相关技术还设置了Burst Mode(突发模式)控制方式，即在f_s降低到某一设定值f_{s_BST}(f_{s_BST}>20kHz)时保持f_s不变，随着输出功率P_o的降低，降低开关电源工作时间所占的比重。

在Burst Mode期间，输出功率P_o满足如下公式：

P_O＝E_BSTf_BST 公式(3)

其中E_BST是每一簇脉冲群所送出的能量，该能量越大，音频噪声越响。由公式(3)可知，对一选定的Burst Mode频率f_BST，每一簇脉冲群送出的能量E_BST与输出功率P_o成正比。

因此，在非Burst Mode期间，参考公式(2)，对任一输出功率P_o，I_{PK_VCO}越大，开关频率f_s越小，轻载效率越高；但是在进入Burst Mode时，f_s保持为f_BST不变，此时I_{PK_VCO}越大，意味着将在更大的输出功率P_o的情况下进入Burst Mode，而输出功率P_o越大，每一簇脉冲群送出的能量E_BST越大，音频噪声越高。

综上，为了更好的轻载效率，峰值电流设定值I_{PK_VCO}需要选取相对比较大的值，但是为了更好的噪声性能，峰值电流设定值I_{PK_VCO}需要选取相对比较小的值。因此，现有的控制方法在轻载效率和音频噪声两个性能指标上存在不可调和的矛盾。

发明内容

本公开的目的在于提供一种反激变换器及其控制方法，用于克服相关反激变换器无法兼顾轻载效率和音频噪声的缺陷。

本公开第一方面提供一种反激变换器，包括：

变压器，包含原边绕组与副边绕组；

开关管，耦接于所述原边绕组；

反馈电路，用以检测一负载的输出电压并输出反馈电压信号；

电流采样电路，耦接于所述开关管与原边接地端之间并输出电流采样信号；以及

控制电路，耦接于所述反馈电路和所述电流采样电路，分别接收所述反馈电压信号和所述电流采样信号，并输出一开关管控制信号，用以在所述开关管的开关频率大于等于阈值时，控制所述开关管的开关频率随着输出功率的增加而增加，但开关频率增加的速度随输出功率的增加而减小，亦即控制所述开关管的开关频率对输出功率的导数随着所述开关频率的升高而减小。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制电路包括：

频率调节单元，接收所述反馈电压信号，输出开关频率控制信号；

电流调节单元，其第一输入端接收所述反馈电压信号，第二输入端接收所述电流采样信号，输出峰值电流控制信号；

开关信号输出单元，分别接收所述开关频率控制信号和所述峰值电流控制信号，输出所述开关管控制信号至所述开关管的控制端。

在本公开的一种示例性实施例中，所述频率调节单元包括：

第一调节单元，接收所述反馈电压信号后输出第一控制信号，所述第一调节单元具有大于零的第一调节系数；

压控振荡器，接收所述第一控制信号，输出所述开关频率控制信号。

在本公开的一种示例性实施例中，所述电流调节单元包括：

第二调节单元，接收所述反馈电压信号后输出第二控制信号，所述第二调节单元具有大于零的第二调节系数；

比较器，反相输入端接收所述第二控制信号，同向输入端接收所述电流采样信号，输出所述峰值电流控制信号。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制电路还包括：

第三调节单元，接收一设定电压信号，并输出第三控制信号叠加于所述第一控制信号，其中，所述第三调节单元具有大于零的第三调节系数。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制电路还包括：

第四调节单元，接收一设定电压信号，并输出第四调节信号叠加于所述第二控制信号，其中，所述第四调节单元具有大于零的第四调节系数。

在本公开的一种示例性实施例中，所述开关信号输出单元包括：

触发器，第一输入端耦接于所述频率调节单元，第二输入端耦接于所述电流调节单元，输出端耦接于所述开关管的控制端。

在本公开的一种示例性实施例中，所述阈值大于等于20kHz。

本公开第二方面公开一种反激变换器的控制方法，该反激变换器包括一变压器和一开关管，变压器包含原边绕组和副边绕组，开关管耦接于原边绕组，该控制方法包括：

检测一负载的输出电压，产生反馈电压信号；

检测流过开关管的电流，产生电流采样信号；以及

根据所述反馈电压信号和所述电流采样信号，产生一开关管控制信号，用以在所述开关管的开关频率大于等于一阈值时，控制所述开关管的开关频率随着输出功率的增加而增加，但开关频率增加的速度随输出功率的增加而减小，亦即控制所述开关管的开关频率对输出功率的导数随着所述开关频率的升高而减小。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：

设置一第一调节系数，并根据所述反馈电压信号和所述第一调节系数输出第一控制信号，其中，所述第一调节系数大于零；

提供一压控振荡器，根据所述第一控制信号，输出开关频率控制信号。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：

设置一第二调节系数，并根据所述反馈电压信号和所述第二调节系数输出第二控制信号，其中，所述第二调节系数大于零；

提供一比较器，根据所述第二控制信号和所述电流采样信号，输出峰值电流控制信号。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：接收一设定电压信号。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：设置一第三调节系数，并根据所述设定电压信号和所述第三调节系数输出第三控制信号叠加于所述第一控制信号。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：设置一第四调节系数，并根据所述设定电压信号和所述第四调节系数输出第四控制信号叠加于所述第二控制信号。

在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：提供一触发器，根据所述开关频率控制信号和所述输出峰值电流控制信号，产生所述开关管控制信号。

本公开提供的实施例通过使用反激变换器的反馈电压同时调节开关频率和峰值电流，可以使反激变换器在进入Burst Mode前具有较高的峰值电流，而在进入Burst Mode时具有较低的输出功率，从而同时改善轻载效率性能和音频噪声性能。

应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本公开实施例的反激变换器的示意图。

图2是本公开实施例与相关技术中反激变换器效率与频率的关系的对比示意图。

图3是本公开实施例中反激变换器的控制电路的方框图。

图4是本公开实施例中控制电路的一个实施例的示意图。

图5A～图5C是本公开实施例中控制电路的三个实施例的示意图。

具体实施方式

现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的范例；相反，提供这些实施方式使得本公开将更加全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施方式中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施方式的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而省略所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知技术方案以避免喧宾夺主而使得本公开的各方面变得模糊。

此外，附图仅为本公开的示意性图解，图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。

下面结合附图对本公开示例实施方式进行详细说明。

图1是本公开实施例的反激变换器的示意图。

参考图1，在本公开示例性实施例中，反激变换器100可以包括：

变压器10，包含原边绕组与副边绕组；

开关管20，耦接于原边绕组；

反馈电路30，用以检测负载R_L的输出电压V_o并输出反馈电压信号V_FB；

电流采样电路40，耦接于开关管20与原边接地端Vss之间，检测流过开关管20的电流，并输出电流采样信号I_pk；以及

控制电路50，耦接于反馈电路30和电流采样电路40，分别接收反馈电压信号V_FB和电流采样信号I_pk，输出开关管控制信号S₁，用以在开关管20的开关频率f_s大于等于阈值时，控制所述开关管20的开关频率f_s随着输出功率P_o的增加而增加，但开关频率f_s增加的速度随输出功率P_o的增加而减小，亦即控制开关管20的开关频率f_s对输出功率P_o的导数df_s/dP_o随着开关频率f_s的升高而减小。

在本公开的一种示例性实施例中，阈值大于等于20kHz。

在图1所示的实施例中，电流采样电路40为控制电路50提供电流采样信号I_pk，反馈电路30为控制电路50提供反馈电压V_FB，从而使控制电路50通过反馈电压同时调节开关频率和峰值电流，使反激变换器在进入Burst Mode前具有较高的峰值电流和较低的开关频率，而在进入Burst Mode时具有较低的输出功率。

图2是本公开实施例与现有技术中反激变换器效率与频率的关系的对比示意图。

参考图2，在现有的VCO控制模式中，初级侧功率开关的峰值电流I_{PK_VCO}为固定值，开关频率f_s对输出功P_o的曲线的斜率为固定值(如曲线1所示)。

在本实施例中，通过同时控制峰值电流I_pk和开关频率f_s，可以使开关频率f_s和对输出功P_o的曲线斜率随输出功率P_o的改变而改变，具体而言，使得曲线斜率随输出功率P_o的增大而减小，亦即曲线斜率随着开关频率f_s的升高而减小。即将开关频率f_s和输出功率P_o的关系调整成图2中曲线2所示的曲线形式，使反激变换器在进入Burst mode前具有较高的峰值电流和较低的开关频率，而进入Burst mode时又具有较低的输出功率，即可以同时解决音频噪声和轻载效率的矛盾问题。

与传统VCO控制方式中曲线的斜率恒定不同，调整后的曲线斜率随输出功率P_o的增加而逐渐减小。当输出功率P_o>P_th时，对于同样的输出功率P_o1，本公开的开关频率f_s更低，可以获得更好的轻载效率；同时由于曲线斜率随输出功率的降低而增加，因此同样在20kHz进入Burst Mode时，本公开可以具有更低的输出功率，从而获得更好的音频噪声性能。

图3是本公开实施例提供的一种反激变换器的控制电路50的电路图。参考图3，反激变换器的控制电路50可以包括：

频率调节单元51，接收反馈电压信号V_FB，输出开关频率控制信号；

电流调节单元52，第一输入端接收反馈电压信号V_FB，第二输入端接收电流采样信号I_pk，输出峰值电流控制信号；

开关信号输出单元53，两个输入端分别接收开关频率控制信号和峰值电流控制信号，输出开关管控制信号S₁至开关管的控制端。

图4是图3所示的控制电路50的一个实施例。

参考图4，在本公开的一种示例性实施例中，频率调节单元51可以包括：

第一调节单元511，接收反馈电压信号V_FB后输出第一控制信号，第一调节单元511具有大于零的第一调节系数K_FB-f；

压控振荡器512，接收第一控制信号，输出开关频率控制信号。

电流调节单元52可以包括：

第二调节单元521，接收反馈电压信号V_FB后输出第二控制信号，第二调节单元521具有大于零的第二调节系数K_FB-I；

比较器522，反相输入端接收第二控制信号，同向输入端接收电流采样信号I_pk，输出峰值电流控制信号。

在图4所示的实施例中，开关信号输出单元53可以包括：

触发器531，第一输入端耦接于频率调节单元51，第二输入端耦接于电流调节单元52，输出端耦接于开关管20的控制端。

在本实施例图4中，峰值电流I_pk和开关频率f_s均由反馈电压V_FB控制，可以得到公式(4)、公式(5)：

V_FBK_{FB_I}＝R_CSI_pk 公式(4)

f_s＝K_{FB_f}V_FB 公式(5)

其中，K_{FB_f}为第一调节系数，K_{FB_I}为第二调节系数，二者均为正值；R_cs为电流采样电阻值。

由公式(1)(4)(5)可得开关频率f_s和输出功率P_o的关系如下：

由公式(6)，可得开关频率f_s对输出功率P_o的一阶导数，亦即f_s对P_o的斜率为：

其中：

由公式(7)可知，在f_s>0的条件下，开关频率f_s对输出功率P_o的一阶导数随着f_s的升高而减小，亦即开关频率f_s对输出功率P_o的斜率随着P_o的增大而减小。通过设置不同的第一调节系数K_{FB_f}和第二调节系数K_{FB_I}，可以设定不同的P_th和进入Burst Mode的输出功率点P_{O_BST_in}。

图5A～图5C是本公开控制电路50的另外三个实施例。

参考图5A，控制电路50还可以包括第三调节单元541，接收一设定电压信号V_F，并输出第三控制信号叠加于第一控制信号上，其中，第三调节单元541具有大于零的第三调节系数K_{F_f}。

在图5A中，第一控制信号与第三控制信号相叠加后共同作为压控振荡器512的输入信号，即开关频率控制信号同时受控于反馈电压V_FB和设定电压V_F。

对于图5A，峰值电流I_pk受反馈电压V_FB控制：

K_{FB_I}V_FB＝R_CSI_pk 公式(9)

其中：K_{FB_I}为第二调节系数，为正值；R_cs为电流采样电阻值。

开关频率f_s由反馈电压V_FB以及设定电压V_F控制：

f_s＝K_{FB_f}V_FB+K_{F_f}V_F 公式(10)

其中：K_{FB_f}为第一调节系数，K_{F_f}为第三调节系数，两着均为正值。

由公式(1)，(9)及(10)可得开关频率f_s和输出功率P_o的关系如下：

由公式(11)，可得开关频率f_s对输出功率P_o的一阶导数，亦即f_s对P_o的斜率为：

其中：

A＝K_{F_f}V_F 公式(14)

由公式(10)可知，

f_s＝K_{FB_f}V_FB+K_{F_f}V_F＝K_{FB_f}V_FB+A>A 公式(15)

其中V_FB>0。

由公式(12)可知，在f_s>A的条件下，开关频率f_s对输出功率P_o的斜率随着f_s的升高而减小，随着P_o的增大而减小。

同时，由于上述公式需在f_s>20kHz是范围内有效，因此，由公式(14)(15)可知，各调节系数需满足：

K_{F_f}V_F≤20kHz 公式(16)

因此，该实现方式的约束条件为：K_{F_f}V_F≤20kHz。

通过设定不同的V_F、K_{F_f}、K_{FB_f}、K_{FB_I}，可以设定不同的P_th和进入Burst Mode的输出功率点P_{O_BST_in}。

在图5B所示的实施例中，控制电路50还可以包括：

第四调节单元542，接收设定电压信号V_F，并输出第四调节信号叠加于第二控制信号，其中，第四调节单元具有大于零的第四调节系数K_{F_I}。

在图5B中，峰值电流I_pk由反馈电压V_FB以及设定电压V_F控制。因此，可以通过反馈电压V_FB以及设定电压V_F控制峰值电流I_pk：

K_{FB_I}V_FB+K_{F_I}V_F＝R_CSI_pk 公式(17)

其中：K_{FB_I}为第二调节系数，K_{F_I}为第四调节系数，二者均为正值；R_cs为电流采样电阻值。

开关频率f_s由反馈电压V_FB控制：

f_s＝K_{FB_f}V_FB 公式(18)

其中K_{FB_f}为第一调节系数，为正值。

由公式(1)，(17)及(18)可得开关频率f_s和输出功率P_o的关系：

由公式(19)，可得开关频率f_s对输出功率P_o的一阶导数，亦即f_s对P_o的斜率为：

其中：

由公式(20)可知，在f_s>0的条件下，开关频率f_s对输出功率P_o的斜率随着f_s的升高而减小，随着P_o的增大而减小。通过调整V_F,K_{F_I},K_{FB_f},K_{FB_I}的具体数值，可以设定不同的P_th和进入Burst Mode的输出功率点P_{O_BST_in}。

在图5C所示的实施例中，控制电路50同时包括第三调节单元541和第四调节单元542。

在图5C中，第一控制信号与第三控制信号相加，第二控制信号与第四控制信号相加。

此时，峰值电流I_pk由反馈电压V_FB以及设定电压V_F控制。因此，可以通过反馈电压V_FB以及设定电压V_F控制峰值电流I_pk：

K_{FB_I}V_FB+K_{F_I}V_F＝R_CSI_pk 公式(23)

开关频率f_s由反馈电压V_FB以及设定电压V_F控制：

f_s＝K_{FB_f}V_FB+K_{F_f}V_F 公式(24)

其中：K_{FB_f}为第一调节系数，K_{F_f}为第三调节系数，两种均为正值。

此时，由公式(1)(23)(24)可得开关频率f_s和输出功率P_o的关系如下：

由公式(25)，可得开关频率f_s对输出功率P_o的一阶导数，亦即f_s对P_o的斜率为：

其中：

由公式(24)可知，

其中，V_FB>0。

由公式(24)可知，在f_s>A的条件下，开关频率f_s对输出功率P_o的斜率随着f_s的升高而减小，随着P_o的增大而减小。

同时，由于上述公式需在f_s>20kHz是范围内有效，因此，由公式(28)、(29)可知，各调节系数需满足：

因此，该实现方式的约束条件为：

通过设定不同的V_F、K_{F_f}、K_{F_I}、K_{FB_f}、K_{FB_I}，可以设定不同的P_th和进入Burst Mode的输出功率点P_{O_BST_in}。

综上，本公开提供的实施例通过反激变换器的反馈电压同时调节开关频率和峰值电流，可以使反激变换器在进入Burst Mode前具有较高的峰值电流和较低的开关频率，而在进入Burst Mode时具有较低的输出功率，从而同时改善轻载效率性能和音频噪声性能，使反激变换器同时具有较高的轻载效率性能和较低的音频噪声。

本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和构思由权利要求指出。

Claims

1.一种反激变换器，其特征在于，包括：

变压器，包含原边绕组与副边绕组；

开关管，耦接于所述原边绕组；

控制电路，耦接于所述反馈电路和所述电流采样电路，分别接收所述反馈电压信号和所述电流采样信号，并输出一开关管控制信号，用以在所述开关管的开关频率大于等于一阈值时，控制所述开关管的开关频率随着输出功率的增加而增加，但开关频率增加的速度随输出功率的增加而减小，亦即控制所述开关管的开关频率对输出功率的导数随着所述开关频率的升高而减小。

2.如权利要求1所述的反激变换器，其特征在于，所述控制电路包括：

3.如权利要求2所述的反激变换器，其特征在于，所述频率调节单元包括：

4.如权利要求3所述的反激变换器，其特征在于，所述电流调节单元包括：

5.如权利要求4所述的反激变换器，其特征在于，所述控制电路还包括：

6.如权利要求4或5所述的反激变换器，其特征在于，所述控制电路还包括：

7.如权利要求2所述的反激变换器，其特征在于，所述开关信号输出单元包括：

8.如权利要求1所述的反激变换器的控制电路，其特征在于，所述阈值大于等于20kHz。

9.一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括一变压器和一开关管，所述变压器包含原边绕组和副边绕组，所述开关管耦接于所述原边绕组，其特征在于，所述控制方法包括：

检测一负载的输出电压，产生反馈电压信号；

检测流过所述开关管的电流，产生电流采样信号；以及

10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，还包括：

11.如权利要求10所述的控制方法，其特征在于，还包括：

12.如权利要求11所述的控制方法，其特征在于，还包括：

设置一第三调节系数，接收一设定电压信号，并根据所述设定电压信号和所述第三调节系数输出第三控制信号叠加于所述第一控制信号。

13.如权利要求11或12所述的控制方法，其特征在于，还包括：

设置一第四调节系数，接收一设定电压信号，并根据所述设定电压信号和所述第四调节系数输出第四控制信号叠加于所述第二控制信号。

14.如权利要求11所述的控制方法，其特征在于，还包括：

提供一触发器，根据所述开关频率控制信号和所述输出峰值电流控制信号，产生所述开关管控制信号。

15.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，所述阈值大于等于20kHz。