CN202906742U

CN202906742U - 一种具有功率因数校正功能的反激式电源

Info

Publication number: CN202906742U
Application number: CN2012205129532U
Authority: CN
Inventors: 余祚尚; 肖荣军
Original assignee: TPV Electronics Fujian Co Ltd
Current assignee: TPV Electronics Fujian Co Ltd
Priority date: 2012-09-29
Filing date: 2012-09-29
Publication date: 2013-04-24
Anticipated expiration: 2022-09-29
Also published as: TWM490170U

Abstract

本实用新型公开了一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其用在液晶显示产品上，其包括交流电源、滤波电路、桥式整流电路、大电容C₁、反激式变压器T₁、输出整流电路、输出滤波电路、MOS管Q₁、控制芯片、反馈电路和供电电路，在桥式整流电路和大电容C₁正端之间设有功率因数校正电路，该电路可以将功率因数提高至75%~90%，而且涉及的电子零件较少，结构简单，设计制造成本低。

Description

一种具有功率因数校正功能的反激式电源

技术领域

本实用新型涉及一种反激式电源，特别是一种具有功率因数校正功能的反激式电源。

背景技术

传统的液晶显示产品不带功率因数校正电路的开关电源，如图1所示，在桥式整流电路02输出端（二极管D3、D4负端）直接与大电容C₁相连接，这种电路功率因数PF值大约只有：45%~55%之间，由于功率因数值低，且流入到大电容C₁正端的尖峰脉冲电流较大，产生大量奇次谐波分量，造成对电网的干扰及损害，因而无法使用在输入功率大于75W以上的电气产品。为此，世界各国对功率大于75W的通用电器产品输入的谐波电流做了相关限定，故一般输入大于75W的电气产品，其电源电路内部往往需要加一个功率因数校正功能的电路(简称：PFC电路)来提升电源输入端的功率因数及降低电源产品输入的电流谐波量。

现有，液晶显示产品开关电源中所使用的功率因数校正电路03，如图2所示，但是该功率因数校正电路03结构复杂，采用的电子零件繁多，设计成本高，使所设计的产品在价格方面竞争力下降。而对于大于75W的电源适配器产品，其内部空间往往有限，若采用现有现功率因数校正电路03，由于现有功率因数校正电路03电子零件数较多，会造成零件摆放难度加大，从而可能造成电源适配器产品开发周期变长，且产品可靠性方面往往会降低。

发明内容

本实用新型的目的是为了提供结构简单，设计制造成本低的一种具有功率因数校正功能的反激式电源。

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

一种具有功率因数校正功能的反激式电源，用在液晶显示产品上，其包括交流电源、滤波电路、桥式整流电路、大电容C₁、反激式变压器、输出整流电路、输出滤波电路、MOS管Q₁、控制芯片、反馈电路和供电电路；所述交流电源与滤波电路输入端连接，滤波电路输出端与桥式整流电路输入端连接,MOS管Q₁、供电电路分别与控制芯片连接；所述反激式变压器的次级侧绕组N_S一端接变压器次级侧地，另一端与输出整流电路的输入端连接，输出整流电路的输出端与输出滤波电路的输入端连接，反馈电路分别与输出滤波电路和控制芯片连接，所述桥式整流电路和大电容C₁之间设有功率因数校正电路，所述功率因数校正电路包括一个电感L₁和三个二极管D₅、D₆和D₇；桥式整流电路输出端与大电容C₁正端之间串接电感L₁和二极管D₅，且二极管D₅负端与大电容C₁正端连接，二极管D₅正端与电感L₁一端连接，在电感L₁另一端与大电容C₁正端之间串接二极管D₇，所述二极管D₇正端与电感L₁另一端连接，二极管D₇负端与大电容C₁正端连接；所述反激式变压器初级侧绕组N_P分为串联的绕组N_P1和N_P2，在二级管D₅正端与绕组N_P1和N_P2的抽头端之间连接一个二极管D₆，二极管D₆负端与绕组N_P1和N_P2的抽头端连接,二级管D₆正端与二极管D₅正端连接，所述绕组N_P1非抽头端与电容C₁正端连接，大电容C₁负端接变压器初级侧地，所述绕组N_P2的非抽头端与MOS管Q₁连接。

所述桥式整流电路包括D₁、D₂、D₃和D₄四个二极管，二极管D₃正端、二极管D₁负端与滤波电路的一输出端连接，二极管D₄正端、二极管D₂负端与滤波电路的另一输出端连接，二极管D₁、D₂正端接变压器初级侧地。

所述电感L₁另一端与桥式整流电路中二极管D₃、D₄负端连接。

所述绕组N_P2的非抽头端与MOS管Q₁漏极连接,MOS管Q₁栅极与控制芯片的脉宽调制输出引脚连接,MOS管Q₁的源极与电流侦测电阻R₁一端、控制芯片的电流侦测引脚连接，电流侦测电阻R₁另一端接变压器初级侧地。

所述反馈电路一端与输出滤波电路连接，另一端与控制芯片的输出反馈引脚连接。

所述供电电路与控制芯片的供电引脚连接。

所述滤波电路为EMI滤波电路。

所述控制芯片为PWM控制芯片。

采用以上技术方案，本实用新型在桥式整流电路和大电容C₁之间设有功率因数校正电路，该电路利用一个电感和三个二级管组成一个结构简单的电路，该电路可以将功率因数提高到75%~90%，而且电子零件少，电路结构简单，降低了设计和生产成本。

附图说明

下面结合附图对本实用新型作进一步详细的说明：

图1是传统的不带有功率因数校正功能的反激式电源的电路原理图；

图2是现有的液晶显示产品中开关电源所使用的功率因数校正电路原理图；

图3是本实用新型一种具有功率因数校正功能的反激式电源的电路原理图；

图4是传统的不带有功率因数校正功能的反激式电源的交流输入的电压和电流波形图；

图5是本实用新型具有功率因数校正功能的反激式电源的交流输入的电压和电流波形图。

具体实施方式

根据图3所示，一种具有功率因数校正功能的反激式电源，用在液晶显示产品上，其包括交流电源7、滤波电路1、桥式整流电路2、大电容C₁、反激式变压器10、输出整流电路4、输出滤波电路5、MOS管Q1、控制芯片8、反馈电路6和供电电路9；所述交流电源7与滤波电路1输入端连接，滤波电路1输出端与桥式整流电路2输入端连接，MOS管Q1、供电电路9分别与控制芯片8连接；所述反激式变压器10的次级侧绕组N_S一端（N_S绕组的非打点端）接变压器次级侧地，另一端（N_S绕组的打点端）与输出整流电路4的输入端连接，输出整流电路4的输出端与输出滤波电路5的输入端连接，反馈电路6分别与输出滤波电路5和控制芯片8连接，所述桥式整流电路2和大电容C₁之间设有功率因数校正电路3，所述功率因数校正电路3包括一个电感L₁和三个二极管D₅、D₆和D₇；桥式整流电路2输出端与大电容C₁正端之间串接电感L₁和二极管D₅，且二极管D₅负端与大电容C₁正端连接，二极管D₅正端与电感L₁一端（302端）连接，电感L₁另一端（301端）与桥式整流电路2输出端连接，电感L₁另一端（301端）与大电容C₁正端之间串接二极管D₇，所述二极管D₇正端与电感L₁另一端（301端）连接，二极管D₇负端与大电容C₁正端连接,D₇二极管的作用是让该开关电源通电时或做快速开关电源时，由于该开关电源输入电压与大电容C1存在较大的压差，使得开关电源输入端产生一冲击电流通过D₇二极管向大电容C1充电，以阻止电感L1在该开关电源通电时或做快速开关电源时产生饱和导通问题；所述反激式变压器10初级侧绕组N_P分为串联的绕组N_P1和N_P2，在二级管D₅正端与绕组N_P1和N_P2的抽头端之间连接一个二极管D₆，二极管D₆负端和与绕组N_P1和N_P2的抽头端连接，二级管D₆正端与二极管D₅正端连接，所述绕组N_P1非抽头端（绕组N_P1的非打点端）与电容C1正端连接，大电容C₁负端接变压器初级侧地，所述绕组N_P2的非抽头端（绕组N_P2的打点端）与MOS管Q1连接。

所述桥式整流电路2包括D₁、D₂、D₃和D₄四个二极管，二极管D₃正端、二极管D₁负端与EMI滤波电路1的一输出端（L端）连接，二极管D₄正端、二极管D₂负端与滤波电路1的另一输出端（N端）连接，二极管D₁、D₂正端接变压器初级侧地。

所述电感L₁另一端(301端)与桥式整流电路2中二极管D₃、D₄负端连接。

所述反激式变压器10的绕组N_P2的非抽头端（绕组N_P2的打点端）与MOS管Q1漏极连接，MOS管Q1栅极与控制芯片8的脉宽调制输出引脚连接，MOS管Q1的源极与电流侦测电阻R₁一端、控制芯片8的电流侦测引脚连接，电阻R₁另一端接变压器初级侧地。

所述反馈电路6一端与输出滤波电路5连接，另一端与控制芯片8的输出反馈引脚连接。

所述供电电路9与控制芯片8的供电引脚连接。

所述滤波电路1为EMI滤波电路。

所述控制芯片8为PWM控制芯片。

以下为本实用新型的动作原理：

1、当MOS管Q₁导通（turn on）时，大电容C₁正端的电压V₄全部加在反激式变压器10的N_p绕组（包含：绕组N_p1和N_p2）上，此时反激式变压器10的绕组N_p1、N_p2和次级侧绕组Ns的非打点端电位极性为“+”，打点端电位极性为“-”，并在D₆二极管负端产生一电压V₃=V₄*N_p2/(N_p1+N_p2)=V₄*N_p2/N_p,其中：N_p1表示绕组N_p1圈数;N_p2表示绕组N_p2圈数;N_p表示绕组N_p1和N_p2总圈数

⑴若二极管D₃、D₄负端电压V₁>V₃+V_f（D₆）,则电感L₁产生一电流

其中：I_L1（t0）为电感L₁在MOS管Q₁导通瞬间的初使电流，I_L1（t0）≥0A，t≤Ton（MOS管Q1每一周期的导通时间）,L1为电感L₁电感量,V_f（D₆）为二极管D₆正向导通电压，此时电感L₁开始储能，该电感L₁301端电位极性为“+”，该电感L₁302端电位极性为“-”，

该电流I_L1（t）路径为：

电感L₁→二极管D₆正端→二极管D₆负端→绕组N_p2非打点端→绕组N_p2打点端→MOS管Q₁漏极→MOS管Q₁源极

该电流I_L1（t）流经反激式变压器10的绕组N_p2时，反激式变压器10开始做储能动作，

将电流I_L1（t）转化为磁能存储在反激式变压器10的气隙（Gap）当中，同时大电容C₁将产生另一电流:

I_C1(t)=[H_gap*X_gap+H_L*X_L-N_p2*I_L1(t)]/N_p,其中：H_gap为反激式变压器10气隙中的磁场强度，X_gap为气隙长度，H_L为反激式变压器10磁芯中的磁场强度，X_L为反激式变压器10磁芯长度,该电流I_C1(t)路径为：

大电容C₁正端→绕组N_p1非打点端→绕组N_p1打点端→绕组N_p2非打点端→绕组N_p2打点端→MOS管Q₁漏极→MOS管Q₁源极

该电流I_C1(t)流经反激式变压器10的绕组N_p1、N_p2时,同样的也将电流I_C1(t)转化为磁能储存

在反激式变压器10的气隙当中,故当MOS管Q₁导通（turn on）后经过Ton时间，反激式变压器10存储的能量为：

W_T1＝1/2*L_Np2*I_L1（Ton）²+1/2*L_Np*I_C1（Ton）²;

L_Np2为反激式变压器10的绕组N_p2的电感量，L_Np为反激式变压器10的绕组N_p1+N_p2的电感量。

同时电感L₁中存储的能量为：W_L1＝1/2*L1*I_L1（Ton）²

L1为电感L₁的电感量

②若V₁<V₃+V_f（D₆）,则电感L₁不做任何能量存储并且无能量输入到反激式变压器10当中，此时反激式变压器10完全通过大电容C₁正端提供电能进行存储，并在反激式变压器10的初级侧绕组N_p(N_p=N_p1+N_p2)产生一电流I_Np(t)，路径为：

其I_Np(t)电流大小为I_Np(t)=I_Np0+(V4/L_Np)*t,其中I_Np0为反激式变压器10绕组N_p1和N_p2上的初始电流，I_Np0≥0A,L_Np为反激式变压器10初级侧绕组Np的电感量，故当MOS管Q1导通（turn on）后经过Ton时间，反激式变压器10存储的能量为：

W_T1＝1/2*L_Np*I_Np(Ton)²

2、MOS管Q₁截止（turn off）时，反激式变压器10所有绕组的打点端与非打点端的电位极性反转，即：反激式变压器10的绕组N_p1、N_p2和次级侧绕组Ns的非打点端电性由“+”变为“-”，打点端电性由“-”变为“+”，由于反激式变压器10的次级绕组Ns的打点端与输出整流电路4的输入端连接，故反激式变压器10气隙中存储的能量从次级侧绕组Ns释放出来，经输出整流电路4整流后再经过输出滤波电路5进行滤波后得到一输出电压为Vout的直流电，同时电感L₁两端电极性反转，即：L₁电感301端电位极性由“+”变为“-”，该L₁电感302端电位极性由“-”变为“+”，此时二极管D₆负端电压V₃=V₄+Vout*N_p1/Ns大于大电容C₁正端V₄电压，故电感L₁将存储的能量经二极管D₅提供给大电容C₁正端进行充电。

D₆二极管负端在MOS管Q₁导通（turn on）时产生一电压

V₃=V₄*N_p2/(N_p1+N_p2)=V₄*N_p2/N_p,可通过调整N_p1与N_p2圈数比例来控制V₃电压大小，当n=N_p1/N_p2比值越大时，V₃=V₄*N_p2/(N_p1+N_p2)=V₄*/(n+1)电压越小，而当桥式整流电路2输出端电压V₁只要大于V₃，则电感L₁就会在MOS管Q₁导通Ton时间内从交流电源7中取得电能并转化为磁能存储在电感L₁中，同时电感L₁中的电流通过反激式变压器10的绕组N_p2将电能转化为磁能存储在反激式变压器10的铁芯气隙当中，而V₃越小，则桥式整流电路2输出端电压V₁也只需较小的电压就能使电感L₁在MOS管Q₁导通期间进行储能，这就使得：交流电源7输入的每半个工频周期内的电流导通时间变长，也即：交流电源7输入的电流导通角增大，使得该电源产品的功率因数得到较大的提高与改善，使所设计出来电源产品的谐波分量大大减小，从而避免了较大功率的电源产品产生较大的电流谐波分量造成电网系统受到污染问题。

图4为图1传统的不带有功率因数校正功能的反激式电源电路的交流输入的电压和电流波形，其在交流工频的半周期内电流导通时间Δt很小，且其电流脉冲尖峰电流很大。

图5为本实用新型图3对应的交流输入的电压和电流波形，其在交流工频的半周期内电流导通时间Δt较大，且其电流脉冲尖峰电流较小。

该具有功率因数校正功能的反激式电源可以将功率因数提高至75%~90%，且在正常工作时由于反激式变压器10电能由电感L₁和大电容C₁共同提供的，故对于较大功率（如90w）的反激式开关电源，其大电容C₁仍可使用容值较小的电容。

Claims

1.一种具有功率因数校正功能的反激式电源，用在液晶显示产品上，其包括交流电源、滤波电路、桥式整流电路、大电容C₁、反激式变压器、输出整流电路、输出滤波电路、MOS管Q₁、控制芯片、反馈电路和供电电路；所述交流电源与滤波电路输入端连接，滤波电路输出端与桥式整流电路输入端连接,MOS管Q₁、供电电路分别与控制芯片连接；所述反激式变压器的次级侧绕组N_S一端接变压器次级侧地，另一端与输出整流电路的输入端连接，输出整流电路的输出端与输出滤波电路的输入端连接，反馈电路分别与输出滤波电路和控制芯片连接，其特征在于：所述桥式整流电路和大电容C₁之间设有功率因数校正电路，所述功率因数校正电路包括一个电感L₁和三个二极管D₅、D₆和D₇；桥式整流电路输出端与大电容C₁正端之间串接电感L₁和二极管D₅，且二极管D₅负端与大电容C₁正端连接，二极管D₅正端与电感L₁一端连接，在电感L₁另一端与大电容C₁正端之间串接二极管D₇，所述二极管D₇正端与电感L₁另一端连接，二极管D₇负端与大电容C₁正端连接；所述反激式变压器初级侧绕组N_P分为串联的绕组N_P1和N_P2，在二级管D₅正端与绕组N_P1和N_P2的抽头端之间连接一个二极管D₆，二极管D₆负端与绕组N_P1和N_P2的抽头端连接,二级管D₆正端与二极管D₅正端连接，所述绕组N_P1非抽头端与电容C₁正端连接，大电容C₁负端接变压器初级侧地，所述绕组N_P2的非抽头端与MOS管Q₁连接。

2.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于：所述桥式整流电路包括D₁、D₂、D₃和D₄四个二极管，二极管D₃正端、二极管D₁负端与滤波电路的一输出端连接，二极管D₄正端、二极管D₂负端与滤波电路的另一输出端连接，二极管D₁、D₂正端接变压器初级侧地。

3.根据权利要求2所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于：所述电感L₁另一端与桥式整流电路中二极管D₃、D₄负端连接。

4.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于：所述绕组N_P2的非抽头端与MOS管Q₁漏极连接,MOS管Q₁栅极与控制芯片的脉宽调制输出引脚连接,MOS管Q₁的源极与电流侦测电阻R₁一端、控制芯片的电流侦测引脚连接，电流侦测电阻R₁另一端接变压器初级侧地。

5.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于：所述反馈电路一端与输出滤波电路连接，另一端与控制芯片的输出反馈引脚连接。

6.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于：所述供电电路与控制芯片的供电引脚连接。

7.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于：所述滤波电路为EMI滤波电路。

8.根据权利要求1所述的一种具有功率因数校正功能的反激式电源，其特征在于：所述控制芯片为PWM控制芯片。