CN112067886B - 一种开关电源装置的电流检测电路 - Google Patents

一种开关电源装置的电流检测电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种开关电源装置的电流检测电路，包含不对称半桥反激变换器原边电流检测电路模块、峰值产生时刻捕捉模块、采样保持模块、负载电流计算模块和PWM发生及模式切换模块。本发明通过检测变换器原边励磁电感电流计算负载电流，利用负载电流进行模式切换。本发明通过计算负载电流有效解决了现有不对称半桥反激变换器采用输出电压隔离反馈信号间接反映负载电流存在的控制复杂和适用性差的问题。

Description

一种开关电源装置的电流检测电路
技术领域
本发明涉及一种开关电源装置的电流检测电路，特别涉及不对称半桥反激变换器构成的开关电源装置的电流检测电路。
背景技术
开关电源相对传统电源在电能变换方面具有不可替代的优势，广泛应用于电力、通信、家电、汽车电子、工业控制、航空航天等诸多领域。随着世界范围内节能、环保意识的增强，各国和行业组织都出台相应的能效标准，控制开关电源产品的能效指标。随着软开关技术的发展，开关电源的转换效率得以进一步提高，与此同时，能效指标要求也进一步提高，除要求电源满负载及较重负载时具备较高效率外，同时也对电源轻载和空载功耗等提出了较高要求。
不对称半桥反激变换器因其拓扑具备软开关特点，成为目前开关电源高效率应用场合的一个研究热点。图1所示为采用现有不对称半桥反激变换器构成的开关电源装置电路框图，包含不对称半桥反激变换器110和控制器120，不对称半桥反激变换器110包含输入电容Cin、主开关Q1和辅开关Q2、谐振电容Cr、变压器112、整流开关D、输出滤波电容Co以及隔离反馈电路113，控制器120通过隔离反馈电路113接收输出电压信息并通过控制主开关Q1和辅开关Q2，将输出调整至期望水平。图2所示为图1所示现有不对称半桥反激开关电源装置模式切换示意图，控制器120控制主开关Q1和辅开关Q2，在输出负载电流大于电流设定值Io3时，使开关电源装置工作于不对称半桥反激模式(AHBFMode)，在输出负载电流小于电流设定值Io3时，使开关电源装置工作于突发模式(BurstMode)。目前主流研究成果不对称半桥反激模式(AHBFMode)多使用互补控制方式，即在一个开关周期的某一时刻，若主开关Q1开通则辅开关Q2关断，若主开关Q1关断则辅开关Q2开通，即主开关Q1与辅开关Q2互补导通。
当不对称半桥反激变换器满载及较重负载主开关恰好实现零电压开通时，可认为其功率级参数设计较优，图1所示的不对称半桥反激变换器在满载及较重负载时通常具备较高的转换效率，但是励磁电感电流的负峰值会随着负载的减小而增大，超出变换器主开关实现零电压开通的需求，产生无效的损耗，从而降低效率，使得变换器轻负载效率低和空载功耗较大。
申请号为201911352361.1的中国专利《开关电源装置》提出采用如图3所示的不对称半桥反激变换器及控制器，通过增加一个与变压器原边并联的单向钳位网络并采用图4所示的模式切换曲线，根据不同的负载电流控制变换器工作于不对称半桥反激模式(AHBFMode)或钳位不对称半桥反激模式(CAHBFMode)，既能保证重载或满载时效率最优，又能在轻载时实现对励磁电感电流负峰值的有效控制，大幅提高变换器轻载效率、降低空载损耗，使得在全负载范围内变换器系统效率最优。
申请号为201911352361.1的中国专利《开关电源装置》中采用图4所示的模式切换方式，即通过负载电流大小进行模式切换，能否准确得到负载电流直接关系到模式切换的准确性和适用范围。在实际应用中，直接在变换器输出端增加采样电路检测负载电流一方面会增加硬件成本，另一方面还会造成采样损耗，降低系统效率，可行性差。根据行业目前研究现状，不对称半桥反激变换器电路框图和模式切换方法示意图主要如图3和图4所示，主要通过变换器输出电压隔离反馈信号FB(以下简称FB)间接反映负载，来进行模式切换。
按照表1所列输入输出规格，设计并制作了根据FB进行模式切换的60W不对称半桥反激变换器实物样机。
表1
输入电压范围 85VAC-264VAC(母线电压范围约为120VDC-370VDC)
输出规格 Vo＝12V、Io＝5A、Po＝60W
开关频率范围 30kHz～300kHz(满载300kHz)
通过对样机的测试，发现该方案存在如下问题：
1、FB受输入电压影响；
图5为60W不对称半桥反激变换器在不同输入电压下负载与FB的测试数据，可见，相同负载下，当输入电压不同时FB也不同，且曲线呈现出非线性。因此，在宽输入电压应用时，若想利用FB间接反映负载的方案，则还需要针对不同输入电压对FB进行补偿修正，从而增加了控制的复杂性。
2、FB受开关器件关断延时影响；
不对称半桥反激变换器通常采用MOSFET(简称MOS管)作为其开关器件，MOS管在关断时存在固有的关断延时，由于不对称半桥反激变换器相对普通反激变换器励磁电感量通常较小，该延时带来的影响不可忽略。如图6所示，控制器对FB进行采样并与参考值比较，当FB采样值VFB-sample等于参考值Vref时发出MOS管关断指令，由于MOS管的关断延时，FB采样值小于实际值VFB-real，当在不同输入电压范围、不同功率段采用不同MOS管时，MOS关断延时带来较大的FB差异，可见，通过FB间接反映负载的方案，其适用性较差。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种开关电源装置的电流检测电路，能有效解决现有通过FB间接反映负载的方案来进行模式切换存在的控制复杂、适用性差的问题。
本申请的发明构思为：检测不对称半桥反激变换器原边励磁电感电流，采样励磁电感电流正峰值(最大值)和负峰值(最小值)，根据不对称半桥反激变换器拓扑本身的特点和电路定律计算负载电流，直接反映负载情况。
为解决上述技术问题，本发明提供的技术方案如下：
一种开关电源装置的电流检测电路，其用于与不对称半桥反激变换器连接，不对称半桥反激变换器具有主开关管和辅开关管，所述电流检测电路包括：
原边电流检测模块，用于检测不对称半桥反激变换器的主开关管导通期间的励磁电感电流；
峰值产生时刻捕捉模块，用于捕捉励磁电感电流的负峰值产生时刻并输出负峰值触发信号，以及用于捕捉励磁电感电流的正峰值产生时刻并输出正峰值触发信号；
采样保持模块，用于对励磁电感电流进行采样，并根据励磁电感电流、负峰值触发信号和正峰值触发信号提取出励磁电感电流的负峰值和正峰值；
负载电流计算模块，用于根据励磁电感电流的负峰值、正峰值及所述主开关管、辅开关管导通时间或占空比计算负载电流。
在一个实施例中，峰值产生时刻捕捉模块用于采集不对称半桥反激变换器的输入电压、主开关管源极电压和主开关管栅极的驱动信号，主开关管源极电压等于输入电压的时刻认定为励磁电感电流负峰值产生的时刻，峰值产生时刻捕捉模块在主开关管源极电压等于输入电压的时刻输出负峰值触发信号；
主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻为励磁电感电流正峰值产生的时刻，峰值产生时刻捕捉模块在主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻输出所述正峰值触发信号。
在一个实施例中，采样保持模块提取励磁电感电流的负峰值具体包括：当负峰值触发信号为低电平时，采样保持模块保存该低电平产生时刻输入的励磁电感电流以提取出励磁电感电流的负峰值；
所述采样保持模块提取出励磁电感电流的正峰值具体包括：当正峰值触发信号为低电平时，采样保持模块保存该低电平产生时刻输入的励磁电感电流以提取出励磁电感电流的正峰值。
在一个实施例中，原边电流检测模块的正极与辅开关管的源极电联接，原边电流检测模块的负极与地、负母线电联接，原边电流检测模块的输出端与采样保持模块的输入端电联接；
峰值产生时刻捕捉模块的输入端分别与正母线、主开关管的源极、辅开关管的漏极、控制器的输出端电联接；峰值产生时刻捕捉模块的输出端分别与控制器的输入端、采样保持电路的输入端电联接；
采样保持模块的输出端与负载电流计算模块的输入端电联接；
负载电流计算模块的输出端用于与控制器的输入端电联接。
在一个实施例中，电流检测电路可用于多个不对称半桥反激变换器模块并联使用的场合，通过电流检测电路对不对称半桥反激变换器模块的负载电流进行检测。
本发明还提供一种开关电源装置的电流检测方法，包括：
检测不对称半桥反激变换器的主开关管导通期间的励磁电感电流值；
捕捉励磁电感电流负峰值和正峰值产生的时刻；
根据励磁电感电流负峰值和正峰值产生时刻提取出励磁电感电流的负峰值和正峰值；
根据励磁电感电流负峰值、正峰值及所述主开关管、所述不对称半桥反激变换器的辅开关管导通时间或占空比计算负载电流。
在一个实施例中，捕捉励磁电感电流负峰值和正峰值产生的时刻具体包括：主开关管源极电压等于不对称半桥反激变换器的输入电压的时刻为励磁电感电流负峰值产生的时刻；主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻为励磁电感电流正峰值产生的时刻。
本发明还提供一种开关电源装置，其包括：上述电流检测电路、不对称半桥反激变换器以及控制器；
所述不对称半桥反激变换器具有由主开关管和辅开关管组成的半桥电路、单向钳位电路以及变压器；
所述控制器分别与所述电流检测电路和所述不对称半桥反激变换器连接，用于根据所述负载电流分别对所述主开关管、所述辅开关管和所述单向钳位电路的开关管进行控制。
术语解释：
不对称半桥反激模式：在一个开关循环周期中，主开关与辅开关互补导通，控制器控制单向钳位网络始终处于关断状态，英文简称为AHBFMode。
钳位不对称半桥反激模式：在一个开关循环周期中，主开关、辅开关和单向钳位网络交替导通或者关断，具体地，每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段、辅开关零电压开通阶段、去磁阶段、电流钳位阶段和主开关零电压开通阶段；在励磁阶段和辅开关零电压开通阶段，单向钳位网络关断；在去磁阶段，辅开关导通，单向钳位网络导通或者关断均可，单向钳位网络没有电流流过；至此阶段结束时刻，励磁电感电流达到设定值，辅开关关断，单向钳位网络处于导通状态，钳位电流流过单向钳位网络；在电流钳位阶段，单向钳位网络导通，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络保持钳位电流基本不变，至此阶段结束时刻，单向钳位网络关断；在主开关零电压开通阶段，单向钳位网络已被关断，单向钳位网络中的钳位电流被释放，使主开关电压降低至零或接近零，此时控制主开关导通，实现主开关零电压开通，英文简称为CAHBFMode。
本发明的工作原理将结合具体的实施例进行分析，在此不赘述，本发明的有益效果如下：
(1)每个开关周期仅检测主开关导通期间的励磁电感电流，采样损耗对系统损耗的影响降至最低；
(2)通过提取主开关开通和关断时刻的励磁电感电流信息，计算负载电流，准确反应负载状况，提高模式切换的准确性，简化控制；
(3)计算得到的负载电流不受输入电压、开关器件差异的影响，使得模式切换对不同输入电压、不同功率器件应用的适用性显著增加。
附图说明
图1现有不对称半桥反激开关电源装置电路框图；
图2现有不对称半桥反激开关电源装置模式切换示意图；
图3为中国专利201911352361.1的开关电源装置的电路图；
图4为中国专利201911352361.1的开关电源装置的模式切换示意图；
图5为现有不对称半桥反激变换器不同电压下FB与负载电流关系曲线；
图6为现有不对称半桥反激变换器采用FB方案的模式切换误差产生原理图；
图7为本发明开关电源装置的电路框图；
图8为本发明不对称半桥反激变换器等效电路原理图；
图9为不对称半桥反激变换器工作于CAHBF模式的典型工作波形图。
具体实施方式
为了使本发明更加清楚明白，以下将结合附图及具体实施例，对现有技术方案及本发明技术方案进行更加清楚、完整地描述。
请参考图7，一种开关电源装置，包括：不对称半桥反激变换器、电流检测电路、控制器以及输出电压隔离采样模块。
不对称半桥反激变换器包含输入电容Cin、主开关管S1和辅开关管S2、谐振电容Cr、单向钳位网络、变压器、整流开关D、输出滤波电容Co以及输出电压隔离采样电路。
电流检测电路包括原边电流检测模块CS、峰值产生时刻捕捉模块TS、采样保持模块SS以及负载电流计算模块IC。
原边电流检测模块CS作为主电路的一部分，用于检测主开关管S1导通期间变压器的励磁电感电流。原边电流检测模块CS的正极与辅开关管S2的源极、单向钳位电路的开关管S3的源极、变压器原边阴极电联接；原边电流检测模块CS的负极与地、负母线电联接；原边电流检测模块CS的输出端Iout与采样保持模块SS的输入端Iin电联接。
峰值产生时刻捕捉模块TS作为控制的其中一部分，用于捕捉励磁电感电流正负峰值所处的时刻并输出相应的电平信号，同时采样不对称半桥反激变换器的输入电压Vin。
峰值产生时刻捕捉模块TS的输入端V1与正母线电联接；峰值产生时刻捕捉模块TS的输入端V2与主开关管S1的源极、辅开关管S2的漏极电联接；峰值产生时刻捕捉模块TS的输入端V3与PWM发生及模式切换模块的输出端GS1电联接；峰值产生时刻捕捉模块TS的输出端TP和TN分别与采样保持模块SS的输入端T+和输入端T-电联接；峰值产生时刻捕捉模块TS的接地端GND与地电联接。
采样保持模块SS作为控制的其中一部分，用于检测主开关管S1导通时刻的励磁电感电流和关断时刻的励磁电感电流。采样保持模块SS的输入端Iin与原边电流检测模块CS的输出端Iout电联接；采样保持模块SS的输入端T+和T-分别与峰值产生时刻捕捉模块TS的输出端TP和TN电联接；采样保持模块SS的输出端I+和I-分别与负载电流计算模块IC的输入端IP和IN电联接。
负载电流计算模块IC作为控制的其中一部分，用于计算负载电流，负载电流计算模块IC的输出端Ioc与PWM发生及模式切换模块的输入端Io电联接。
控制器内设有PWM发生及模式切换模块，PWM发生及模式切换模块用于使得输出电压稳定在预期值内，以及用于根据负载电流进行图4所示的模式切换。PWM发生及模式切换模块进行模式切换的方式是通过输出PWM控制信号至主开关管S1、辅开关管S2以及单向钳位网络的开关管S3，以控制主开关管S1、辅开关管S2以及单向钳位网络的开关管S3开关，以实现模式切换。
PWM发生及模式切换模块设有输入端Io、输入端FB、输出端GS1、输出端GS2和输出端GS3。
输入端Io与负载电流计算模块IC的输出端Ioc电联接；输入端FB和输出电压隔离反馈信号电联接；输出端GS1与主开关管S1的栅极电联接，同时输出端GS1还与峰值产生时刻捕捉模块TS的输入端V3电联接，输出端GS1用于输出控制信号Vgs1至主开关管S1以控制主开关管S1导通或关断；输出端GS2与辅开关管S2的栅极电联接，输出端GS2用于输出控制信号Vgs2至辅开关管S2以控制辅开关管S2导通或关断；输出端GS3与单向钳位网络的开关管S3的栅极电联接，输出端GS3用于输出控制信号Vgs3至单向钳位网络的开关管S3以控制开关管S3导通或关断。本实施例中，控制信号Vgs1、控制信号Vgs2和控制信号Vgs3分别是PWM控制信号。
输出电压隔离采样模块设有两个输入端和一个输出端，两个输入端分别与不对称半桥反激变换器的输出滤波电容C0的正极和负极连接，一个输出端与PWM发生及模式切换模块的输入端FB连接，用于采集输出电压隔离反馈信号，以用于控制输出电压稳定。
以下结合不对称半桥反激变换器等效电路原理图、典型工作波形、模式切换示意图对本发明实施例中各模块工作原理进一步说明，具体如下：
原边电流检测模块CS，其位于辅开关管S2的源极、单向钳位网络的开关管S3的源极、变压器阴极公共电联接点和地、负母线公共电联接点之间，用于检测当主开关管S1开通期间流过励磁电感的励磁电感电流。
峰值产生时刻捕捉模块TS，其主要用于捕捉励磁电感电流的负峰值和正峰值产生的时刻并通过输出端TN输出相应的负峰值触发信号和通过输出端TP输出相应的正峰值触发信号，并将负峰值触发信号和正峰值触发信号送给采样保持模块SS，用以从励磁电感电流中提取正、负峰值信息。
如图9所示，励磁电感电流ILm负峰值产生的时刻可认为是主开关管S1开通时漏极和源极之间电压变为零的时刻，因此峰值产生时刻捕捉模块TS采样了输入电压Vin(主开关管S1漏极电压即为输入电压Vin)和主开关管S1的源极电压，通过比较判断主开关管S1漏极和源极电压是否为零，进而输出负峰值触发信号；而励磁电感电流正峰值产生的时刻可认为是主开关管S1的栅极驱动信号的下降沿时刻，因此峰值产生时刻捕捉模块TS采样了主开关管S1的栅极驱动信号GS1，通过其下降沿触发正峰值触发信号。
采样保持模块SS，其主要用于提取励磁电感电流正、负峰值，具体的当正、负峰值触发信号为高电平时，该采样保持模块SS跟踪励磁电感电流；当正、负峰值触发信号为低电平时，该采样保持模块SS保持并输出对应时刻的励磁电感电流，即该采样保持模块SS输出励磁电感电流的正峰值和负峰值。
具体地，采样保持模块SS的输入端Iin实时采样励磁电感电流，当正峰值触发信号的输入端T+为高电平时，采样保持模块SS实时跟踪端口Iin输入的励磁电感电流；当正峰值触发信号的输入端T+为低电平时，采样保持模块SS保存低电平产生时刻输入端Iin输入的励磁电感电流，并由输出端I+输出，此时端口I+输出信号即励磁电感电流正峰值。
同理，当负峰值触发信号的输入端T-为高电平时，采样保持模块SS实时跟踪输入端Iin输入的励磁电感电流；当负峰值触发信号的输入端T-为低电平时，采样保持模块SS保存低电平产生时刻输入端Iin输入的励磁电感电流，并由输出端I-输出，此时输出端I-输出信号即励磁电感电流负峰值。
负载电流计算模块IC，其主要根据励磁电感电流正、负峰值和主开关管、辅开关管导通时间或占空比逐周期计算负载电流，并将该电流送给PWM发生及模式切换模块作为模式切换的判据之一。负载电流具体计算原理如下：
图8所示为本发明实施例的不对称半桥反激变换器的等效电路原理图，其特征在于：每个开关周期输出电容平均电流为零，根据基尔霍夫电流定律可推得负载电流Io与变压器副边电流平均值相等，进一步，考虑变压器匝比为N(变压器原边匝数与副边匝数的比值)，则变压器原边电流平均值I1与负载电流Io满足以下关系式：
Io＝N×I1 (1)
考虑变压器原边电流i1、漏感电流iLr、励磁电感电流iLm满足基尔霍夫电流定律，则负载电流Io与变压器原边的漏感电流iLr、励磁电感电流iLm的满足以下关系式：
Figure GDA0004157358270000081
进一步，结合图8、图9所示不对称半桥反激变换器的工作波形说明本发明实施例负载电流计算原理。图9中每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。每个循环周期的工作原理如下：
励磁阶段：从t0时刻起至t1时刻止，控制主开关管S1导通，输入电压Vin向谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm充电，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr线性上升，即输入电压Vin给变压器励磁，该阶段控制信号Vgs2和Vgs3为低电平，辅开关管S2和单向钳位网络Sow关断；
辅开关零电压开通阶段：从t1时刻起至t2时刻止，控制主开关管S1关断，电容C1、电容C2、谐振电感Lr和励磁电感Lm形成串联谐振，谐振电感电流ILr给电容C1充电、电容C2放电，使得电容C1两端的电压VC1上升、电容C2两端的电压VC2下降，至电容C2放电完毕，VC2降为零，二极管D2自然导通，谐振电感电流ILr流过二极管D2，t2时刻，控制辅开关管S2导通，辅开关管S2实现零电压开通。此阶段控制信号Vgs3仍然为低电平，单向钳位网络Sow关断；
去磁阶段：从t2时刻起至t3时刻止，控制辅开关管S2导通，主开关管S1继续关断，整流开关D导通，整流开关D的电流I2增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电感电流ILm线性减小，变压器去磁，t3时刻，励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关时S2关断。此阶段控制信号Vgs3为高电平，单向钳位网络Sow导通，单向钳位网络Sow的开通时刻可以是t2至t3之间的任意时刻(即t2至t3之间单向钳位网络Sow导通与关断均可)，由于单向钳位网络Sow只允许电流从其阳极流到阴极，故此过程中单向钳位网络Sow中并没有电流流过；
电流钳位阶段：从t3时刻起至t4时刻止，t3时刻，辅开关管S2关断，单向钳位网络Sow继续导通，电容C1、电容C2、谐振电容Cr和谐振电感Lr形成串联谐振，谐振电感电流ILr为负，并迅速正向增大，给电容C1放电、电容C2充电，使得电容C1两端的电压VC1下降、电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与VCr电压相同时，单向钳位网络Sow阳极电压为零，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr相等，整流开关D关断，励磁电感电流ILm(或称钳位电流)自然通过单向钳位网络Sow阳极流向阴极，单向钳位网络Sow保持钳位电流基本不变，至t4时刻，控制信号Vgs3变为低电平，单向钳位网络Sow关断；
主开关零电压开通阶段：从t4时刻起至t5时刻止，t4时刻单向钳位网络Sow关断，主开关管S1和辅开关管S2保持关断状态，单向钳位网络Sow保持的钳位电流被释放，并给电容C1继续放电、给电容C2继续充电，电容C1两端的电压VC1继续下降，电容C2两端电压VC2继续上升，至电容C1两端电压下降到零，钳位电流开始流过二极管D1，t5时刻，控制信号Vgs1变为高电平，主开关管S1导通，主开关管S1实现零电压开通。
由图8可知：在主开关管导通期间，漏感电流和励磁电感电流相等，变压器原边电流为零；在辅开关管导通期间，变压器原边向副边传递能量；在单向钳位网络钳位励磁电感电流的期间，漏感电流和励磁电感电流再次相等。考虑漏感电流同时也是谐振电容上的电流，一个周期内其平均值为零，可推导得出不对称半桥反激变换器工作于CAHBF模式时负载电流和励磁电感电流满足如下关系式：
Figure GDA0004157358270000101
上式中D1和D2分别为不对称半桥反激变换器主开关管和辅开关管的占空比，T为开关周期。
图9中，主开关管开通时刻的负向励磁电感电流值和辅开关管关断时刻的负向励磁电感电流值相等，可推导得出不对称半桥反激变换器工作于CAHBF模式时负载电流和励磁电感电流满足如下关系式：
Figure GDA0004157358270000102
较优地，当变换器开关频率较高，主开关关断至辅开关导通的死区时间(如图9中的t2-t1)在整个开关周期占比时间较大时，可对(4)式进行优化，将该死区时间的占比计入D1或D2，以提高计算精度。
当不对称半桥反激变换器工作于AHBF模式时，在一个开关循环周期中，钳位开关管始终处于关断状态，主开关管和辅开关管互补工作，每个循环周期包含四个阶段：励磁阶段、辅开关零电压开通阶段、去磁阶段、主开关零电压开通阶段。
其中，励磁阶段、辅开关零电压开通阶段的工作原理与上述CAHBF模式的励磁阶段、辅开关零电压开通阶段工作原理相同，再此不再叙述。AHBF模式的去磁阶段和主开关零电压开通阶段工作原理如下：
去磁阶段：保持辅开关管S2导通，主开关管S1关断，整流开关D导通，整流开关D的电流I2增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电感电流ILm线性减小，变压器去磁，当励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关管S2关断。此阶段控制信号Vgs3为低电平，单向钳位网络Sow关断。
主开关零电压开通阶段：主开关管S1和辅开关管S2保持关断状态，电容C1、电容C2、谐振电容Cr和谐振电感Lr形成串联谐振，谐振电感电流ILr为负，并迅速正向增大，给电容C1放电、电容C2充电，使得电容C1两端的电压VC1下降、电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与VCr电压相同时，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr相等，整流开关D关断，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr被释放，并给电容C1继续放电、给电容C2继续充电，电容C1两端的电压VC1继续下降，电容C2两端电压VC2继续上升，至电容C1两端电压下降到零，谐振电感电流ILr开始流过二极管D1，此时控制主开关管S1导通，主开关管S1实现零电压开通。
由于不对称半桥反激变换器工作于AHBF模式时，在一个开关循环周期中，钳位开关管始终处于关断状态，主开关管和辅开关管互补工作，由此可推导得出不对称半桥反激变换器工作于AHBF模式时负载电流和励磁电感电流满足如下关系式：
Figure GDA0004157358270000111
对比公式(4)和公式(5)，可发现公式(5)是公式(4)中(D1+D2)＝1时的情况，因此可将公式(4)作为不对称半桥反激变换器负载电流计算的归一化公式。
较优地，当控制系统知晓不对称半桥反激变换器预先工作在AHBF模式时，则公式(4)中(D1+D2)＝1，可按此简化为公式(5)计算，当切入CAHBF模式后再利用归一化公式(4)计算，以节省控制系统运算资源。
PWM发生及模式切换模块：该模块的功能主要有两部分组成，一是利用FB对输出电压进行闭环稳压控制；二是面根据负载电流Io进行图4所示的模式切换，使变换器工作于固定开关频率的AHBF模式、变开关频率的CAHBF模式或固定开关频率的CAHBF模式。
通过以上分析可知采用本发明实施例的不对称半桥反激变换器可以通过检测原边励磁电感电流、合理设计峰值电流捕捉时刻，计算负载电流，该电流不受输入电压和开关器件差异影响，可以直接反应负载情况。
以下按照表2所列输入输出规格，设计并制作了采用本发明电流检测及模式切换方案的240W不对称半桥反激变换器实物样机。
表2
Figure GDA0004157358270000112
表3为240W不对称半桥反激变换器样机在不同电压、不同工作模式、不同工作频率下采用本发明方案的负载电流计算值和负载电流实际值的对比情况，可见本方案的负载电流计算误差在±5％以内。根据模式切换曲线，在负载电流±5％范围内工作频率差异不大，系统损耗差异差异很小，因此该电流误差带来效率差别也很小，完全可满足模式切换之用。
表3
Figure GDA0004157358270000113
Figure GDA0004157358270000121
应当指出，本发明实施例所述的不对称半桥反激变换器的电流检测电路及模式切换方法，通过改变不对称半桥反激变换器谐振腔位置、单向钳位网络与变压器联接方式、电流检测模块位置、峰值产生时刻捕捉模块及负载电流计算模块实现方法等方式，仍在本发明保护范畴之内。
不对称半桥反激变换器的谐振腔位置、单向钳位网络与变压器联接方式可以有多种不同的组合，申请号为201911352361.1的中国专利和申请号为201910513578.X的中国专利申请中给出了大量的实施例，这些都属于本发明所述的不对称半桥反激变换器的范畴。
电流检测模块也可以与变换器的母线、开关管有多种不同的连接方式，包括但不限于以下两种方式：
(1)电流检测模块的正极与正母线电联接，负极与主开关管的漏极电联接；
(2)电流检测模块的正极与单向钳位网络开关管的源极和变压器原边绕组的阴极电联接，负极与辅开关管的源极和负母线电联接。
峰值产生时刻捕捉模块的实现方法可以有不同的方式，包括但不限于以下三种方式：
(1)将辅开关栅极驱动信号下降沿产生时刻认定为励磁电感电流负峰值产生的时刻，产生励磁电感电流的负峰值触发信号；将主开关栅极驱动信号下降沿产生时刻认定为励磁电感电流正峰值产生的时刻，产生励磁电感电流的正峰值触发信号。
(2)将主开关栅极驱动信号上升沿时刻认定为励磁电感电流负峰值产生的时刻，产生励磁电感电流的负峰值触发信号；将主开关栅极驱动信号下降沿时刻认定为励磁电感电流正峰值产生的时刻，产生励磁电感电流的正峰值触发信号。
(3)将主开关源极电压上升沿产生时刻认定为励磁电感电流负峰值产生时刻，产生励磁电感电流的负峰值触发信号；将主开关源极电压下降沿产生时刻认定为励磁电感电流正峰值产生的时刻，产生励磁电感电流的正峰值触发信号。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (12)

1.一种开关电源装置的电流检测电路，其用于与不对称半桥反激变换器连接，所述不对称半桥反激变换器具有主开关管和辅开关管，其特征在于，所述电流检测电路包括：
原边电流检测模块，用于检测所述不对称半桥反激变换器的所述主开关管导通期间的励磁电感电流；
峰值产生时刻捕捉模块，用于捕捉所述励磁电感电流的负峰值产生时刻并输出负峰值触发信号，以及用于捕捉所述励磁电感电流的正峰值产生时刻并输出正峰值触发信号；
采样保持模块，用于对所述励磁电感电流进行采样，并根据所述励磁电感电流、所述负峰值触发信号和所述正峰值触发信号提取出所述励磁电感电流的负峰值和正峰值；
负载电流计算模块，用于根据所述励磁电感电流的负峰值、正峰值及所述主开关管、所述辅开关管导通时间或占空比计算负载电流。
2.如权利要求1所述开关电源装置的电流检测电路，其特征在于：所述峰值产生时刻捕捉模块用于采集不对称半桥反激变换器的输入电压、所述主开关管源极电压和所述主开关管栅极的驱动信号，所述主开关管源极电压等于所述输入电压的时刻认定为所述励磁电感电流负峰值产生的时刻，所述峰值产生时刻捕捉模块在所述主开关管源极电压等于输入电压的时刻输出所述负峰值触发信号；
所述主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻为所述励磁电感电流正峰值产生的时刻，所述峰值产生时刻捕捉模块在所述主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻输出所述正峰值触发信号。
3.如权利要求1所述开关电源装置的电流检测电路，其特征在于：所述峰值产生时刻捕捉模块用于采集不对称半桥反激变换器的所述主开关管和辅开关管的栅极驱动信号，所述辅开关管栅极驱动信号下降沿产生时刻认定为所述励磁电感电流负峰值产生的时刻，所述峰值产生时刻捕捉模块在所述辅开关管栅极驱动信号下降沿产生时刻输出所述负峰值触发信号；
所述主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻为所述励磁电感电流正峰值产生的时刻，所述峰值产生时刻捕捉模块在所述主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻输出所述正峰值触发信号。
4.如权利要求1所述开关电源装置的电流检测电路，其特征在于：所述峰值产生时刻捕捉模块用于采集不对称半桥反激变换器的所述主开关管的栅极驱动信号，所述主开关管栅极驱动信号上升沿产生时刻认定为所述励磁电感电流负峰值产生的时刻，所述峰值产生时刻捕捉模块在所述主开关管栅极驱动信号上升沿产生时刻输出所述负峰值触发信号；
所述主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻为所述励磁电感电流正峰值产生的时刻，所述峰值产生时刻捕捉模块在所述主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻输出所述正峰值触发信号。
5.如权利要求1所述开关电源装置的电流检测电路，其特征在于：所述峰值产生时刻捕捉模块用于采集不对称半桥反激变换器的所述主开关管源极电压，所述主开关管源极电压上升沿产生时刻认定为所述励磁电感电流负峰值产生的时刻，所述峰值产生时刻捕捉模块在所述主开关管源极上升沿产生时刻输出所述负峰值触发信号；
所述主开关管源极电压下降沿产生时刻为所述励磁电感电流正峰值产生的时刻，所述峰值产生时刻捕捉模块在所述主开关管源极电压下降沿产生时刻输出所述正峰值触发信号。
6.如权利要求2-5任一项所述开关电源装置的电流检测电路，其特征在于：所述采样保持模块提取所述励磁电感电流的负峰值具体包括：当负峰值触发信号为低电平时，所述采样保持模块保存该低电平产生时刻输入的所述励磁电感电流以提取出所述励磁电感电流的负峰值；
所述采样保持模块提取出所述励磁电感电流的正峰值具体包括：当正峰值触发信号为低电平时，所述采样保持模块保存该低电平产生时刻输入的所述励磁电感电流以提取出所述励磁电感电流的正峰值。
7.如权利要求1所述开关电源装置的电流检测电路，其特征在于：所述原边电流检测模块的正极与所述辅开关管的源极电联接，所述原边电流检测模块的负极与地、负母线电联接，所述原边电流检测模块的输出端与所述采样保持模块的输入端电联接；
所述峰值产生时刻捕捉模块的输入端分别与正母线、所述主开关管的源极、所述辅开关管的漏极、控制器的输出端电联接；所述峰值产生时刻捕捉模块的输出端分别与所述控制器的输入端、采样保持电路的输入端电联接；
所述采样保持模块的输出端与负载电流计算模块的输入端电联接；
所述负载电流计算模块的输出端用于与控制器的输入端电联接。
8.如权利要求1所述开关电源装置的电流检测电路，其特征在于：所述电流检测电路可用于多个不对称半桥反激变换器模块并联使用的场合，通过所述电流检测电路对不对称半桥反激变换器模块的负载电流进行检测。
9.一种开关电源装置的电流检测方法，其特征在于：包括：
检测不对称半桥反激变换器的主开关管导通期间的励磁电感电流值；
捕捉励磁电感电流负峰值和正峰值产生的时刻；
根据励磁电感电流负峰值和正峰值产生时刻提取出励磁电感电流的负峰值和正峰值；
根据所述励磁电感电流负峰值、正峰值及所述主开关管、所述不对称半桥反激变换器的辅开关管导通时间或占空比计算负载电流。
10.如权利要求9所述开关电源装置的电流检测方法，其特征在于：捕捉励磁电感电流负峰值和正峰值产生的时刻具体包括：所述主开关管源极电压等于不对称半桥反激变换器的输入电压的时刻为所述励磁电感电流负峰值产生的时刻；所述主开关管栅极的驱动信号下降沿产生时刻为所述励磁电感电流正峰值产生的时刻。
11.一种开关电源装置，其特征在于，包括：如权利要求1所述的电流检测电路、不对称半桥反激变换器以及控制器；
所述不对称半桥反激变换器具有由主开关管和辅开关管组成的半桥电路、单向钳位电路以及变压器；
所述控制器分别与所述电流检测电路和所述不对称半桥反激变换器连接，用于根据所述负载电流分别对所述主开关管、所述辅开关管和所述单向钳位电路的开关管进行控制。
12.如权利要求11所述的开关电源装置，其特征在于：所述原边电流检测模块的正极与所述辅开关管的源极电联接，所述原边电流检测模块的负极与地、负母线电联接，所述原边电流检测模块的输出端与所述采样保持模块的输入端电联接；
所述峰值产生时刻捕捉模块的输入端分别与正母线、所述主开关管的源极、所述辅开关管的漏极、所述控制器的输出端电联接；所述峰值产生时刻捕捉模块的输出端分别与所述控制器的输入端、采样保持电路的输入端电联接；
所述采样保持模块的输出端与负载电流计算模块的输入端电联接；
所述负载电流计算模块的输出端与所述控制器的输入端电联接。
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