CN109713907B - 开关电源的控制方法及电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种开关电源的控制方法和电路，应用于有源钳位反激变换器，用于对变换器的负向励磁电流的峰值进行控制，本发明的控制电路包括采样单元、电流过零判断单元和控制单元，采样单元采样开关节点电压，并输出采样电压至电流过零判断单元；电流过零判断单元依据采样电压波形判断励磁电流的过零时刻；控制单元电路在励磁电流过零时刻后延时一段时间关断钳位管。本发明能够自适应地判断出励磁电流的过零时刻，进一步可以通过调节钳位管的关断实现负向励磁电流的控制，从而可靠地实现主开关管ZVS开通，并且尽量减小所需的负向励磁电流峰值，避免主开关管的过度软开关。

Description

开关电源的控制方法及电路
技术领域
本发明涉及开关电源，特别涉及有源钳位反激变换器负向励磁电流的控制方法及电路。
背景技术
反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点被广泛应用于中小功率离线式开关电源。实际工作过程中，反激变换器的原边能量并不能够完全传递到副边，留在原边的能量通过漏感和开关节点寄生电容产生高频谐振，导致在开关节点，即主开关管的漏端，产生很高的电压尖峰。为了减小开关管的电压应力，需要吸收电路，常规的吸收电路有RCD钳位电路、LCD钳位电路和有源钳位电路。其中，有源钳位电路添加额外的钳位管及较大的钳位电容，可以将漏感能量保存下来，并回收至变换器输入端。另外，由于漏感的电惯性，有源钳位电路在漏感能量的回收过程结束后，可以将开关节点的电压拉低，从而实现主开关管的ZVS开通，减小主开关管的开通损耗，便于变换器功率密度的提升。
图1所示100就是典型有源钳位反激变换器的电路图。图中，LK为漏感、LM为励磁电感、CA为钳位电容、MA为钳位管、MP为主开关管、CPAR为开关节点的寄生电容、RS为励磁电感电流采样电阻、NP为变压器原边绕组匝数、NS为变压器副边绕组匝数、DR为整流二极管、COUT为变换器输出电容、单元101为变换器的主控制芯片、单元102为隔离反馈电路。主控制芯片101通过采样变换器输出电压和电流采样电阻RS上的压降实现双环路峰值电流模控制，确定主开关管MP何时开通、何时关断。为了实现主开关管MP的ZVS开通，需要合理控制钳位管MA导通的时间。实际上，仅仅依靠漏感很难将开关节点的电压拉至地电位，而需要将励磁电感LM的感量适当减小，使得励磁电感也存在负向电流。在钳位管关闭之后，励磁电感和漏感仍然流过负向电流，从开关节点的寄生电容上抽取能量，使得开关节点电压拉至地电位。
如图2所示，为典型的互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形，其中，G_MP为主开关管的栅端驱动波形，G_MA为钳位管的栅端驱动波形，DS_MP为主开关管漏端电压波形，ILM为励磁电感电流波形，ILK为漏感电流波形。假设，励磁电感的感量为LM，漏感的感量为LK，励磁电感电流正向的峰值为IPKP，负向的峰值为IPKN，主开关管漏端电压为VDS_MP，开关节点寄生电容容值为CPAR，主开关管实现ZVS开通的条件是：
Figure GDA0002426099510000011
对于变换器而言，励磁电感正向峰值电流IPKP是随负载电流变化的，所以，为了可靠实现主开关管的ZVS开通，需要保持一定的励磁电感负向电流。
此外，能量守恒公式如下：
Figure GDA0002426099510000021
因此，可知只有使得负向励磁峰值电流IPKN在多种工作条件下保持一致，正向励磁峰值电流IPKP才能够反映负载的变化，对于峰值电流模控制方式，才能够提高电流环路的控制精度。公式中，η表示变换器的转换效率，PO表示变换器输出功率，fO表示对应功率下的工作频率。为了优化变换器的整体效率往往需要自适应地调节负向励磁电流，使得主开关管恰好实现ZVS开通又不至于过度软开关造成额外损耗的增加。由于钳位管导通期间，励磁电感两端的电压降为NP/NS*VOUT，所以，励磁电感的电流斜率是一定的。如图2所示，如果能够判断出励磁电流的过零时刻，即图中的IZERO，就能够通过调节钳位管的关断时刻实现负向励磁电流的控制。具体的负向励磁电流峰值为电流过零到钳位管关断的时间乘以电流的斜率。
发明内容
鉴于判断励磁电流过零时刻这一技术要求，本发明的目的是，提供一种开关电源的控制方法，应用于有源钳位反激变换器，能自适应地判断出励磁电流的过零时刻，进一步通过调节钳位管的关断时刻实现负向励磁电流的控制，从而可靠地实现主开关管ZVS开通，并且尽量减小所需的负向励磁电流峰值，避免主开关管的过度软开关。
与此相应，本发明的另一个目的是，提供一种开关电源的控制电路，应用于有源钳位反激变换器，该电路能采样开关节点电压并以此判断励磁电流过零时刻，控制钳位管的关断，从而满足主开关管的ZVS开通需求，实现负向励磁电流的控制。
本发明的第一个目的是通过以下技术方案实现的：
一种开关电源的控制方法，应用于有源钳位反激变换器，其特征在于，包括：
采样步骤：采样单元采样开关节点电压，输出采样电压至电流过零判断单元；
电流过零判断步骤：电流过零判断单元依据采样电压波形判断励磁电流过零时刻；
控制步骤：当判断出单周期的励磁电流过零点之后，由控制单元在此过零点后延时一段时间将钳位管关断。
优选地，作为电流过零判断步骤的一种具体的实施方式，包括如下过程：
(1)当变换器工作在励磁电流断续模式时，电流过零判断单元将主开关管关断到开关节点电压波形出现下掉的时间记录下来；
(2)此后的若干周期，主开关管关断后达到记录的时间都认为励磁电流达到了过零点；
(3)若干周期之后，强制变换器工作在励磁电流断续模式，刷新记录的时间；
不断重复(1)、(2)、(3)过程。
优选地，作为电流过零判断步骤的另外一种具体的实施方式，包括如下过程：
(1)当变换器工作在励磁电流断续模式时，电流过零判断单元将主开关管关断到开关节点电压下掉至变换器输入电压的时间记录下来作为基准时间；
(2)此后的若干周期，每周期在基准时间的基础上提前1/4个开关节点电压波形的谐振周期，作为励磁电流过零点；
(3)若干周期之后，强制变换器工作在励磁电流断续模式，刷新记录的基准时间；
不断重复(1)、(2)、(3)过程。
对应地，本发明的另一个目的是通过以下技术方案实现的：
一种开关电源的控制电路，应用于有源钳位反激变换器，其特征在于，包括：采样单元、电流过零判断单元和控制单元；采样单元用于采样开关节点电压，并输出采样电压至电流过零判断单元；电流过零判断单元依据采样电压波形判断励磁电流过零时刻；控制单元用于在励磁电流过零时刻后延时一段时间关断钳位管。
作为电流过零判断单元的一种具体的技术方案，其特征在于：至少包括第一计时电容和第一保存电容；电流过零判断单元将主开关管关断到采样电压波形出现下掉的时间记录下来，在记录时间段内利用第一基准电流给第一计时电容充电，并将第一计时电容上的电压保存到第一保存电容上；除了记录时间的工作周期之外，其它工作周期都会对第一计时电容重新充电，一旦第一计时电容上电压达到第一保存电容的电压，就认为达到了当前周期的励磁电流过零点。
优选地，上述过零判断单元其特征还在于：记录时间的工作周期，钳位管为非互补开通或者直接不开通。
作为电流过零判断单元的另外一种具体的技术方案，其特征在于：至少包括第二计时电容和第二保存电容；电流过零判断单元将主开关管关断到开关节点电压下掉至变换器输入电压的时间记录下来作为基准时间，在基准时间段内利用第三基准电流给第二计时电容充电，并将第二计时电容上的电压保存到第二保存电容上；同时，利用第四基准电流给第二保存电容上的电压放电，放电时间为1/4个开关节点电压的谐振周期，并且第三基准电流与第四基准电流存在比例关系；除了记录时间的周期之外，其它工作周期都会对第二计时电容重新充电，一旦第二计时电容上的电压达到第二保存电容上的电压，就认为达到了本周期的励磁电流过零点。
优选地，上述过零判断单元其特征还在于：记录时间的工作周期，钳位管为非互补开通或者直接不开通。
优选地，上述过零判断单元其特征还在于：第三基准电流与第二保存电容的乘积等于第四基准电流与第二计时电容的乘积。
作为采样单元的一种具体的实施方式，其特征在于：包括辅助绕组NA、分压电阻RS1和分压电阻RS2，分压电阻RS1和分压电阻RS2串联后与辅助绕组NA并联，分压电阻RS1和分压电阻RS2的连接点为采样单元的输出端，用于输出采样电压。
作为电流过零判断单元的第一种具体的实施方式，其特征在于：包括开关K1、K2、K3、K4、K5，电阻R1，电容C1、C2、C3，比较器501、504，延时器503，D触发器502，基准电流源IREF1、IREF2，与门505；开关K1的一端为电流过零判断单元的输入端，用于输入采样电压，开关K1的一端还连接比较器501的正向输入端，开关K1的另一端接电阻R1的一端，开关K1的控制端接延时器503的输出端；电阻R1的另一端接电容C1的上极板和比较器501的负向输入端；比较器501的输出端接D触发器502的复位端；D触发器502的D输入端用于输入电源VCC，触发端用于输入主开关管驱动信号，Q输出端同时接开关K2的控制端、延时器503的输入端和与门505的一个输入端；开关K2的一端接基准电流源IREF1的一端，另一端同时接开关K3的一端、电容C2的上极板、开关K4的一端、开关K5的一端和比较器504的负向输入端，基准电流源IREF1的另一端用于输入电源VCC；开关K3的另一端接基准电流源IREF2的一端，基准电流源IREF2的另一端、电容C2的下极板和开关K5的另一端一起接地；开关K4的另一端接电容C3的上极板和比较器504的正向输入端，电容C3的下极板接地；比较器504的输出端接与门505的另一输入端，与门505的输出端输出励磁电流过零信号。
作为控制单元的一种具体的实施方式，其特征在于：包括可调电流源Ictrl、电容C4、开关K6、基准电压源VREF1、比较器601、与门602和D触发器603；可调电流源Ictrl的一端用于输入电源VCC，另一端同时接电容C4的上极板、开关K6的一端和比较器601的负向输入端；开关K6的另一端和电容C4的下极板一起接地，开关K6的控制端接D触发器603的反相Q输出端；基准电压源VREF1的一端接比较器601的正向输入端，基准电压源VREF1的另一端接地；比较器601的输出端接D触发器603的复位端；D触发器603的D输入端用于输入电源VCC，触发端接与门602的输出端；与门602的一个输入端输入励磁电流过零信号，另一个输入端接外部的触发信号；D触发器603的Q输出端输出钳位管关断信号。
作为电流过零判断单元的第二种具体的实施方式，其特征在于：包括基准电压源VREF2、比较器701、窄脉冲发生器702、D触发器703、基准电流源IREF3、开关K7、开关K8、开关K9、开关K10、电容C5、电容C6、运算放大器704、基准电流源IREF4、比较器705和与门706；比较器701的正向输入端为电流过零判断单元的输入端，用于输入采样电压，比较器701的负向输入端接基准电压源VREF2的一端，比较器701的输出端接窄脉冲发生器702的输入端，基准电压源VREF2的另一端接地；窄脉冲发生器702的输出端接D触发器703的复位端和与门706的一个输入端；D触发器703的D输入端用于输入电源VCC，触发端用于输入主开关管的驱动信号，Q输出端接开关K7的控制端；开关K7的一端接基准电流源IREF3的一端，另一端同时接开关K8的一端、电容C5的上极板、运算放大器704的正向输入端和比较器705的负向输入端，基准电流源IREF3的另一端用于输入电源VCC；开关K8的另一端和电容C5的下极板同时接地；运算放大器704的负向输入端接自身的输出端，并接到开关K9的一端；开关K9的另一端同时接电容C6的上极板、开关K10的一端和比较器705的正向输入端；比较器705的输出端接与门706的另一输入端，与门706的输出端输出励磁电流过零信号。
需要说明的是，上述所有开关的有效电平为高电平，即开关控制端的控制电平为高电平时开关闭合，否则，开关断开。其中，第三开关、第四开关、第五开关、第八开关、第九开关和第十开关的控制端根据逻辑需要接各自的控制信号。所述高电平即为电源VCC，低电平为地。
本发明的有益效果在于：
1、通过辅助绕组检测变换器开关节点电压波形，通过逻辑运算自适应地判断出每个工作周期的励磁电流过零点，为负向励磁电流的控制提供基准点；
2、基于励磁电流过零点经过一段延时产生钳位管关断信号，从而实现负向励磁电流的控制；
3、负向励磁电流的准确控制使得主开关管能够可靠实现ZVS开通，但又不至于过度软开关。
附图说明
图1为典型有源钳位反激变换器的拓扑图；
图2为典型互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形图；
图3为本发明控制电路的原理框图；
图4为典型非互模式有源钳位反激变换器的关键信号波形图；
图5为本发明第一实施例中电流过零判断单元的原理图；
图6为本发明第一实施例中控制单元的原理图；
图7为本发明第二实施例中电流过零判断单元原理图；
图8为本发明控制电路的变换器工作于典型互补模式下的关键信号波形。
具体实施方式
图3所示为本发明开关电源控制电路的原理框图，其中辅助绕组NA以及分压电阻RS1和RS2组成的采样单元、电流过零判断单元302和控制单元303为本发明控制电路的组成部分，为了讲述本发明的构思对开关电源相关元器件也进行了绘制。辅助绕组NA端电压反映了开关节点的电压，分压电阻RS1和RS2将辅助绕组端电压分压之后输出采样电压到电流过零判断单元302；电流过零判断单元302依据采样电压波形判断励磁电流过零时刻；控制单元用于在励磁电流过零时刻后延时一段时间关断钳位管。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图4至8对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例一
由于记录时间的工作周期，钳位管为非互补开通或者直接不开通，使得励磁电流达到断续或临界模式，便于励磁电流过零点的准确判断，本实施例选择非互补模式有源钳位反激变换器进行分析。
如图4所示，为典型非互补模式有源钳位反激变换器关键节点波形，从开关节点电压波形DS_MP和励磁电流波形ILM来看，励磁电流的谐振波形与开关节点电压谐振波形相差90°的相位。当开关节点电压波形开始谐振时，励磁电流刚好初次过零，并且开关节点谐振电压的波峰也对应励磁电流的过零点。鉴于此特点，可以通过检测开关节点电压波形开始谐振的时刻确定励磁电流的初次过零点。此后，在电压波形的波峰开通钳位管对应钳位管波谷导通，此为典型的非互补有源钳位模式。所以，技术难点在于如何准确地判断出开关节点电压开始谐振的时刻。
从波形上看，开关节点电压开始谐振处402存在明显的电压下掉趋势，只要将此电压下掉的时刻检测出来即可。然而，在励磁电流下降过程中，开关节点电压还存在较高频率的谐振，如图4中的401所示，此谐振由钳位管的体二极管固有的反向恢复时间引起。高频谐振401会干扰402的正常检测，需要将高频谐振屏蔽掉。
基于上述波形分析，本实施例的电流过零判断单元302和控制单元303的设计方案如下：
如图5所示，为本实施例中电流过零判断单元303的原理图，基于拐点检测实现励磁电流过零判断，所述拐点即为开关节点电压波形开始下掉的点。电路包括，开关K1、K2、K3、K4、K5，电阻R1，电容C1、C2、C3，比较器501、504，延时器503，D触发器502，基准电流源IREF1、IREF2，与门505。其中，K1的一端接辅助绕组的分压节点和比较器501的正向输入端，另一端接R1的一端，K1的控制端接延时器503的输出端；R1的另一端接电容C1的上极板和501的负向输入端；501的输出端接D触发器502的复位端；502的D输入端接电源VCC，触发端接主开关管驱动信号G_MP，Q输出端接K2的控制端、503的输入端和与门505的一个输入端；K2的一端接IREF1的一端，另一端接K3的一端、C2的上极板、K4的一端、K5的一端和504的负向输入端，基准电流源IREF1的另一端用于输入电源VCC；K3的另一端接IREF2的一端，IREF2的另一端、C2的下极板和K5的另一端一起接地；K4的另一端接C3的上极板和504的正向输入端，C3的下极板接地；504的输出端接505的另一输入端，505的输出端输出励磁电流过零信号。
图5所示电流过零判断单元的工作原理如下：
在G_MP的下降沿，D触发器502的Q输出端输出高电平，经过延时器503之后将K1闭合。K1、R1和C1组成一个采样电路，将辅助绕组分压节点的电压采样至C1。由于RC网络的延时作用，C1的电压变化缓慢，当分压节点电压开始下掉时，比较器501输出低电平。该低电平将502复位，502的Q输出端变为低电平。Q为高电平期间，K2闭合，基准电流源IREF1给电容C2充电；此后，K3短暂闭合，通过基准电流源IREF2给C2放电；K3断开后，K4短暂闭合，将C2上的电压保存至C3。C3的容值远小于C2，K3的短暂闭合是为了补偿比较器延时的影响。
以上属于基准时间记录周期，其它工作周期，C2电容上的电压一旦达到C3上保存的电压，比较器504输出低电平，与门505给出励磁电流过零信号Trig。
如图6所示，为本实施例中控制单元303的原理图，包括，可调电流源Ictrl，电容C4，开关K6，基准电压源VREF1，比较器601，与门602，D触发器603。其中，Ictrl的一端接电源VCC，另一端接C4的上极板、K6的一端和601的负向输入端；K6的另一端和C4的下极板一起接地，K6的控制端接603的反相Q输出端；基准电压源VREF1的一端接601的正向输入端，VREF1的另一端接地；601的输出端接603的复位端；603的D输入端接电源VCC，触发端接与门602的输出端；602的一个输入端接上述励磁电流过零信号Trig，另一个输入端接外部的触发信号Trig2；603的Q输出端输出钳位管关断信号SD_MA。
图6所示控制单元的工作原理如下：
与门602输入Trig信号变为低电平，则输出低电平触发603，603的反相Q输出端输出低电平，K6断开。可调电流源Ictrl给C4充电，充电至基准电压源VREF1时，601输出低电平，将D触发器603复位。603的Q输出端输出钳位管关断信号SD_MA。对于变换器而言，励磁电流的下降斜率保持一致，过零点之后一段时间，即上述C4电容充电至基准电压源的时间将钳位管断开，就实现了负向励磁电流峰值的控制。具体峰值为：
Figure GDA0002426099510000081
其中，C4为表示容值，VREF1表示基准电压值，Ictrl表示可调电流值。
本实施例C2为计时电容，C3为保存电容，鉴于变换器的工作条件会发生变化，从而励磁电流下降至过零点的时间也会发生变化，所以需要不间断地刷新记录的时间，即电容C3的电压。本实施例作为一个总的技术方案的工作原理，总结如下：
上电后，当变换器工作在励磁电流断续模式时，C2从主开关管关断时开始充电，直至分压电阻RS1和分压电阻RS2的连接点的电压波形出现下掉时停止充电，然后在主开关管导通期间将C2的电压复制到C3上；
此后的若干周期，当C2电压达到C3的电压时，认为达到了励磁电流过零点；
若干周期后，强制变换器工作在励磁电流断续模式，再次将C2的电压复制到C3上，刷新C3上的电压，即刷新记录的时间；在此后的工作过程中，不断重复前几个过程。
实施例二
本实施例电路图与第一实施例不同之处在于电流过零判断单元有所不同。如图7所示，为本实施例中电流过零判断单元302的原理图，包括，基准电压源VREF2，比较器701，窄脉冲发生器702，D触发器703，基准电流源IREF3，开关K7、K8、K9、K10，电容C5、C6，运算放大器704，基准电流源IREF4，比较器705，与门706。其中，701的正向输入端接辅助绕组分压节点，负向输入端接VREF2的一端，输出端接702的输入端；VREF2的另一端接地；702的输出端接703的复位端和706的一个输入端；703的D输入端接电源VCC，触发端接主开关管的驱动信号G_MP，Q输出端接K7的控制端；K7的一端接IREF3的一端，另一端接K8的一端、C5的上极板、704的正向输入端和比较器705的负向输入端；IREF3的另一端接电源VCC；K8的另一端和C5的下极板接地；704的负向输入端接自身的输出端，并接到K9的一端；K9的另一端接C6的上极板、K10的一端和705的正向输入端；705的输出端接706的另一输入端，706的输出端输出励磁电流过零信号Trig。
本实施例的提出，在于考虑到钳位管体二极管的反向恢复引起的高频谐振时间与器件的选型及变换器功率等级有很大的关系。如果高频谐振时间比实施例一的延时器设置的延时时间长，则仍然可能造成实施例一的拐点检测出现误差。而高频谐振的振幅较小，振荡的谷底一般不会低于输入电压VIN。结合图4的开关节点电压波形，电压正常谐振至VIN时，对应经过1/4个谐振周期。此时，励磁电流谐振至第一个波谷。那么，可以将励磁电流开始下降到第一个波谷的时间记录下来，作为基准时间。在基准时间的基础上提前1/4个谐振周期，保存下来作为比较时间。其它工作周期，一旦励磁电流下降至比较时间就认为达到了励磁电流过零点。
图7所示电流过零判断单元的工作原理如下：
G_MP的下降沿触发703，使得Q输出端输出高电平。G_MP关断之后对应开关节点电压变高，基准电压VREF2的电压值很低，约几十毫伏，比较器701输出高电平。经过一段时间之后，开关节点电压开始谐振，1/4个谐振周期后，电压达到输入电压VIN，对应辅助绕组电压低于零伏。比较器701输出低电平，经过702后输出低电平窄脉冲，将703复位。703的Q输出端输出低电平，在Q输出高电平期间，K7闭合，IREF3给C5充电。运算放大器704接成缓冲器的结构，K9在K7关断之后由采样脉冲控制闭合，将C5上的电压复制到C6上。此后，K10闭合1/4个开关节点电压谐振的时间，通过IREF4给电容C6放电。IREF3、IREF4与C5、C6之间存在一个比例关系：IREF4*C5＝IREF3*C6。假设C5＝C6，则IREF3＝IREF4。K8在K9关断之后由脉冲控制闭合，将C5上的电荷泄放掉。其它工作周期，C5上的充电电压一旦达到C6上保存的电压，则认为达到了励磁电流过零点。705输出低电平，与门705输出励磁电流过零信号Trig。
本实施例C5为计时电容，C6为保存电容。同样地，鉴于变换器的工作条件会发生变化，从而励磁电流下降至过零点的时间会发生变化。所以本实施例也需要不间断地刷新记录的时间，即电容C6的电压。
本实施例的变换器选择互补模式的控制策略，图8为本发明控制电路的变换器工作于典型互补模式下的关键信号波形，结合图8对本实施作为一个总的技术方案的工作原理分析如下：
首先，强制变换器在单个周期工作于钳位管第一个波峰开通的非互补模式，从而存在谐振周期。对应于图7的电路，C5从励磁电流下降时开始充电，直至DS_MP电压达到1/4个谐振周期停止充电。此后在主开关管导通期间将C5的电压复制到C6上，即刷新记录的时间；
次周期，在励磁电流下降初期，对C6放电1/4个开关节点电压谐振周期，当C5电压达到C6的电压时，认为达到了励磁电流过零点；
N个互补模式的工作周期之后，重新强制单周期工作于第一个波峰开通的非互补模式，再次将C5的电压复制到C6上，刷新C6上的电压，即记录的时间。
需要说明的是，上面第一实施例是基于非互补模式有源钳位反激变换器进行的分析设计，虽然互补模式不存在电压谐振，但是当强制单个周期工作在非互补模式后，便能产生电压谐振，刷新记录的时间，从而也能实现发明目的，因此第一实施例的变换器也可如第二实施例一样采取互补模式的控制策略；反过来，第二实施例的的变换器也可如第一实施例一样采取非互补模式的控制策略，同样能实现发明目的。
本发明的实施方式不限于此，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还有其它的实施方式；因此对本发明做出的其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (11)

1.一种开关电源的控制方法，应用于有源钳位反激变换器，其特征在于，包括：
采样步骤：采样单元采样开关节点电压，输出采样电压至电流过零判断单元；
电流过零判断步骤：电流过零判断单元依据采样电压波形判断励磁电流过零时刻；
控制步骤：当判断出单周期的励磁电流过零点之后，由控制单元在此过零点后延时一段时间将钳位管关断；电流过零判断步骤包括如下过程：
(1)当变换器工作在励磁电流断续模式时，电流过零判断单元将主开关管关断到开关节点电压波形出现下掉的时间记录下来；
(2)此后的若干周期，主开关管关断后达到记录的时间都认为励磁电流达到了过零点；
(3)若干周期之后，强制变换器工作在励磁电流断续模式，刷新记录的时间；不断重复(1)、(2)、(3)过程。
2.一种开关电源的控制方法，应用于有源钳位反激变换器，其特征在于，包括：
采样步骤：采样单元采样开关节点电压，输出采样电压至电流过零判断单元；
电流过零判断步骤：电流过零判断单元依据采样电压波形判断励磁电流过零时刻；
控制步骤：当判断出单周期的励磁电流过零点之后，由控制单元在此过零点后延时一段时间将钳位管关断；电流过零判断步骤包括如下过程：
(1)当变换器工作在励磁电流断续模式时，电流过零判断单元将主开关管关断到开关节点电压下掉至变换器输入电压的时间记录下来作为基准时间；
(2)此后的若干周期，每周期在基准时间的基础上提前1/4个开关节点电压波形的谐振周期，作为励磁电流过零点；
(3)若干周期之后，强制变换器工作在励磁电流断续模式，刷新记录的基准时间；不断重复(1)、(2)、(3)过程。
3.一种开关电源的控制电路，应用于有源钳位反激变换器，其特征在于，包括：采样单元、电流过零判断单元和控制单元；采样单元用于采样开关节点电压，并输出采样电压至电流过零判断单元；电流过零判断单元依据采样电压波形判断励磁电流过零时刻；控制单元用于在励磁电流过零时刻后延时一段时间关断钳位管；
控制单元包括可调电流源Ictrl、电容C4、开关K6、基准电压源VREF1、比较器601、与门602和D触发器603；可调电流源Ictrl的一端用于输入电源VCC，另一端同时接电容C4的上极板、开关K6的一端和比较器601的负向输入端；开关K6的另一端和电容C4的下极板一起接地，开关K6的控制端接D触发器603的反相Q输出端；基准电压源VREF1的一端接比较器601的正向输入端，基准电压源VREF1的另一端接地；比较器601的输出端接D触发器603的复位端；D触发器603的D输入端用于输入电源VCC，触发端接与门602的输出端；与门602的一个输入端输入励磁电流过零信号，另一个输入端接外部的触发信号；D触发器603的Q输出端输出钳位管关断信号。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：电流过零判断单元至少包括第一计时电容和第一保存电容；电流过零判断单元将主开关管关断到采样电压波形出现下掉的时间记录下来，在记录时间段内利用第一基准电流给第一计时电容充电，并将第一计时电容上的电压保存到第一保存电容上；除了记录时间的工作周期之外，其它工作周期都会对第一计时电容重新充电，一旦第一计时电容上电压达到第一保存电容的电压，就认为达到了当前周期的励磁电流过零点。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于：记录时间的工作周期，钳位管为非互补开通或者直接不开通。
6.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：电流过零判断单元至少包括第二计时电容和第二保存电容；电流过零判断单元将主开关管关断到开关节点电压下掉至变换器输入电压的时间记录下来作为基准时间，在基准时间段内利用第三基准电流给第二计时电容充电，并将第二计时电容上的电压保存到第二保存电容上；同时，利用第四基准电流给第二保存电容上的电压放电，放电时间为1/4个开关节点电压的谐振周期，并且第三基准电流与第四基准电流存在比例关系；除了记录时间的周期之外，其它工作周期都会对第二计时电容重新充电，一旦第二计时电容上的电压达到第二保存电容上的电压，就认为达到了本周期的励磁电流过零点。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于：记录时间的工作周期，钳位管为非互补开通或者直接不开通。
8.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于：第三基准电流与第二保存电容的乘积等于第四基准电流与第二计时电容的乘积。
9.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：采样单元包括辅助绕组NA、分压电阻RS1和分压电阻RS2，分压电阻RS1和分压电阻RS2串联后与辅助绕组NA并联，分压电阻RS1和分压电阻RS2的连接点为采样单元的输出端，用于输出采样电压。
10.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：电流过零判断单元包括开关K1、K2、K3、K4、K5，电阻R1，电容C1、C2、C3，比较器501、504，延时器503，D触发器502，基准电流源IREF1、IREF2，与门505；开关K1的一端为电流过零判断单元的输入端，用于输入采样电压，开关K1的一端还连接比较器501的正向输入端，开关K1的另一端接电阻R1的一端，开关K1的控制端接延时器503的输出端；电阻R1的另一端接电容C1的上极板和比较器501的负向输入端；比较器501的输出端接D触发器502的复位端；D触发器502的D输入端用于输入电源VCC，触发端用于输入主开关管驱动信号，Q输出端同时接开关K2的控制端、延时器503的输入端和与门505的一个输入端；开关K2的一端接基准电流源IREF1的一端，另一端同时接开关K3的一端、电容C2的上极板、开关K4的一端、开关K5的一端和比较器504的负向输入端，基准电流源IREF1的另一端用于输入电源VCC；开关K3的另一端接基准电流源IREF2的一端，基准电流源IREF2的另一端、电容C2的下极板和开关K5的另一端一起接地；开关K4的另一端接电容C3的上极板和比较器504的正向输入端，电容C3的下极板接地；比较器504的输出端接与门505的另一输入端，与门505的输出端输出励磁电流过零信号。
11.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于：电流过零判断单元包括基准电压源VREF2、比较器701、窄脉冲发生器702、D触发器703、基准电流源IREF3、开关K7、开关K8、开关K9、开关K10、电容C5、电容C6、运算放大器704、基准电流源IREF4、比较器705和与门706；比较器701的正向输入端为电流过零判断单元的输入端，用于输入采样电压，比较器701的负向输入端接基准电压源VREF2的一端，比较器701的输出端接窄脉冲发生器702的输入端，基准电压源VREF2的另一端接地；窄脉冲发生器702的输出端接D触发器703的复位端和与门706的一个输入端；D触发器703的D输入端用于输入电源VCC，触发端用于输入主开关管的驱动信号，Q输出端接开关K7的控制端；开关K7的一端接基准电流源IREF3的一端，另一端同时接开关K8的一端、电容C5的上极板、运算放大器704的正向输入端和比较器705的负向输入端，基准电流源IREF3的另一端用于输入电源VCC；开关K8的另一端和电容C5的下极板同时接地；运算放大器704的负向输入端接自身的输出端，并接到开关K9的一端；开关K9的另一端同时接电容C6的上极板、开关K10的一端和比较器705的正向输入端；比较器705的输出端接与门706的另一输入端，与门706的输出端输出励磁电流过零信号；开关K10的另一端接基准电流源IREF4的一端，电容C6的下极板、基准电流源IREF4的另一端接地。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109713907B (zh) * 2019-03-05 2020-06-19 深圳南云微电子有限公司 开关电源的控制方法及电路
CN111130353B (zh) * 2019-12-25 2021-05-18 广州金升阳科技有限公司 开关电源装置
CN111157781B (zh) * 2020-01-08 2021-03-30 电子科技大学 一种动态膝点检测电路
WO2021146980A1 (zh) * 2020-01-22 2021-07-29 Msj系统有限责任公司 一种开关电源变换器
CN112003476B (zh) * 2020-08-06 2022-02-15 东南大学 一种减小acf功率管体二极管导通时间的控制方法
CN111953186B (zh) * 2020-08-12 2024-03-29 东科半导体(安徽)股份有限公司 一种开关电源控制电路
CN112067886B (zh) * 2020-08-27 2023-07-11 广州金升阳科技有限公司 一种开关电源装置的电流检测电路
CN112615531A (zh) * 2020-12-14 2021-04-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路以及应用其的开关变换器
CN112600436B (zh) * 2020-12-20 2021-12-03 杭州欧佩捷科技有限公司 断续电流模式输出电流控制方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104300795B (zh) * 2014-10-11 2017-08-11 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器及其控制方法
US10069426B2 (en) * 2016-03-12 2018-09-04 Semiconductor Components Industries, Llc Active clamp flyback converter
CN106100352B (zh) * 2016-08-05 2019-02-05 广州金升阳科技有限公司 反激控制电路及控制方法
US9923472B1 (en) * 2016-09-07 2018-03-20 Apple Inc. Fixed frequency series-parallel mode (SPM) active clamp flyback converter
CN108809107B (zh) * 2018-07-13 2019-08-23 深圳南云微电子有限公司 一种有源钳位反激变换器自适应控制的方法及电路
CN109713907B (zh) * 2019-03-05 2020-06-19 深圳南云微电子有限公司 开关电源的控制方法及电路

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