CN102255502A - 应用于反激式开关电源的初级电感校正电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用反激式开关电源中的初级电感校正电路，主要解决现有变压器初级励磁电感产生偏差影响输出功率的问题。它包括钳位器、采样控制及电流-电压转化器、电压稳定/隔离器、电压-电流转化器、平衡点控制器和振荡器。在反激式开关电源的功率管导通时间内，采样控制及电流-电压器对流出控制端的电流进行采样，并将不连续的采样电流经过I-V转换、稳压/隔离和V-I转换后，输出补偿电流；钳位器将控制端电压钳位至零，在初级励磁电感值正常时，平衡点控制器使补偿电流为零；补偿电流注入振荡器电路中改变振荡器的频率，进而改变开关频率，校正电感容差引起的输出功率变化。本发明结构简单，功耗小，补偿电流稳定精确。

Description

应用于反激式开关电源的初级电感校正电路

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，涉及模拟集成电路，特别是一种初级电感的校正电路，可用于开关电源设计中的反激式开关电源变压器中。

背景技术

在开关电源领域中，反激式变换器以其简单，高效，成本低廉等优点特别适合小功率开关电源以及各种电源适配器，但是在反激变换器的设计过程中存在很多难点，在实际应用中，由于受到制造工艺的影响和设计缺陷会使当初级励磁电感相对于理想值产生一定范围的偏差，使整个开关电源的性能有很大下降，影响了芯片的工作状态。

图1为一种典型的反激式开关电源电路，它包括初级励磁电感环路，次级整流电感环路和次级反馈控制电感环路，功率开关管控制芯片以及功率管MOSFET。其中初级励磁电感L_p，次级整流电感L₁和次级反馈控制电感L₂共同构成系统的变压器。功率管开关控制芯片决定了功率管MOSFET每个周期的导通时间和截止时间，从而控制通过反激变压器传递到输出端的能量。输入交流信号经过EMI电路滤除差模及共模干扰，并且进行整流后作为系统的输入电压V_in，在MOSFET工作的一个周期中，当导通时，变压器初级流过电流，能量储存在励磁电感中，次级整流管是截止的，变压器空载工作；当截止时，变压器励磁电感储存的能量被释放，传递给次级，经过整流和滤波后输出直流电压。反激式变换器则完成了一个周期的储能，变压和能量传递的过程。

设变压器效率为η，输出功率为P_o，MOSFET的开关频率为f，则一个周期内变压器原端电感储存并释放的总能量为

$E_p=\frac{P_o}{\mathrm{f\η}}$

设I_max为电感峰值电流，T_on为MOSFET导通时间。则MOSFET导通时原端线圈储能为

$E_p=\left(\frac{I_{\max }}{2}\right)V_{\mathrm{in}}{T}_{\mathrm{on}}$

另外设初级励磁电感为L_p，则

$V_{\mathrm{in}}=L_p\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}},$ 所以 $\underset{0}{\overset{T_{\mathrm{on}}}{\∫}}{V}_{\mathrm{in}}\mathrm{dt}=\underset{0}{\overset{I_{\max }}{\∫}}{L}_p\mathrm{di}$

综合以上数学关系，可得输出功率为：

$P_o=\frac{\mathrm{f\η}{L}_p{I_{\max }}^2}{2}$

其中，f为MOSFET的开关频率，η为变压器效率，L_p为初级励磁电感，I_max为电感峰值电流。

上述结果可以直观的说明：当初级励磁电感相对于理想的设定值过高或者过低时，将对输出功率产生直接影响。传统的集成电路由于缺乏相应的校正和补偿功能，使初级电感产生的偏差对输出功率的影响无法被避免，导致系统设计的精度降低，限制了集成电路的发展。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的缺陷，提供一种应用于反激式开关电源的初级电感校正电路，在不增加开关电源功耗和尽量简化电路结构的前提下，根据在每个开关管导通周期检测到的反馈控制端的电流大小调整功率管MOSFET的开关频率，稳定并精确地补偿初级电感偏差所导致的输出功率偏差，从而改善了开关电源的性能，提高了电源系统的输出精度。

为实现上述目的，本发明包括：

钳位器，用于保证在开关导通时间里，使采样电流I_C信号被检测到采样控制及电流-电压转化器中；

采样控制及电流-电压转化器，主要由PMOS管M₂、M₃、M₅、M₆，NMOS管M₇、M₈，电容C₁、C₂、C₃组成，PMOS管M₃与PMOS管M₅形成共源共栅电流镜结构，用于将不连续的采样电流I_C镜像至PMOS管M₅所在支路，并通过C₃保持采样电流I_C的镜像电流大小不变；采样电流I_C的镜像电流在固定时间内为电容C₁和C₂充电，将采样电流I_C转换为电容C₁和C₂上极板较稳定的电压信号V_GM9，输出到电压稳定/隔离器中；

电压稳定/隔离器，用于将采样控制及电流-电压转化器的输出电压信号V_GM9利用电压跟随电路进行稳压和隔离，产生稳压信号V_BQ2输出到电压-电流转化电器中；

电压-电流转化器，利用跨导放大器及三级电流镜将稳压信号V_BQ2转换为校正电流I_com并输出到振荡器中，控制振荡器的频率；

振荡器，用于根据校正电流I_com调节频率，补偿电感偏差造成的输出功率偏差，完成电感校正；

平衡点控制器，连接在振荡器的输入端，用于微调校正电流I_com，控制初级励磁电感值正常状态下注入振荡器的电流为零。

所述的钳位器，包括：PMOS管M₁、M₁₃，NMOS管M₁₁、M₁₂，该PMOS管M₁₃的栅极接电压信号V₁，从漏极输出额定偏置电流，NMOS管M₁₂的漏极电流即为检测到的采样电流I_C，NMOS管M₁₁和NMOS管M₁₂共同构成钳位电路，用V_C表示C端电位，用V_GSM11、V_GSM12分别表示M₁₁和M₁₂的栅极和源极之间的电压，则在开关管MOSFET导通期间，有V_C＝V_GSM11-V_GSM12＝0使控制端C电位为零，实现对C端电压的钳位，PMOS管M₁和PMOS管M₅构成共源共栅电流镜，用于将采样电流I_C按比例镜像到电流-电压转化器中。

所述的电压稳定/隔离器，主要由PMOS管M₉、M₁₀，三极管Q₁组成；三极管Q₁的发射极与PMOS管M₉的源极相连接，三极管Q₁的集电极与基极连接，再与PMOS管M₁₀的源极相连接，三极管Q₂的基极与M₁₀的栅极相连接，则PMOS管M₉、M₁₀和三极管Q₁共同构成电压跟随电路，则使三极管Q₂的基极电压V_BQ2跟随PMOS管M₉的栅极V_GM9电压的变化而稳定变化，该电压跟随电路输出电压信号V_BQ2到电压-电流转化电路中。

所述的电压-电流转化器，主要由PMOS管M₁₄、M₁₅、M₁₈、M₁₉、M₂₀、M₂₁，NMOS管M₁₆、M₁₇，三极管Q₂、三极管Q₃和电阻R₁组成；该三极管Q₂的发射极与电阻R₁相连接，构成跨导运算放大器，将三极管Q₂的基极电压V_BQ2转化为Q₂的集电极电流I_CQ2；该PMOS管M₁₄、M₁₅、M₁₈、M₁₉、M₂₀、M₂₁以及NMOS管M₁₆、M₁₇，组成三级电流镜，即PMOS管M₁₄、M₁₅组成第一级共源共栅电流镜，NMOS管M₁₆、M₁₇组成第二级共源共栅电流镜，PMOS管M₁₈～M₂₁组成第三级共源共栅电流镜，三极管Q₃的集电极和基极与PMOS管M₁₄的漏极相连接，用于提高M₁₆漏极电位从而避免沟道调制效应；所述三级电流镜将电流I_CQ2镜像至PMOS管M₂₁的漏极产生输出校正电流信号I_com到振荡器电路中。

所述的振荡器，主要由电容C₄、电阻R₂、第一比较器COMP1、第二比较器COMP2、第一基准电流源I₁、第二基准电流源I₂、第三基准电流源I₃、第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄组成；第一基准电流源I₁由电源V_CC拉取电流，为电容C₄充电；第二基准电流源I₂向零电位注入电流，为电容C₄放电；第三基准电流源I₃和校正电流I_com流过电阻R₂，在电阻R₂的上、下端分别产生电压V_a和电压V_b，电压V_a接入第一比较器COMP1的正相输入端，电压V_b接入第二比较器COMP2的正相输入端；电容C₄的上极板接入第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相输入端；第一比较器COMP1与第二比较器COMP2的输出相接，输出电位信号A，该电位信号A的高电位与低电位分别控制第二开关S₂和第四开关S₄的导通与关断；电位信号A的反相信号XA的高电位与低电位分别控制第一开关S₁和第三开关S₃的导通与关断；第一开关S₁跨接于第一基准电流源I₁与电容C₄之间，控制电容C₄充电；第二开关S₂跨接于第二基准电流源I₂与电容C₄之间，控制电容C₄放电；第三开关S₃与第四开关S₄分别作为第一比较器COMP1与第二比较器COMP2的使能开关。

本发明与现有技术相比具有如下优点：

1、本发明采用采样控制及电流-电压转化器，将不连续的采样电流I_C通过共源共栅电流镜采样，并以按时序为电容充放电的方法转化为连续并相对稳定的电压信号V_GM9，在节约功耗的基础上使反馈控制电流的采样稳定精确。

2、本发明采用电压稳定/隔离器，在采样控制及电流-电压转化器输出较稳定的电压信号V_GM9的基础上，通过电压跟随电路再对其进行稳定和隔离，最大限度屏蔽前级干扰。

3、本发明采用电压-电流变换器，利用跨导放大器及三级电流镜结构为振荡器注入电流，这种结构相对简单，响应速度较快。

4、本发明采用平衡点控制电路对输出电流I_com进行微调，保证在初级励磁电感值正常时不对振荡器频率进行补偿，提升了电源系统的输出精度。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为现有反激式开关电源电路图；

图2为本发明的原理框图；

图3为本发明校正电流产生电路的电路原理图；

图4为本发明中振荡器的原理图。

图5为采样控制及电流-电压转化电路的控制信号时序图。

具体实施方式

以下参照附图对本发明作进一步详细描述。

参考图2，本发明主要模块包括：钳位器1，采样电路及电流-电压转化器2，电压稳定/隔离器3，电压-电流转化器4，振荡器5和平衡点控制器6。其中电流采样及电流-电压转化器2、电压稳定/隔离器3、电压-电流转化器4和振荡器5依次按顺序级联，钳位器1与电流采样及电流-电压转化器2的输入端相接，平衡点控制器与电压-电流转化器4的输出端相接。在功率MOSFET管导通的时间里，钳位器1使控制端C电位为零，并将流出控制端C的电流通过电流镜镜像为采样电流I_C，输入到采样电路和电流/电压转化器2中；采样电路和电流/电压转化器2对不连续的采样电流I_C进行连续化处理，并利用时需控制电容充放电的方法进行I-V转换，输出较稳定的电压信号V_GM9；此电压信号V_GM9输入到电压稳定/隔离器3中；电压稳定/隔离器3利用电压跟随电路进行进一步稳压和隔离，产生稳压信号V_BQ2；此稳压信号V_BQ2输入到电压-电流转化器4中，经过一级跨导放大器和三级电流镜进行V-I转换，输出一个相对稳定，并且跟随采样电流I_C变化趋势而变化的校正电流I_com；校正电流I_com注入振荡器5改变振荡器中比较器的阈值电压，以改变震荡器电容的充放电时间从而改变振荡器的频率；平衡点控制器6连接于电压-电流转化器的输出端，用于微调校正电流I_com，控制初级励磁电感值正常状态下注入振荡器的校正电流I_com为零。

参考图3，本发明校正电流产生电路中的钳位器1、采样控制及电流-电压转化器2、电压稳定/隔离器3、电压-电流转化器4和平衡点控制器6的具体结构如下：

所述钳位电路1，主要由PMOS管M₁、M₁₃和NMOS管M₁₁、M₁₂组成；PMOS管M₁的源极接电源V_CC，栅极接外部电压偏置信号V₃，漏极接NMOS管M₁₂的漏极，为NMOS管M₁₂提供偏置电流；PMOS管M₁₃的源极接电源V_CC，漏极与栅极相连并连接NMOS管M₁₁的漏极，为NMOS管M₁₁提供偏置电流；NMOS管M₁₁以栅漏相连的二极管形式，正向跨接在NMOS管M₁₂栅极和零电位之间；NMOS管M₁₂的源极接反馈控制端C；在开关管导通期间，对反馈控制端电压V_C进行钳位，其计算公式如下：

V_C＝V_GSM11-V_GSM12＝0

式中V_GSM11为NMOS管M₁₁的栅源压降，V_GSM12为NMOS管M₁₂的栅源压降；在对反馈端控制电压V_C进行钳位的同时，PMOS管M₁将采样电流I_C镜像至采样控制及电流-电压转化器2中。

所述采样控制及电流-电压转化器2，主要由PMOS管M₁、M₂、M₅、M₆；NMOS管M₇、M₈和电容C₁、C₂、C₃组成；PMOS管M₂的源极和漏极跨接于PMOS管M₁和M₅的栅极之间，电容C₃跨接于PMOS管M₅的栅极和电源VCC之间，共同组成电流采样电路；PMOS管M₆的源极和漏极跨接于M₅的漏极和电容C₁的上极板之间，NMOS管M₇与电容C₁并联，NMOS管M₈的源极与电容C₂的上极板连接，并连同电容C₂整体与电容C₁并联，共同组成I-V转换电路；PMOS管M₂、M₆和NMOS管M₇、M₈的栅极分别接外部时序信号a、b、c、d。

外部时序信号a、b、c、d的时序控制原理框图如图5所示，主要由反相器，第一上升沿检测模块，第二上升沿检测模块，第一延时模块，第二延时模块组成。功率MOSFET管控制信号DRV经过反相器后输出时序信号b；时序信号b经过第一上升沿检测模块后输出时序信号d，时序信号d为时序信号b上升沿之后出现的高电平脉冲；时序信号d经过第一延时模块后输出时序信号c，时序信号c是时序信号d的延迟信号；功率MOSFET管控制信号DRV经过第二上升沿检测模块后再经过第二延时模块输出时序信号a，时序信号a为功率MOSFET驱动信号DRV出现上升沿后经延迟产生的低电平窄脉冲。

电流采样及电流-电压转化器2的时序控制工作方式如下：当功率MOSFET管驱动信号DRV出现上升沿2.5μs后，时序信号a端输出一低电平窄脉冲将PMOS管M₂导通，使PMOS管M₅和M₁构成共源共栅电流镜结构，流过钳位器1中PMOS管M₁的采样电流I_C镜像至M₅，电容C₃在PMOS管M₂闭合后保持PMOS管M₅的栅压不变，以维持采样电流I_C的镜像不变；时序信号b为功率MOSFET管驱动信号DRV的反相信号，其在功率MOSFET管导通时为低电平，将PMOS管M₆导通，使采样电流I_C的镜像电流注入电容C₁中。则电容C₁上极板电压V_C1可表示为：

$V_{C1}=\frac{1}{C_1}{\∫}_0^{t_{\mathrm{sample}}}{I}_C\mathrm{dt}=\frac{I_C}{C_1}\·t_{\mathrm{sample}}$

式中C₁为电容C₁的电容值，t_sample为时序信号b低脉冲持续时间，I_C为采样电流值；在功率MOSFET管控制信号DRV由高变低后，时序信号d输出一高电平脉冲，使NMOS管M₈导通，电容C₁上极板电压V_C1被传递至电压稳定/隔离器3中PMOS管M₉的栅极，使电容C₁与C₂构成并联关系，由电荷守恒可得PMOS管M₉栅极电压为

$V_{\mathrm{GM}9}=\frac{C_1}{C_1+C_2}{V}_{C1}=\frac{I_C}{C_1+C_2}\·t_{\mathrm{sample}}$

式中C₁为电容C₁的电容值，C₂为电容C₂的电容值，V_C1为电容C₁上极板电压；即完成I-V转换，在时序信号d高脉冲之后，下一个时钟周期到来之前，时序信号c输出高脉冲使电容C₁放电，电容C₂中的电荷将保持M₉栅极电位V_GM9至下一个开关周期的到来。

所述电压稳定/隔离器3，主要由PMOS管M₉、M₁₀和NPN管Q₁组成；PMOS管M₉与M₁₀组成差分对管结构，构成简单的电压跟随电路，以稳定电压V_GM9；NPN管Q₁的集电极与基极相连构成二极管结构，反向跨接于PMOS管M₉和PMOS管M₁₀之间，以进一步隔离电压V_GM9与输出电压V_BQ2，屏蔽干扰；电压跟随电路的输出电压V_BQ2为：

V_BQ2＝V_GM9+V_GSM9+V_BEQ1-V_GSM10

式中，V_GM9为PMOS管M₉的栅极电压，V_GSM9为PMOS管M₉的栅源压降，V_BEQ1为NPN管Q₁的BE结压降，V_GSM10为PMOS管M10的栅源压降；电压稳定/隔离器3的输出信号V_BQ2被传递至电压-电流转化器4中NPN管Q₂的基极。

所述电压-电流转化器4，主要由NPN管Q₂、Q₃，电阻R₁，PMOS管M₁₄、M₁₅、M₁₈、M₁₉、M₂₀、M₂₁和NMOS管M₁₆、M₁₇组成；电阻R₁跨接于NPN管Q₂和零电位之间，构成跨导放大器，将NPN管Q₂的基极电压V_BQ2转化为流经NPN管Q₂的电流I_CEQ2，此电流可用下式计算：

$I_{\mathrm{CEQ}2}=\frac{V_{\mathrm{BQ}2}-V_{\mathrm{BEQ}2}}{R_1}$

式中V_BEQ2为NPN管Q2的BE结压降，R₁为电阻R₁的阻值。

PMOS管M₁₄和PMOS管M₁₅的源极接电源V_CC，栅极相连组成第一级共源共栅电流镜；NMOS管M₁₆和NMOS管M₁₇的源极接零电位，栅极相连，组成第二级共源共栅电流镜；PMOS管M₁₈和PMOS管M₁₉源极分别电源接V_CC，栅极相连，漏极分别接PMOS管M₂₀，M₂₁的源极；PMOS管M₂₀和PMOS管M₂₁的栅极相连，PMOS管M₁₈、M₁₉、M₂₀、M₂₁共同组成第三级折叠型共源共栅电流镜；这三级电流镜依次级联，使流经NPN管Q₂的电流I_CEQ2依次被三级电流镜镜像，输出校正电流I_com；NPN管Q₃的基极与集电极相连构成二极管形式，正向接入PMOS管M₁₄所在支路，用于降低M₁₆漏极电位避免沟道调制效应。

所述平衡点控制电路6，主要由PMOS管M₂₂、M₂₅和NMOS管M₂₃、M₂₄组成；PMOS管M₂₂的源极接电源V_CC，构成第一电流源I_a，NMOS管M₂₃的源极接零电位，构成第二电流源I_b，PMOS管M₂₂和NMOS管M₂₃的栅极分别接外部偏置电压信号V₁和V₂。NMOS管M₂₄栅极与漏极均与基准电压V_r相接形成二极管结构，并正向接入第一电流源I_a所在支路中；PMOS管M₂₅的栅极与NMOS管M₂₄的源级相接，PMOS管M₂₅的源级与电压-电流转化器4的输出级相接，并将电压-电流转化器4输出校正电流I_com的一部分通过PMOS管M₂₅引入零电位；可以控制基准电压V_r与振荡器上门限电压值相同，通过调整外部偏置电压V₁、V₂的值改变第一电流源I_a和第二电流源I_b的值，从而改变流经PMOS管M₂₅的电流，达到微调校正电流I_com的目的，保证在初级励磁电感正常时，不对振荡器输出电流。

参考图4，本发明的振荡器主要由电容C₄，电阻R₂，第一比较器COMP1，第二比较器COMP2，第一基准电流源I₁，第二基准电流源I₂，第三基准电流源I₃，第一开关S₁，第二开关S₂，第三开关S₃和第四开关S₄组成；第一基准电流源I₁由电源V_CC抽取电流，输出端接电容C₄上极板为电容C₄充电；第二基准电流源I₂向零电位注入电流，输入端接电容C₄上极板为电容C₄放电；第三基准电流源I₃和校正电流I_com流过电阻R₂，在电阻R₂的上、下端分别产生电压V_a和电压V_b，电压V_a接入第一比较器COMP1的正相输入端，电压V_b接入第二比较器COMP2的正相输入端；电容C₄的上极板接入第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相输入端；第一比较器COMP1与第二比较器COMP2的输出相接，输出电位信号A，该电位信号A的高电位与低电位分别控制第二开关S₂和第四开关S₄的导通与关断；电位信号A的反相信号XA的高电位与低电位分别控制第一开关S₁和第三开关S₃的导通与关断；第一开关S₁跨接于第一基准电流源I₁与电容C₄之间，控制电容C₄充电；第二开关S₂跨接于第二基准电流源I₂与电容C₄之间，控制电容C₄放电；第三开关S₃与第四开关S₄分别作为第一比较器COMP1与第二比较器COMP2的使能开关。

振荡器的工作过程如下：

初始状态电容C₄上极板电容V_C4为零，V_C4与R₂上端电压V_a通过第一比较器COMP1比较，其输出信号A为低电平，控制关断第二开关S₂与第四开关S₄，以切断电容C4的放电回路并关闭第二比较器COMP2；第一比较器COMP1输出信号A的反相信号XA为高电平，控制导通第一开关S₁和第三开关S₃，以导通电容C4的充电回路及开启第一比较器COMP1，此时电容C₄充电，其上极板电压V_C4逐渐上升，当V_C4大于电阻R₂上端电压V_a时，第一比较器COMP1输出A为高电平，控制导通第二开关S2与第四开关S4，以导通电容C₄的放电回路并开启第二比较器COMP2；第一比较器COMP1输出信号A的反相信号XA为低电平，控制关断第一开关S₁与第三开关S₃，以关断电容C4的充电回路及关闭第一比较器COMP1，此时电容C₄放电，其上极板电压V_C4逐渐下降，当V_C4小于电阻R₂下端电压V_b时，第二比较器COMP2输出A再次变为低电平，从而进入循环状态，输出方波信号DCmax；电阻R₂上下端电位差可表示为

V_a-V_b＝(I₃+I_com)R₂

其中I₃为第三电流源I₃的电流值，I_com为校正电流值，R₂为电阻R₂的阻值；由上式可见，增加或减小校正电流I_com可以增大或缩小电阻R₂上下端电位差，从而增加或减小电容C₄的充电和放电时间，达到调整频率的作用。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变换，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (8)

1.一种应用于反激式开关电源中的初级电感校正电路，其特征在于包括：

钳位器(1)，用于将控制端C电位钳至零，并在开关导通时间里，使采样电流IC信号被检测到采样控制及电流-电压转化器(2)中；

采样控制及电流-电压转化器(2)，主要由PMOS管M₂、M₃、M₅、M₆，NMOS管M₇、M₈，电容C₁、C₂、C₃组成，PMOS管M₃与PMOS管M₅形成共源共栅电流镜结构，用于将不连续的采样电流I_C镜像至PMOS管M₅所在支路，并通过C₃保持采样电流I_C的镜像电流大小不变；采样电流I_C的镜像电流在固定时间内为电容C₁和C₂充电，从而将不连续的采样电流I_C转换为电容C₁和C₂上极板连续并相对稳定的电压信号V_GM9，输出到电压稳定/隔离器(3)中；

电压稳定/隔离器(3)，用于将采样控制及电流-电压转化器(2)的输出电压信号V_GM9利用电压跟随电路进行稳压和隔离，产生稳压信号V_BQ2输出到电压-电流转化电器(4)中；

电压-电流转化器(4)，利用跨导放大器及三级电流镜将稳压信号V_BQ2转换为校正电流I_com并输出到振荡器(5)中，控制振荡器的频率；

振荡器(5)，用于根据校正电流I_com调节频率，补偿电感偏差造成的输出功率偏差，完成电感校正；

平衡点控制器(6)，连接在振荡器(5)的输入端，用于微调校正电流I_com，控制正常状态下注入振荡器的电流为零。

2.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的钳位器(1)，包括：PMOS管M₁、M₁₃，NMOS管M₁₁、M₁₂，该PMOS管M₁₃的栅极接电压信号V₃，从漏极输出额定偏置电流，NMOS管M₁₂的漏极电流即为检测到的采样电流I_C，NMOS管M₁₁和NMOS管M₁₂共同构成钳位电路，用V_C表示C端电位，用V_GSM11、V_GSM12分别表示M₁₁和M₁₂的栅极和源极之间的电压，则在开关管MOSFET导通期间，有V_C＝V_GSM11-V_GSM12＝0使控制端C电位为零，实现对C端电压的钳位，PMOS管M₁和PMOS管M₅构成共源共栅电流镜，用于将采样电流I_C按比例镜像到电流-电压转化器(2)中。

3.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的采样控制及电流-电压转化器(2)中的PMOS管M₁、PMOS管M₂、PMOS管M₅和电容C₃组成电流采样电路，PMOS管M₂的源极与PMOS管M₅的栅极相连接，PMOS管M₂的漏极与PMOS管M₁的栅极相连接，PMOS管M₂的栅极接时序信号a，当功率开关管MOSFET由闭合到导通2.5μs后，时序信号a输出一低电平窄脉冲使M₂导通，使得PMOS管M₁和M₅构成共源共栅电流镜，使流过PMOS管M₁的采样电流I_C按比例镜像至PMOS管M₅，电容C₃的下极板与M₂的漏极相连接，用于在PMOS管M₂关断后保持PMOS管M₅的栅极电压不变，从而维持采样电流I_C的镜像电流不变。

4.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的采样控制及电流-电压转化器(2)中的PMOS管M₆、NMOS管M₇、NMOS管M₈以及电容C₁、C₂组成电流-电压转换电路，PMOS管M₆的栅极接时序信号b，PMOS管M₆的漏极接电容C₁的上极板，在功率开关管MOSFET导通时b为低电平，控制PMOS管M₆导通，使采样电流I_C的镜像电流注入电容C₁中，通过电容C₁上极板电压V_C1变化表示采样电流I_C的变化，NMOS管M₈跨接于PMOS管M₆的漏极与PMOS管M₉的栅极之间，NMOS管M₈的栅极接时序信号d，在导通时间结束时，功率开关管MOSFET由导通变为关断，此刻时序信号d输出高电平脉冲，控制NMOS管M₈导通，使电容C₁上极板电压V_C1传递至PMOS管M₉的栅极，电容C₂的上极板与M₉的栅极相连接，用于保持转换电压信号V_GM9不变，完成I-V转换，并将转换电压信号V_GM9输入到电压稳定/隔离器(3)中；在时序信号d高电平脉冲结束后，时序信号c输出高电平脉冲，使跨接于PMOS管M₆漏极与零电位点之间的NMOS管M₇导通，放掉电容C₁内储存的电荷。

5.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的电压稳定/隔离器(3)，主要由PMOS管M₉、M₁₀，三极管Q₁组成；三极管Q₁的发射极与PMOS管M₉的源极相连接，三极管Q₁的集电极与基极连接，再与PMOS管M₁₀的源极相连接，三极管Q₂的基极与M₁₀的栅极相连接，则PMOS管M₉、M₁₀和三极管Q₁共同构成电压跟随电路，则使三极管Q₂的基极电压V_BQ2跟随PMOS管M₉的栅极V_GM9电压的变化而稳定变化，该电压跟随电路输出电压信号V_BQ2到电压-电流转化电路(4)中。

6.根据权利要求书5所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的电压-电流转化器(4)，主要由PMOS管M₁₄、M₁₅、M₁₈、M₁₉、M₂₀、M₂₁，NMOS管M₁₆、M₁₇，三极管Q₂、三极管Q₃和电阻R₁组成；该三极管Q₂的发射极与电阻R₁相连接，构成跨导运算放大器，将三极管Q₂的基极电压V_BQ2转化为Q₂的集电极电流I_CQ2；该PMOS管M₁₄、M₁₅、M₁₈、M₁₉、M₂₀、M₂₁以及NMOS管M₁₆、M₁₇，组成三级电流镜，即PMOS管M₁₄、M₁₅组成第一级共源共栅电流镜，NMOS管M₁₆、M₁₇组成第二级共源共栅电流镜为，PMOS管M₁₈～M₂₁组成第三级共源共栅电流镜，三极管Q₃的集电极和基极与PMOS管M₁₄的漏极相连接，用于提高M₁₆漏极电位从而避免沟道调制效应；所述三级电流镜将电流I_CQ2镜像至PMOS管M₂₁的漏极产生输出电流信号I_com到振荡器电路(5)中。

7.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在于所述的平衡点控制器(6)，主要由PMOS管M₂₂、M₂₅，NMOS管M₂₃、M₂₄组成；PMOS管M₂₂的栅极与电压信号V₁相接，产生偏置电流作为第一电流源I_a，NMOS管M₂₃的栅极与电压信号V₂相接，产生偏置电流作为第二电流源I_b；NMOS管M₂₄栅极与漏极均与基准电压V_r相接形成二极管结构，其正向接入第一电流源I_a所在支路中；PMOS管M₂₅的栅极与NMOS管M₂₄的源级相接，PMOS管M₂₅的源级与电压-电流转化器(4)的输出级I_com相接，并将电压-电流转化器(4)输出电流I_com的一部分通过PMOS管M₂₅的漏极引入零电位。

8.根据权利要求书1所述的初级电感校正电路，其特征在所述的振荡器(5)，主要由电容C₄、电阻R₂、第一比较器COMP1、第二比较器COMP2、第一基准电流源I₁、第二基准电流源I₂、第三基准电流源I₃、第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄组成；第一基准电流源I₁由电源V_CC拉取电流，为电容C₄充电；第二基准电流源I₂向零电位注入电流，为电容C₄放电；第三基准电流源I₃和校正电流I_com流过电阻R₂，在电阻R₂的上、下端分别产生电压V_a和电压V_b，电压V_a接入第一比较器COMP1的正相输入端，电压V_b接入第二比较器COMP2的正相输入端；电容C₄的上极板接入第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相输入端；第一比较器COMP1与第二比较器COMP2的输出相接，输出电位信号A，该电位信号A的高电位与低电位分别控制第二开关S₂和第四开关S₄的导通与关断；电位信号A的反相信号XA的高电位与低电位分别控制第一开关S₁和第三开关S₃的导通与关断；第一开关S₁跨接于第一基准电流源I₁与电容C₄之间，控制电容C₄充电；第二开关S₂跨接于第二基准电流源I₂与电容C₄之间，控制电容C₄放电；第三开关S₃与第四开关S₄分别作为第一比较器COMP1与第二比较器COMP2的使能开关。

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