CN103546123B - 一种高线性度的张弛振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种显著提高线性度的张弛振荡器，包括振荡电路，参考电平自调节电路和传输门选择信号产生电路，通过检测振荡电路中充放电电容的电压峰值，求出由于控制电路的延时导致的电容电压过充量，从而把振荡电路中的比较器参考电平减小相应的量作为新的参考电平来使得充放电电容的振荡幅度刚好为理论值，在新的参考电平大于零时，张弛振荡器消除了充放电电容由于控制电路的延时导致的电容电压过充对输出频率产生的影响，显著地提高了张弛振荡器的频率-控制电路的线性度，传输门选择信号产生电路通过控制传输门为比较器提供起始参考电平，在新的参考电平生成后，将其传送到比较器的反相端，而将初始参考电平与比较器反相端隔离。

Description

一种高线性度的张弛振荡器

技术领域

本发明涉及CMOS集成电路领域，具体涉及一种高线性度的张弛振荡器，通过比较器参考电平自调节从而显著提高频率-控制电流线性度。

背景技术

在大规模集成电路中，时钟信号一般由振荡器产生的。张弛振荡器具有结构简单，成本较低，易于集成，而且功耗也相对较小，是振荡器里面应用最广的时钟产生电路。

在信号的调制与解调、存储系统的数据恢复等的应用中，要求所使用的张弛振荡器的频率-控制电流具有很高的线性度，从而减小失真，同时也可以增大该张弛振荡器的频率范围。在张弛振荡器中，频率-控制电流的线性度和充放电电容振荡幅度的控制电路的延时有关。因此，要提高振荡器的线性度，最大化振荡器的频率就必须将控制电路的延时影响降到最小。而在时钟恢复电路中，为了获得更大的动态范围，要求张弛振荡器电路具有小的抖动，张弛振荡器电路的抖动是由于电路本身的噪声引起的在翻转阈值电平处存在的微小扰动，而具有小的抖动的张弛振荡器电路要求增大其充放电电容的振荡幅度。

在现有的技术中，张弛振荡器有许多不同的结构，对不同结构的张弛振荡器的共同要求就是精度高和在高频时频率-控制电流仍具有良好的线性度。但现有的张弛振荡器都存在着一些不足。

图1示出了单个定时电容的电流控制张弛振荡器，包括充电电流源I_charge、放电电流源I_discharge，PMOS管M1、NMOS管M2，定时电容C，第一比较器COMP1、第二比较器COMP2，RS触发器。RS触发器的输出端Q接PMOS管M1和NMOS管M2的栅端。根据RS触发器输出端Q的信号的不同，PMOS管M1和NMOS管M2交替导通和关断，充电电流源I_charge、放电电流源I_discharge交替地给定时电容C充电和放电。

单个定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下：

过程1：当RS触发器的输出端Q为低电平，PMOS管M1开启、NMOS管M2关断，充电电流源I_charge给定时电容C充电，当定时电容C上的电压上升超过上阈值电压VH时，第一比较器COMP1输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平；

过程2：当RS触发器的输出端Q输出高电平，PMOS管M1关断、NMOS管M2开启，放电电流源I_discharge开始给定时电容C放电，C上的电压下降，当定时电容C上的电压下降到小于下阈值电压VL时，第二比较器COMP2输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q输出低电平；

RS触发器输出端Q为低电平，回到初始状态，然后依次重复上面两个过程。

单个定时电容的电流控制张弛振荡器的电容上的电压在上阈值电压VH和下阈值电压VL之间来回振荡。如果控制电路（图1中的COMP1、COMP2和RS触发器）的延时可以被忽略，且设I_charge=I_discharge=I，则振荡器的周期和频率为

$T=\frac{2C(V_H-V_L)}{I}$ 式1

$f=\frac{1}{T}=\frac{I}{2C(V_H-V_L)}$ 式2

由式2可以看出，如果控制电路的延时可以忽略，一旦选定电容C、上阈值电压VH和下阈值电压VL，单个定时电容的电流控制张弛振荡器的频率正比于控制电流I。

但是，图1所示的单个定时电容的电流控制张弛振荡器的控制电路的延时并不能忽略，定时电容C上的电压的实际波形如图2所示。由于控制电路的延时的存在，使得定时电容C上的电压达到上阈值电压VH时，PMOS管M1并没有立刻关断、NMOS管M2并没有立刻开启，导致电容上的电压过充，而由于电容上电压的过充，在电容电压下降时要求有同样的时间来释放过充的电荷（设I_charge=I_discharge），在这个过程中，控制电路的延时为2t_d，当定时电容C放电到接近下阈值电压VL时，同样会产生过放现象，因此，在一个周期中的总延时为T_d=4t_d，因此频率的公式（式2）修正为

$f_{\mathrm{actual}}=\frac{f_{\mathrm{ideal}}}{1+T_d{f}_{\mathrm{ideal}}}$ 式3

其中f_ideal为式1中的理想频率，T_d为振荡器一个周期内的延时4t_d。式3中的实际频率f与控制电流的关系可以用图3来表示。

因此，为了提高线性度和最大化振荡器的频率，必须减小该张弛振荡器中一个周期内的延时T_d。

同时，单个定时电容的电流控制张弛振荡器也有着许多其他的缺点，如需要两个阈值电压；且因为有两个阈值电压的存在，使得定时电容的振荡幅度受限，从而导致电路本身的噪声对充放电电容的阈值电平产生影响，并且这种影响会在每个周期累积，最终影响振荡器的输出频率；最后，由于器件的失配，其充电电流和放电电流不可能完全精确的相等，因此，很难获得50%的占空比。因此，有必要针对上面的缺点，对单个定时电容的电流控制张弛振荡器进行改进。

针对单个定时电容的电流控制张弛振荡器的不足，图4给出了可以减小一个周期内的延时T_d的带有双定时电容的电流控制张弛振荡器，包括电流源I₁、电流源I₂，PMOS管M1、NMOS管M2、PMOS管M3、NMOS管M4，定时电容C1、定时电容C2，第一比较器COMP1、第二比较器COMP2和RS触发器，且第一比较器COMP1、第二比较器COMP2的同相端分别接定时电容C1、定时电容C2，第一比较器COMP1、第二比较器COMP2的反相端接在一起并接到阈值电压V_ref。

带有双定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下：

a）设电路开始工作时，RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，PMOS管M1开启、NMOS管M2关断，电流源I₁给定时电容C1充电，PMOS管M3关断、NMOS管M4开启，定时电容C2放电到地GND，当定时电容C1上的电压上升到超过阈值电压V_ref时，第一比较器COMP1输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q变为高电平，输出端Q变为低电平；

b）RS触发器的输出端Q为高电平，输出端Q为低电平，PMOS管M1关断、NMOS管M2开启，定时电容C1放电到地GND，PMOS管M3开启、NMOS管M4关断，电流源I₂给定时电容C2充电，当定时电容C2上的电压超过阈值电压V_ref时，第二比较器COMP2输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q变为低电平，输出端Q为高电平；

c）RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，返回到a)。

与图1的单个定时电容的电流控制张弛振荡器相比，图4所示的带有双定时电容的电流控制张弛振荡器具有明显改进的效果：

1）双定时电容张弛振荡器的充放电电容的振幅比单个定时电容张弛振荡器的充放电电容上的振幅大，可以在接近于GND到接近电源电压之间振荡，从而可以减小电路本身的噪声对充放电电容的翻转电平的影响。

2）双定时电容张弛振荡器只需一个阈值电压，而基于单个定时电容的张弛振荡器则需要上阈值电压和上阈值电压。

3）双定时电容的张弛振荡器的周期仅由电容C1、C2的充电过程决定。定时电容C2的充电时间决定了振荡器输出端Q为高电平的时间，定时电容C1的充电时间决定了振荡器输出Q为低电平的时间。双定时电容的电流控制张弛振荡器的周期仅由电容的充电过程决定，其波形如图5所示，因此，仅有电容充电过程时的控制电路（图4中的COMP1、COMP2和RS触发器）以及作为控制开关的PMOS管M1、NMOS管M2、PMOS管M3、NMOS管M4的延时才能影响到振荡器的周期，而电容放电过程的延时对振荡器周期不产生影响，因此整个周期的延时由单定时电容结构的4t_d减小到2t_d，提高了振荡器电路的控制线性度，增大了电路的最大频率范围。

虽然，带有双定时电容的电流控制张弛振荡器在一个周期内将延时由4t_d减小到2t_d，但是振荡器的输出频率仍然受到定时电容振荡幅度的控制电路和作为控制开关的PMOS管M1、NMOS管M2、PMOS管M3、NMOS管M4的延时2t_d的影响，特别是在高频时，2t_d的延时甚至大于振荡器输出波形的周期，不但降低了频率-控制电流的线性度，而且限制了振荡器的最大频率范围，因此有必要对双定时电容的电流控制张弛振荡器进行进一步的改进，来减小延时的影响。

发明内容

本发明针对现有技术张弛振荡器中控制电路（图1中的COMP1、COMP2和RS触发器）的延时导致输出频率-控制电流非线性的问题，提供一种提高线性度的张弛振荡器，通过比较器参考电平自调节来减小控制电路延时的影响，从而显著提高频率-控制电流线性度，因而增大该张弛振荡器的频率范围，拓宽其适用范围。

本发明采用如下技术方案：

一种高线性度的张弛振荡器，其特征是：包括振荡电路、参考电平自调节电路和传输门选择信号产生电路，其中：

振荡电路包括电流源I，四个控制开关S1、S2、S3、S4，两个充放电电容C1、C2，两个比较器COMP1、COMP2和一个RS触发器,电流源I的负极连接电源VDD，电流源I的正极分别连接控制开关S1及S3的一端，控制开关S1的另一端连接控制开关S2的一端、充放电电容C1的一端以及比较器COMP1的同相端，充放电电容C1的另一端及控制开关S2的另一端均接地GND，控制开关S1、S2的控制端互连并与RS触发器的输出端Q连接；控制开关S3的另一端连接控制开关S4的一端、充放电电容C2的一端以及比较器COMP2的同相端，充放电电容C2的另一端及控制开关S4的另一端均接地GND，控制开关S3、S4的控制端互连并与RS触发器的输出端Q连接；比较器COMP1的输出端连接RS触发器的S输入端，比较器COMP2的输出端连接RS触发器的R输入端，比较器COMP1的反相端与比较器COMP2的反相端互连；

参考电平自调节电路包括峰值检测与保持电路、减法器及一对传输门TG1和TG2，峰值检测与保持电路的输入端连接振荡电路中充放电电容C1与比较器COMP1同相端的连接端，峰值检测与保持电路的输出连接减法器的一个输入端，减法器另一个输入端连接2倍的起始参考电平2Vref，传输门TG1和TG2结构相同，传输门TG1包括PMOS管M9及NMOS管M10，PMOS管M9的源极与NMOS管M10的漏极互连并连接起始参考电平Vref，PMOS管M9的漏极与NMOS管M10的源极互连，传输门TG2包括PMOS管M11及NMOS管M12，PMOS管M11的源极与NMOS管M12的漏极互连并连接减法器的输出端，PMOS管M11的漏极与NMOS管M12的源极互连并与PMOS管M9的漏极与NMOS管M10的源极互连端连接后连接至振荡电路中比较器COMP1的反相端与比较器COMP2的反相端的互连端，传输门TG1中PMOS管M9的栅极与传输门TG2中PMOS管M11的栅极互连；

传输门选择信号产生电路包括PMOS管M7、M8，电容C3及反相器INV，PMOS管M7的源极连接电源VDD，PMOS管M7的漏极连接PMOS管M8的源极，PMOS管M8的漏极与电容C3的一端及反相器INV的输入端连接，电容C3的另一端接地，PMOS管M71的栅极与PMOS管M8的栅极互连并连接偏置信号VB，电容C3的非接地端的信号为V_φ，该信号分别连接到参考电平自调节电路中传输门TG1和TG2中PMOS管M9及NMOS管M12的栅极，反相器INV的输出信号为该信号连接到参考电平自调节电路中传输门TG1中PMOS管M9的栅极与传输门TG2中PMOS管M11的栅极互连端；

上述电路通过峰值检测与保持电路来检测振荡电路中充放电电容C1的电压峰值，求出由于比较器COMP1、COMP2和RS触发器构成的控制电路的延时导致的电容C1上的电压过充量，由于电容C1的充电电流和理论参考电平与电容C2都相同，所以电容C1和C2上的电压过充量也相同，因此把振荡电路中的比较器参考电平COMP1和COMP2减小相应的过充量作为新的参考电平来使得充放电电容C1和C2的振荡幅度刚好为理论值，传输门选择信号产生电路通过控制传输门TG1和TG2为比较器COMP1和COMP2提供起始参考电平，在新的参考电平生成后，将其传送到比较器COMP1和COMP2的反相端，而将初始参考电平与比较器COMP1和COMP2的反相端隔离。

所述参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路可采用包括运算放大器AMP1和AMP2、三极管BJT及电容C4，运算放大器AMP1的正输入端连接振荡电路中充放电电容C1与比较器COMP1同相端的连接端，运算放大器AMP1的负输入端连接三极管BJT的发射极、运算放大器AMP2的正输入端以及电容C4的一端，电容C4的另一端接地GND，三极管BJT的基极与集电极互连并连接运算放大器AMP1的输出端，运算放大器AMP2的负输入端与运算放大器AMP2的输出端互连；

所述减法器可采用包括运算放大器AMP3和电阻R1、R2、R3及R4，电阻R1的一端连接峰值检测与保持电路中运算放大器AMP2的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端和运算放大器AMP3的负输入端，电阻R3的一端连接2倍的起始参考电平2Vref，电阻R3的另一端连接电阻R4的一端和运算放大器AMP3的正输入端，电阻R4的另一端接地，电阻R2的另一端与运算放大器AMP3的输出端以及传输门TG2中PMOS管M11的源极与NMOS管M12的漏极的互连端。

所述振荡电路中的电流源I可以用两个电流源I₁、I₂替换，电流源I₁、I₂的负极均连接电源VDD，电流源I₁、I₂的正极分别连接控制开关S1及S3的一端；增设一个结构相同的包括峰值检测与保持电路、减法器及一对传输门TG1和TG2的参考电平自调节电路，一个参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路的输入端连接振荡电路中比较器COMP1的同相端，一对传输门TG1和TG2的输出端连接比较器COMP1的反相端，另一个参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路的输入端连接振荡电路中比较器COMP2的同相端，一对传输门TG1和TG2的输出端连接比较器COMP2的反相端。

所述振荡电路中的两个比较器COMP1、COMP2均可采用具有正反馈的迟滞比较器，两个比较器COMP1、COMP2均包括PMOS管M17、M18、M25、M26、M27，NMOS管M19、M20、M21、M22、M23、M24，其中PMOS管M17、M18的栅极分别为比较器的同相Vin+及反向Vin-输入端，PMOS管M17、M18的源极互连并与PMOS管M27的漏极连接，PMOS管M27的栅极连接偏置电压Vb，PMOS管M27、M25、M26的源极均连接电源VDD，PMOS管M25、M26的栅极互连，PMOS管M25的漏极与栅极互连并连接NMOS管M23的漏极，PMOS管M26的漏极与NMOS管M24的漏极连接作为比较器的输出端Vo，NMOS管M23、M20、M22的栅极互连并与NMOS管M20、PMOS管M17的漏极、NMOS管M21的漏极连接在一起，NMOS管M22的漏极与PMOS管M18的漏极、NMOS管M19的漏极以及NMOS管M21、M19、M24的栅极连接在一起，NMOS管M19、M20、M21、M22、M23、M24的源极均接地。

所述参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路和减法器中的三个运算放大器AMP1、AMP2、AMP3均可采用具有电阻R、电容C进行补偿的运算放大器，三个运算放大器AMP1、AMP2、AMP3均包括PMOS管M28、M29、M32、M34，NMOS管M30、M31、M33，电阻R、电容C；其中PMOS管M28、M29的栅极分别为运算放大器的负V-、正V+输入端，PMOS管M28、M29的源极互连并连接PMOS管M32的漏极，PMOS管M32、M34的栅极互连并连接偏置电压Vb，PMOS管M32、M34的源极互连并连接电源VDD，PMOS管M28、M29的漏极分别连接NMOS管M30、M31的漏极，NMOS管M30、M31的栅极互连并连接NMOS管M30的漏极，PMOS管M34的漏极与NMOS管M33的漏极以及电容C的一端连接在一起并作为运算放大器的输出端OUT,电容C的另一端通过电阻R连接NMOS管M33的栅极、NMOS管M31的漏极及PMOS管M29的漏极，NMOS管M30、M31、M33的源极均接地。

与现有技术相比，本发明具有如下优点和显着效果：

1、本发明高线性度的张弛振荡器中设置了参考电平自动调节电路，通过降低比较器的参考电平，来使充放电电容上的电压幅度刚好为理论值Vref，从而使得振荡器的输出频率刚好是理论设计值，提高频率-控制电流的线性度。为了使充放电电容上的电压幅度刚好为理论值Vref，我们通过峰值检测与保持电路将充放电电容C1上的波形峰值Vpeak检测出来并保持住，求出电容电压的过充量Vpeak-Vref，为了使电容C1上的充电幅度刚好为理论值Vref，我们将比较器的参考电平减去过充量作为新的参考电平，即Vref-（Vpeak-Vref）=2Vref-Vpeak，得到信号2Vref-Vpeak的减法过程由减法器电路来实现，由于控制电路的延时是固定，而选定了一个充电控制电流I之后，充放电电容上的过充电压也是固定的，因此，将比较器的参考电平减小一个过充量作为新的参考电平，从而使充放电电容上的电压幅度刚好是理论设计值。

2、控制电路对振荡器的影响为增大振荡器输出信号的周期，减小频率，并且控制电路的延时会随着电源电压和温度的变化而变化，使振荡器的输出信号不稳定。本发明高线性度的张弛振荡器在新的参考电平2Vref-Vpeak>0时，消除了控制电路的延时对张弛振荡器的输出频率产生的影响，显著地提高了振荡器的频率-控制电流的线性度，最大化了张弛振荡器的频率,提高了振荡器的电源电压抑制和温度稳定性。

3、本发明高线性度的张弛振荡器的振幅大，可以从接近于地的电位到接近电源电压，从而减小抖动对振荡器周期的影响。抖动是由电路本身的噪声而引起的在电容的翻转阈值电平处产生的微小抖动，电容电压的充电速率越快，抖动对振荡器周期的影响越小。充放电电容上的阈值电压可以接近电源电压，因此，充放电电容的振幅很大，而对于同样的周期T，振幅越大，电容上的充电速率也越快，因此，由电路本身具有的噪声对电容的翻转阈值电压的影响也就越小，从而对振荡器的周期影响越小。

4、本发明高线性度的张弛振荡器采用具有正反馈的比较器来决定充放电电容上的翻转阈值电平，加速比较器的翻转，从而减小控制电路的延时，减小过充量，从而使参考电平2Vref-Vpeak在很大的频率范围内大于0，增大张弛振荡器的频率范围，并且保持很高的线性度。

5、本发明提供的显著提高线性度的张弛振荡器，采用相同的充电电流源I，这样避免了充电电流源的失配对振荡器的输出产生的影响（若电流源失配，输出信号占空比不是50%，并且线性度下降），可以得到50%占空比的输出频率，并且保持很高的频率-控制电流的线性度。当然充放电电容C1、C2的可以采用不同的充放电电流源来获得不同占空比的输出信号，不过充放电电容C1、C2的充电电流源必须准确，同时在电容C1处接参考电平自调节电路，调节后输出的参考电平接到COMP1的负相端，电容C2处也接另外一个参考电平自调节电路，调节后输出的参考电平接到COMP2的负相端，这样可以消除控制电路的延时对振荡器输出的影响，并且得到不同占空比的输出信号。

附图说明

图1是现有技术中的基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器；

图2是基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器的充放电电容C上的电压波形；

图3是张弛振荡器中频率-控制电流关系中传输延时的影响的曲线图；

图4是现有技术中的带有双接地定时电容的电流控制的张弛振荡器；

图5是图4张弛振荡器的充放电电容C1、C2及振荡器输出Q和Q的波形；

图6是本发明高线性度的张弛振荡器的基本结构图；

图7是本发明高线性度的张弛振荡器在加入参考电平自动调节电路前后，充放电电容C1上的波形变化；

图8是图6中峰值检测与保持电路和减法器的一种实施电路；

图9是图6、图8中采用双电流源I₁、I₂和双参考电平自调节电路的实施电路；

图10是本发明高线性度的张弛振荡器采用具有正反馈的迟滞比较器的实施电路；

图11是图8采用带有补偿的运算放大器实施电路。

具体实施方式

参照图6，本发明高线性度的张弛振荡器包括振荡电路1，参考电平自调节电路2，传输门选择信号产生电路3，其中振荡电路1中的电容C1的非地端输出接参考电平自调节电路2的输入，参考电平自调节电路2的输出接振荡电路1中第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相端，传输门选择信号产生电路3的输出V_φ接参考电平自调节电路2中的第一传输门TG1的PMOS的栅端和第二传输门TG2的NMOS的栅端，传输门选择信号产生电路3的输出接参考电平自调节电路2中的第一传输门TG1的NMOS的栅端和第二传输门TG2的PMOS的栅端。所述的参考电平自调节电路2由峰值检测与保持电路、减法器电路及第一传输门TG1和第二传输门TG2组成，峰值检测与保持电路的输入端接电容C1的非地端，峰值检测与保持电路的输出接减法器电路的一个输入端，减法器电路另一个输入端接2倍的起始参考电平2Vref，两者进行相减，相减的结果输出到第二传输门TG2的一端，第一传输门TG1的一端接起始参考电平Vref，第一传输门TG1的另一端与第二传输门TG2的输出相连并接到振荡电路1中的第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相端。

所述的振荡电路1包括电流源I，控制开关S1、控制开关S2、控制开关S3、控制开关S4，充放电电容C1、充放电电容C2，第一比较器COMP1、第二比较器COMP2和RS触发器，电流源I的负极接电源VDD，电流源I的正极接控制开关S1，控制开关S1的另一端接控制开关S2，同时控制开关S1和控制开关S2的连接处接充放电电容C1，充放电电容C1的另一端接地，控制开关S2的另一端接地GND，同时电流源I的正极也接到控制开关S3，控制开关S3的另一端接控制开关S4，同时控制开关S3和控制开关S4的连接处接充放电电容C2，充放电电容C2的另一端接地，控制开关S4的另一端接地GND，充放电电容C1的非地端接第一比较器COMP1的同相端，充放电电容C2的非地端接第二比较器COMP2的同相端，同时第一比较器COMP1的反相端与第二比较器COMP2的反相端相接，并接参考电平自调节电路2的输出端，第一比较器COMP1的输出端接RS触发器的S输入端，第二比较器COMP2的输出端接RS触发器的R输入端，RS触发器的输出端Q接控制开关S1、控制开关S2的控制端，RS触发器的输出端Q接控制开关S3、控制开关S4的控制端。

所述的传输门选择信号产生电路3包括PMOS管M7、PMOS管M8，电容C3，反相器INV，PMOS管M7的源极接电源VDD，PMOS管M7的漏极接PMOS管M8的源极，PMOS管M8的漏极接电容C3，PMOS管M7的栅端和PMOS管M8的栅端相接，并接到偏置信号VB，电容C3的另一端接地，电容C3的非地端的信号为V_φ，同时电容C3的非地端接反相器INV的输入，反相器INV的输出信号为

图6的工作过程如下：

S1)设刚开始RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，控制开关S1打开、控制开关S2关断，电流I流向充放电电容C1，控制开关S3关断、控制开关S4打开，充放电电容C2放电到地，当充放电电容C1上的电位上升到超过第一比较器COMP1的起始参考电平Vref时，第一比较器COMP1输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平，输出端Q为低电平，同时充放电电容C1上的波形峰值Vpeak通过峰值检测与保持电路检测出来并保持住，之后通过减法器电路与两倍的起始参考电平2Vref相减，得到2Vref-Vpeak，并传送到第二传输门TG2的输入端。电路刚开启时，传输门选择信号产生电路中的V_φ为低电平，为高电平，此时第一传输门TG1开启，起始参考电平Vref传送到振荡电路中的第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相端，当电路开启之后，传输门选择信号产生电路中PMOS管M7、M8给电容C3充完电后，V_φ为高电平，为低电平，此时第一传输门TG1截止，第二传输门TG2开启，信号2Vref-Vpeak通过第二传输门TG2传送到第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相端作为新的参考电平；

S2)RS触发器的输出端Q输出高电平，输出端Q为低电平，充电控制开关S1关断、控制开关S2打开，充放电电容C1放电到地，控制开关S3打开、控制开关S4关断，电流I流向充放电电容C2，当充放电电容C2上的电位上升到超过第二比较器COMP2的参考电平（起始为Vref，传输门选择信号产生电路给电容C3充完电之后为2Vref-Vpeak）时，第二比较器COMP2输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q输出低电平，输出端Q为高电平；

S3)RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，返回到初始状态S1)，然后依次循环。

由上面的工作过程可知，张弛振荡器中的充放电电容的幅值，理论上为Vref，由于控制电路的延时，导致充放电电容C1、C2上的电压过充，而电压过充则会使振荡器的周期延长，频率降低，因此，为了消除过充的影响，通过增加参考电平自调节电路来降低比较器的参考电平，使充放电电容上的电压幅度刚好为理论值Vref，从而使得振荡器的输出频率刚好是理论设计值，提高频率-控制电流的线性度。为了使充放电电容上的电压幅度刚好为理论值Vref，我们通峰值检测和保持电路来检测充放电电容C1上的峰值Vpeak，之后求出充放电电容C1上电压的过充量Vpeak-Vref，为了使电容C1上的充电幅度刚好为理论值Vref，我们将比较器的参考电平减去过充量作为新的参考电平，即Vref-（Vpeak-Vref）=2Vref-Vpeak，得到信号2Vref-Vpeak的减法过程由减法器来实现。由于控制电路的延时是固定，而选定了一个充电控制电流I之后，充放电电容上的过充电压是固定，因此，将比较器的参考电平减小一个过充量作为新的参考电平，从而使充放电电容上的电压幅度刚好是理论设计值的方法是可行的。因此，本发明提供的在参考电平2Vref-Vpeak大于0时，消除了控制电路的延时对张弛振荡器的输出频率产生的影响，显著地提高了振荡器的频率-控制电流的线性度，最大化了张弛振荡器的频率。加入参考电平自动调节电路前和加入参考电平自动调节电路后，电容C1上的波形变化如图7所示，张弛振荡器中的充放电电容的幅值，理论上为Vref，由于控制电路的延时，导致充放电电容C1、C2上的电压过充，而电压过充则会使振荡器的周期延长，频率降低，消除了电容电压过充的影响。

图8是图6峰值检测与保持电路和减法器的一种实施电路。当控制开关S1打开、控制开关S2关断，电流I流向充放电电容C1，电容C1上的波形峰值Vpeak通过第一运算放大器AMP1、BJT及C4构成的峰值检测与保持电路检测出来，保持在电容C4上，并通过接成电压跟随器的第二运算放大器AMP2输出到电阻R1端，通过接成减法器的电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4及第三运算放大器AMP3，两倍的起始参考电平2Vref与电容C1上的峰值信号Vpeak相减，相减的结果（2Vref-Vpeak）传送到第二传输门TG2的输入端。电路刚开启时，传输门选择信号产生电路中的V_φ为低电平，为高电平，此时第一传输门TG1开始，起始参考电平Vref传送到振荡电路中的第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相端，当电路开启之后，传输门选择信号产生电路中PMOS管M7、M8给电容C3充完电后，V_φ为高电平，为低电平，此时第一传输门TG1截止，第二传输门TG2开启，构成减法器的第三运算放大器AMP3的输出2Vref-Vpeak通过第二传输门TG2传送到第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的反相端作为新的参考电平，从而使充放电电容上的电压幅度刚好为理论值Vref，在新的参考电平2Vref-Vpeak大于零时，消除了控制电路的延时对张弛振荡器的输出频率产生的影响，显著地提高了振荡器的频率-控制电流的线性度，最大化了张弛振荡器的频率。

图9是图6、图8中采用双电流源I₁、I₂和双参考电平自调节电路的一种实施电路。充放电电容C1、C2采用不同的充电电流源I₁、I₂，通过调整充电电流源I₁、I₂的大小，可以调节振荡器输出波形的占空比，拓宽振荡器的应用范围。虽然充放电电容C1、C2的控制电路的延时是一样的，但是在相同的延时内，不同的充电电流导致电容上的过充电压是不一样的，因此，在充放电电容C1、C2上都增加了由峰值检测与保持电路、减法器电路及选通电路组成的参考电平自调节电路来使充放电电容C1、C2上的电压刚好为理论设计值，从而使振荡器的输出频率与理论值相同，提高振荡器的频率-控制电流的线性度。

图10是本发明高线性度的张弛振荡器采用具有正反馈的迟滞比较器的一种实施电路。在本实施例中，M21和M22起到正反馈作用，加快比较器的翻转，减小比较器的延时，从而可以减小充放电电容C1、C2上的电压过充量，同时由于M21和M22的存在，使得比较器具有迟滞效应，以免电容C1、C2上的电压的微小抖动导致比较器的输出产生反复翻转，使振荡器产生错误的输出信号。

图11是是图8采用带有补偿的运算放大器AMP1、AMP2及AMP3的一种实施电路。由于参考电平自调节电路中的AMP1、AMP2及AMP3都形成闭环结构，因此，图11中采用电阻R、电容C对运算放大器进行补偿，使得运算放大器具有60°的相位裕度，从而使得采用闭环结构的运算放大器能够稳定工作。在示出的实施例中，其他更改和组合是可能的，本发明并不限定在示出的几种实施例中，例如，图6的振荡电路充放电电容C1、C2虽然采用相同的充电电流源，但是可以通过在电容C1、C2接上参考电平自调节电路来使得充放电电容C1、C2具有不同的电压幅度，从而使得最终振荡器的输出波形具有不同的占空比，而且，同样消除了控制电路的延时对输出频率的影响。因此，虽然本发明已经利用特殊实施例在上面进行了描述，但是本领域的技术人员可以在权利要求的范围内进行多种更改。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种高线性度的张弛振荡器，其特征是：包括振荡电路、参考电平自调节电路和传输门选择信号产生电路，其中：

振荡电路包括电流源I，四个控制开关S1、S2、S3、S4，两个充放电电容C1、C2，两个比较器COMP1、COMP2和一个RS触发器,电流源I的负极连接电源VDD，电流源I的正极分别连接控制开关S1及S3的一端，控制开关S1的另一端连接控制开关S2的一端、充放电电容C1的一端以及比较器COMP1的同相端，充放电电容C1的另一端及控制开关S2的另一端均接地GND，控制开关S1、S2的控制端互连并与RS触发器的输出端Q连接；控制开关S3的另一端连接控制开关S4的一端、充放电电容C2的一端以及比较器COMP2的同相端，充放电电容C2的另一端及控制开关S4的另一端均接地GND，控制开关S3、S4的控制端互连并与RS触发器的输出端连接；比较器COMP1的输出端连接RS触发器的S输入端，比较器COMP2的输出端连接RS触发器的R输入端，比较器COMP1的反相端与比较器COMP2的反相端互连；

参考电平自调节电路包括峰值检测与保持电路、减法器及一对传输门TG1和TG2，峰值检测与保持电路的输入端连接振荡电路中充放电电容C1与比较器COMP1同相端的连接端，峰值检测与保持电路的输出连接减法器的一个输入端，减法器另一个输入端连接2倍的起始参考电平2Vref，传输门TG1和TG2结构相同，传输门TG1包括PMOS管M9及NMOS管M10，PMOS管M9的源极与NMOS管M10的漏极互连并连接起始参考电平Vref，PMOS管M9的漏极与NMOS管M10的源极互连，传输门TG2包括PMOS管M11及NMOS管M12，PMOS管M11的源极与NMOS管M12的漏极互连并连接减法器的输出端，PMOS管M11的漏极与NMOS管M12的源极互连并与PMOS管M9的漏极与NMOS管M10的源极互连端连接后连接至振荡电路中比较器COMP1的反相端与比较器COMP2的反相端的互连端，传输门TG1中PMOS管M10的栅极与传输门TG2中PMOS管M11的栅极互连；

传输门选择信号产生电路包括PMOS管M7、M8，电容C3及反相器INV，PMOS管M7的源极连接电源VDD，PMOS管M7的漏极连接PMOS管M8的源极，PMOS管M8的漏极与电容C3的一端及反相器INV的输入端连接，电容C3的另一端接地，PMOS管M7的栅极与PMOS管M8的栅极互连并连接偏置信号VB，电容C3的非接地端的信号为V_φ，该信号分别连接到参考电平自调节电路中传输门TG1和TG2中PMOS管M9及NMOS管M12的栅极，反相器INV的输出信号为该信号连接到参考电平自调节电路中传输门TG1中PMOS管M10的栅极与传输门TG2中PMOS管M11的栅极互连端；

通过参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路来检测振荡电路中充放电电容C1的电压峰值，求出由于比较器COMP1、COMP2和RS触发器构成的控制电路的延时导致的电容C1上的电压过充量，由于电容C1的充电电流和理论参考电平与电容C2都相同，所以电容C1和C2上的电压过充量也相同，因此把振荡电路中的比较器参考电平COMP1和COMP2减小相应的过充量作为新的参考电平来使得充放电电容C1和C2的振荡幅度刚好为理论值，传输门选择信号产生电路通过控制传输门TG1和TG2为比较器COMP1和COMP2提供起始参考电平，在新的参考电平生成后，将其传送到比较器COMP1和COMP2的反相端，而将初始参考电平与比较器COMP1和COMP2的反相端隔离。

2.根据权利要求1所述的高线性度的张弛振荡器，其特征是：

所述参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路包括运算放大器AMP1和AMP2、三极管BJT及电容C4，运算放大器AMP1的正输入端连接振荡电路中充放电电容C1与比较器COMP1同相端的连接端，运算放大器AMP1的负输入端连接三极管BJT的发射极、运算放大器AMP2的正输入端以及电容C4的一端，电容C4的另一端接地GND，三极管BJT的基极与集电极互连并连接运算放大器AMP1的输出端，运算放大器AMP2的负输入端与运算放大器AMP2的输出端互连；

所述减法器包括运算放大器AMP3和电阻R1、R2、R3及R4，电阻R1的一端连接峰值检测与保持电路中运算放大器AMP2的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端和运算放大器AMP3的负输入端，电阻R3的一端连接2倍的起始参考电平2Vref，电阻R3的另一端连接电阻R4的一端和运算放大器AMP3的正输入端，电阻R4的另一端接地，电阻R2的另一端与运算放大器AMP3的输出端以及传输门TG2中PMOS管M11的源极与NMOS管M12的漏极的互连端。

3.根据权利要求1或2所述的高线性度的张弛振荡器，其特征是：所述振荡电路中的电流源I用两个电流源I₁、I₂替换，电流源I₁、I₂的负极均连接电源VDD，电流源I₁、I₂的正极分别连接控制开关S1及S3的一端；增设一个与前述结构相同的包括峰值检测与保持电路、减法器及一对传输门TG1和TG2的参考电平自调节电路，一个参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路的输入端连接振荡电路中比较器COMP1的同相端，一对传输门TG1和TG2的输出端连接比较器COMP1的反相端，另一个参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路的输入端连接振荡电路中比较器COMP2的同相端，一对传输门TG1和TG2的输出端连接比较器COMP2的反相端。

4.根据权利要求1或2所述的高线性度的张弛振荡器，其特征是：所述振荡电路中的两个比较器COMP1、COMP2均采用具有正反馈的迟滞比较器，两个比较器COMP1、COMP2均包括PMOS管M17、M18、M25、M26、M27，NMOS管M19、M20、M21、M22、M23、M24，其中PMOS管M17、M18的栅极分别为比较器的同相Vin+及反向Vin-输入端，PMOS管M17、M18的源极互连并与PMOS管M27的漏极连接，PMOS管M27的栅极连接偏置电压Vb，PMOS管M27、M25、M26的源极均连接电源VDD，PMOS管M25、M26的栅极互连，PMOS管M25的漏极与栅极互连并连接NMOS管M23的漏极，PMOS管M26的漏极与NMOS管M24的漏极连接作为比较器的输出端Vo，NMOS管M23、M20、M22的栅极互连并与NMOS管M20、PMOS管M17的漏极、NMOS管M21的漏极连接在一起，NMOS管M22的漏极与PMOS管M18的漏极、NMOS管M19的漏极以及NMOS管M21、M19、M24的栅极连接在一起，NMOS管M19、M20、M21、M22、M23、M24的源极均接地。

5.根据权利要求2所述的高线性度的张弛振荡器，其特征是：所述参考电平自调节电路中的峰值检测与保持电路和减法器中的三个运算放大器AMP1、AMP2、AMP3均采用具有电阻R、电容C进行补偿的运算放大器，三个运算放大器AMP1、AMP2、AMP3均包括PMOS管M28、M29、M32、M34，NMOS管M30、M31、M33，电阻R、电容C；其中PMOS管M28、M29的栅极分别为运算放大器的负V-、正V+输入端，PMOS管M28、M29的源极互连并连接PMOS管M32的漏极，PMOS管M32、M34的栅极互连并连接偏置电压VB，PMOS管M32、M34的源极互连并连接电源VDD，PMOS管M28、M29的漏极分别连接NMOS管M30、M31的漏极，NMOS管M30、M31的栅极互连并连接NMOS管M30的漏极，PMOS管M34的漏极与NMOS管M33的漏极以及电容C的一端连接在一起并作为运算放大器的输出端OUT,电容C的另一端通过电阻R连接NMOS管M33的栅极、NMOS管M31的漏极及PMOS管M29的漏极，NMOS管M30、M31、M33的源极均接地。