CN103312298A - 一种提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，包括充放电电路、控制电路以及设于充放电电路与控制电路之间的浮动充放电电容，充放电电路根据控制电路的输出信号交替地给浮动充放电电容的两端进行充电和放电，控制电路检测浮动充放电电容的电压，并输出控制信号，振荡器的输出信号仅由浮动充放电电容的充电过程决定，从而减小了振荡器整个周期的延时，提高了振荡器频率-控制电流的线性度。浮动充放电电容由完全相同的电容C1、C2并联，且电容C1、C2的两极板交叉互连，使得浮动充放电电容的两端对称，减小了电容两端的微小寄生电容对振荡器输出的影响。

Description

一种提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器

技术领域

本发明涉及CMOS集成电路领域，具体涉及一种提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器。

背景技术

在超大规模集成电路中，时钟信号是必不可少的，一般地，时钟信号是由振荡器产生的，而张弛振荡器是振荡器里面应用最广的，它结构简单，成本较低，易于集成，而且功耗也相对较小。

可控的张弛振荡器是极其有用的电路，特别是在调制解调、数据存储系统中的时钟恢复等的应用。对于调制解调，为了减小失真，要求振荡器的频率-控制电流有很高的线性度，并且，最大化振荡器的频率也要求振荡器的频率-控制电流有着良好的控制线性度。在时钟恢复电路中，小的抖动对于获得更大的动态范围来说是非常重要的。

在张弛振荡器中，线性度与最大化频率都和充放电电路的开关延时有关，而充放电电路的开关延时主要由控制电路的延时决定。因此控制电路的延时越小，振荡器的线性度越高，最大频率也越大。

在张弛振荡器中，抖动是由电路本身的噪声产生的在电容的翻转阈值电平处产生的微小抖动，电容的充电速率越快，抖动对振荡器周期的影响越小。而对于振荡器的某一个特定周期，充放电电容上的振幅越大，其电容的充电速率越快，因此抖动对振荡器输出频率的影响越小。

现有的技术中，张弛振荡器有多种不同的设计，对不同设计的张弛振荡器的要求就是控制精度高和在高频时频率-控制电流仍具有良好的线性度。但现有的张弛振荡器都存在着一些不足。

图1示出了基于单个接地定时电容（timingcapacitor）的电流控制张弛振荡器，包括充电电流源I_charge、放电电流源I_discharge，充电控制开关S1、放电控制开关S2，接地的定时电容C，第一比较器COMP1、第二比较器COMP2，RS触发器。定时电容C的非接地端接第一比较器COMP1的同相输入端和第二比较器COMP2的反相输入端，同时第一比较器COMP1的反相输入端接上阈值电压VH、第二比较器COMP2的同相输入端接下阈值电压VL，第一比较器COMP1的输出端接RS触发器的S端、第二比较器COMP2的输出端接RS触发器的R端，RS触发器的输出端Q接充电控制开关S1和放电控制开关S2的控制端。充电控制开关S1和放电控制开关S2根据RS触发器的输出端Q的信号的不同而交替导通和关断，充电电流源I_charge、放电电流源I_discharge交替地给接地定时电容C充电和放电。

图1基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下：

S1)设刚开始RS触发器的输出端Q为低电平，充电控制开关S1打开、放电控制开关S2关断，充电电流源I_charge给接地定时电容C充电，当接地定时电容C上的电压上升超过上阈值电压VH时，第一比较器COMP1输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平；

S2)RS触发器的输出端Q输出高电平，充电控制开关S1关断、放电控制开关S2打开，放电电流源I_discharge开始给接地定时电容C放电，C上的电压下降，当接地定时电容C上的电压降到小于下阈值电压VL，第二比较器COMP2输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q输出低电平；

S3)RS触发器的输出端Q输出低电平，充电控制开关S1打开、放电控制开关S2关断，返回到S1)。

基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器就在上阈值电压VH和下阈值电压VL之间来回振荡。假如控制电路（图1中的COMP1、COMP2和RS触发器）的延时可以被忽略，且设I_charge=I_discharge=I，则振荡器的频率为

$f=\frac{1}{T}=\frac{I}{2C(V_H-V_L)}$       式1

从式1可以看出，如果控制电路的延时可以忽略，频率正比于控制电流I。

但是，图1所示的基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器有着许多的缺点，如有两个阈值电压需要提供；且因为有两个阈值电压的存在，使得电容电压的幅度受限；由于器件的失配，其充电电流和放电电流不可能完全精确的相等，因此，很难获得50%的占空比；更严重的是，控制电路的延时并不能忽略，接地定时电容上电压的实际波形如图2所示。由于控制电路的延时，导致接地电容C上的电压达到上阈值电压VH时，充电控制开关S1并没有关断、放电控制开关S2并没有开启，导致电容上的电压过充，电容上的电压下降时要求有同样的时间来释放过充的电荷（设I_charge=I_discharge），在这个过程中，控制电路的延时为2t_d，当接地电容C放电到接近下阈值电压VL时，同样会产生过放现象，因此，在一个周期中的总延时为T_d=4t_d，因此频率的公式（式1）修正为

$f_{\mathrm{actual}}=\frac{f_{\mathrm{ideal}}}{1+T_d{f}_{\mathrm{ideal}}}$      式2

其中f_ideal为式1中的频率，f与控制电流的关系如图3所示。

为了提高线性度和最大化振荡器的频率，必须减小一个周期中的延时T_d。

图4示出了现有技术一种较小延时T_d的带有双接地定时电容的电流控制张弛振荡器，包括电流源I₁、电流源I₂，控制开关S1、控制开关S2、控制开关S3、控制开关S4，接地的定时电容C1、接地的定时电容C2，第一比较器COMP1、第二比较器COMP2，RS触发器，且第一比较器COMP1、第二比较器COMP2的同相端分别接接地电容C1、接地电容C2，第一比较器COMP1、第二比较器COMP2的负相端接在一起并接到阈值电压V_ref。

图4带有双接地定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下：

S1)设刚开始RS触发器的输出端Q为低电平，输出端

为高电平，控制开关S1打开、控制开关S2关断，电流源I₁给接地定时电容C1充电，控制开关S3关断、控制开关S4打开，接地定时电容C2放电到GND，当接地定时电容C1上的电压上升到超过阈值电压V_ref时，第一比较器COMP1输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平，输出端

为低电平；

S2)RS触发器的输出端Q输出高电平，输出端

为低电平，控制开关S1关断、控制开关S2打开，接地定时电容C1放电到GND，控制开关S3打开、控制开关S4关断，电流源I₂给接地定时电容C2充电，当接地定时电容C2上的电压超过阈值电压V_ref时，第二比较器COMP2输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q输出低电平，输出端为高电平；

S3)RS触发器的输出端Q为低电平，输出端

为高电平，返回到S1)。

与图1的基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器相比，图4所示的带有双接地定时电容的电流控制的张弛振荡器具有改善的功能：

1）双接地定时电容张弛振荡器的充放电电容的振幅比单个接地定时电容张弛振荡器充放电电容上的振幅大，可以从接近于GND到接近电源电压之间振荡，从而可以减小抖动的影响。

2）双接地定时电容张弛振荡器只需一个阈值电压，而基于单个接地定时电容的张弛振荡器需要上阈值电压和上阈值电压。

3）双定时电容的张弛振荡器的周期仅由电容的充电过程决定。接地电容C2的充电时间决定振荡器输出高电平的时间，接地电容C1的充电时间决定振荡器输出低电平的时间。由于双接地定时电容的电流控制张弛振荡器的周期仅由电容的充电过程决定，其波形如图5所示，因此，仅有电容充电过程时的控制电路（图4中的COMP1、COMP2和RS触发器）的延时能影响到振荡器的周期，而下降过程的延时对周期不产生影响，因此整个周期的延时由单电容结构的4t_d减小到2t_d，提高电路的控制线性度和增大了电路的最大频率范围。

图4所示的带有双接地定时电容的电流控制张弛振荡器在减小延时的同时也存在不足，如电容C1和C2在制造过程中的存在着工艺偏差，导致两个电容容值并不相等，因此，使得振荡器的周期和占空比存在因工艺抖动产生的偏差，如果电容C1和C2的容值偏差大的话，那么振荡器的周期和占空比将偏差很大，因此有必要对双接地定时电容的电流控制张弛振荡器进行改进。

发明内容

针对现有技术之不足，本发明提供了一种提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，能够提高张弛振荡器的线性度和最大频率，从而提高该张弛振荡器的性能，增大其适用范围。

本发明采用如下技术方案：

一种提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，其特征在于：充放电电路、控制电路以及设于充放电电路与控制电路之间的浮动充放电电容，其中：

充放电电路包括电流源I₁、电流源I₂、电流源I₃、电流源I₄和控制开关S1、控制开关S2、控制开关S3、控制开关S4，电流源I₁的负极及电流源I₃的负极连接电源VDD，电流源I₁的正极连接控制开关S1的一端，控制开关S1的另一端连接控制开关S2的一端，控制开关S2的另一端接电流源I₂的负极，电流源I₂的正极接地GND，电流源I₃的正极接控制开关S3的一端，控制开关S3的另一端接控制开关S4的一端，控制开关S4的另一端接电流源I₄的负极，电流源I₄的正极接地GND；

浮动充放电电容包括完全相同的两个电容C1和C2并联，电容C1和C2的两极板交叉互连，即电容C1的a极板接电容C2的b极板，电容C1的b极板接电容C2的a极板，充放电电路中控制开关S1和控制开关S2的连接点连接电容C1和C2并联后的一端，控制开关S3和控制开关S4的连接点连接电容C1和C2并联后的另一端；

控制电路包括第一施密特触发器SMT1、第二施密特触发器SMT2和一个RS触发器，第一施密特触发器SMT1的输入端连接充放电电路中控制开关S3和控制开关S4的连接点，第二施密特触发器SMT2的输入端连接控制开关S1和控制开关S2的连接点，第一施密特触发器SMT1的输出连接RS触发器的S输入端，第二施密特触发器SMT2的输出连接RS触发器的R输入端，RS触发器的输出端Q连接充放电电路中控制开关S3及控制开关S4的控制端，RS触发器的输出端

连接充放电电路中控制开关S1及控制开关S2的控制端。

所述充放电电路中的电流源I₁小于电流源I₂，电流源I₃小于电流源I₄；控制电路中的第一施密特触发器SMT1和第二施密特触发器SMT2完全相同。

所述充放电电路中的电流源I₁和I₃可分别采用PMOS管M1及PMOS管M5，电流源I₂和I₄可分别采用NMOS管M4及NMOS管M8，控制开关S1、S3、S2、S4可分别采用PMOS管M2、PMOS管M6、NMOS管M3、NMOS管M7；浮动充放电电容C1和C2可采用完全相同的PMOS管M9及PMOS管M10；具体连接关系如下：PMOS管M1、M5的栅极均连接外部提供的偏置电压V_bias1，PMOS管M1、M5的源极均连接电源VDD，PMOS管M1、M5的漏极分别连接PMOS管M2、M6的源极，PMOS管M2、M6的漏极分别连接NMOS管M3、M7的漏极，NMOS管M3、M7的源极分别连接NMOS管M4、M8的漏极，NMOS管M4、M8的源极均接地GND，PMOS管M2的栅极和NMOS管M3的栅极均连接到RS触发器的输出端

PMOS管M6的栅极和NMOS管M7的栅极均连接到RS触发器的输出端Q，NMOS管M4、M8的栅极均连接外部提供的偏置电压V_bias2；PMOS管M9的栅极为电容C1的a极板，PMOS管M10的源、漏极互连为电容C2的b极板，PMOS管M10的栅极为电容C2的a极板，PMOS管M9的源、漏极互连为电容C1的b极板。此电路中，浮动充放电电容C1和C2也可以都是由第一金属层Metal1和第二金属层Metal2及其之间设置的介质层构成，电容C1的第一金属层Metal1连接电容C2的第二金属层Metal2，电容C1的第二金属层Metal2连接电容C2的第一金属层Metal1；此电路中，也可以将作为电流源I₁和I₃的PMOS管M1及PMOS管M5合并成一个PMOS管M15，PMOS管M15的源极连接电源VDD，PMOS管M15的栅极连接外部提供的偏置电压V_bias1，PMOS管M15的漏极连接PMOS管M2和M6的源极；将作为电流源I₂和I₄的NMOS管M4及NMOS管M8合并成一个NMOS管M48，NMOS管M48的漏极连接NMOS管M3和M7的源极，NMOS管M48的栅极连接外部提供的偏置电压V_bias2，NMOS管M48的源极接地GND。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

（1）本发明提供的提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，其周期仅由浮动充放电电容C1、C2的充电时间决定，类似于图5，整个周期的延时只与电容电压上升过程的延时有关，与下降过程的延时无关，因此，整个周期的延时为T_d=2t_d，减小了振荡器整个周期的延时，提高了振荡器的频率-控制电流的线性度，最大化了张弛振荡器的频率。

（2）决定振荡器输出波形的充电过程所使用的是同一个电容（完全相同的浮动电容C1和C2的并联组成一个电容），并且，采用两个完全相同的浮动电容C1和C2的不同极板交叉互连（C1的a极板接C2的b极板，C1的b极板接C2的a极板）来使电容两边完全对称，使得电流I₁和电流源I₃充电过程中的电容完全相同，从而减小电容两端的微小寄生电容对充电过程造成的影响，因此，振荡器容易获得50%的占空比。

（3）本发明提供的提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器的振幅大，最大振幅可接近电源电压，从而减小抖动对振荡器周期的影响。抖动是由电路本身的噪声产生的在电容的翻转阈值电平处产生的微小抖动，电容电压的充电速率越快，抖动对振荡器周期的影响越小。浮动充放电电容上的阈值电压可以接近电源电压，因此，浮动充放电电容的振幅很大，而对于同样的周期T，振幅越大，电容上的充电速率也越快，因此，由电路本身具有的噪声对电容的翻转阈值电压的影响也就越小，从而对振荡器的周期影响越小。

（4）采用施密特触发器来决定浮动充放电电容上的翻转阈值电平，电路结构简单，无需外部提供基准电压，并且施密特触发器在翻转时具有正反馈效应，加速翻转，从而减小控制电路的延时。

（5）增加了放电控制电流I₂和I₄，并且放电电流源I₂大于充电电流源I₁，放电电流源I₄大于充电电流源I₃，目的是为了确保在电容充电极板的电压达到翻转阈值电平之前，放电极板能够把电荷放完。增加放电控制电流源I₂和I₄是为了控制浮动充放电电容的放电速度，防止浮动充放电电容的放电过程对充电过程产生影响。

附图说明

图1是现有技术中的一种基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器；

图2是图1充放电电容C上的电压波形；

图3是图1张弛振荡器中频率-控制电流关系中传输延时的影响的曲线图；

图4是现有技术中另一种带有双接地定时电容的电流控制的张弛振荡器；

图5是图4充放电电容C1、C2及振荡器输出Q和

的波形；

图6是本发明提供的提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器；

图7是图6的一种实施方式；

图8是图7中的充放电电容C1、C2的实施方式；

图9是图8中充放电电容C1、C2的结构图；

图10是图7中的电流源的实施方式；

图11是图6中的施密特触发器的实施例1；

图12是图6中的施密特触发器的实施例2。

具体实施方式

参照图6，本发明张弛振荡器，包括充放电电路1，浮动充放电电容2，控制电路3，在充放电电路1与控制电路3之间接有浮动充放电电容2。

充放电电路1包括电流源I₁、电流源I₂、电流源I₃、电流源I₄和控制开关S1、控制开关S2、控制开关S3、控制开关S4，电流源I₁的负极及电流源I₃的负极连接电源VDD，电流源I₁的正极连接控制开关S1的一端，控制开关S1的另一端连接控制开关S2的一端，控制开关S2的另一端接电流源I₂的负极，电流源I₂的正极接地GND，电流源I₃的正极接控制开关S3的一端，控制开关S3的另一端接控制开关S4的一端，控制开关S4的另一端接电流源I₄的负极，电流源I₄的正极接地GND；

浮动充放电电容2包括完全相同的两个电容C1和C2并联，电容C1和C2的两极板交叉互连，即电容C1的a极板（正极板或上极板）接电容C2的b极板（负极板或下极板），电容C1的b极板（负极板或下极板）接电容C2的a极板（正极板或上极板），充放电电路中控制开关S1和控制开关S2的连接点连接电容C1和C2并联后的一端，控制开关S3和控制开关S4的连接点连接电容C1和C2并联后的另一端；

控制电路3包括第一施密特触发器SMT1、第二施密特触发器SMT2和一个RS触发器，第一施密特触发器SMT1的输入端连接充放电电路中控制开关S3和控制开关S4的连接点，第二施密特触发器SMT2的输入端连接控制开关S1和控制开关S2的连接点，第一施密特触发器SMT1的输出连接RS触发器的S输入端，第二施密特触发器SMT2的输出连接RS触发器的R输入端，RS触发器的输出端Q连接充放电电路中控制开关S3及控制开关S4的控制端，RS触发器的输出端连接充放电电路中控制开关S1及控制开关S2的控制端。

上述充放电电路中的电流源I₁应小于电流源I₂，电流源I₃应小于电流源I₄；控制电路中的第一施密特触发器SMT1和第二施密特触发器SMT2完全相同。

图6的工作过程如下：

S1)设刚开始RS触发器的输出端Q为低电平，输出端

为高电平，控制开关S3打开、控制开关S4关断，电流I₃流向浮动电容C1的a极板和C2的b极板，控制开关S1关断、控制开关S2打开，浮动电容C1的b极板和C2的a极板接地，当浮动电容C1的a极板和C2的b极板上的电位上升到超过SMT1的阈值电压V_SMT1时，SMT1输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平，输出端

为低电平；

S2)RS触发器的输出端Q输出高电平，输出端

为低电平，充电控制开关S1打开、控制开关S2关断，电流I₃流向浮动电容C1的b极板和C2的a极板，控制开关S3关断、控制开关S4打开，浮动电容C1的a极板和C2的b极板接地，当浮动电容C1的b极板和C2的a极板上的电位上升到超过SMT2的阈值电压V_SMT2时，SMT2输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q输出低电平，输出端

为高电平；

S3)RS触发器的输出端Q为低电平，输出端

为高电平，返回到初始状态S1)，然后依次循环。

由上面的工作过程可知，本发明提供的提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，其周期仅由浮动充放电电容C1、C2的充电时间决定，整个周期的延时只与电容电压上升过程的延时有关，而与电容电压下降过程的延时无关，因此，整个周期的延时为T_d=2t_d，减小了振荡器整个周期的延时，提高了张弛振荡器的线性度，最大化了张弛振荡器的频率。同时，采用两个完全相同的浮动电容C1和C2的不同极板交叉互连（C1的a极板接C2的b极板，C1的b极板接C2的a极板）来使电容两边完全对称，振荡器一个周期之内的充电过程的电容值完全

图7是图6的一个实施例。V_bias1是PMOS管M1、M5的偏置电压，V_bias2是NMOS管M4、M8的偏置电压，均由外部提供。PMOS管M1、PMOS管M5分别为图6振荡器中的充电电流源I₁、I₃，并且可以调节PMOS管M1和M5的宽长比来调节充电电流的大小，从而控制振荡器的周期和占空比。NMOS管M4、M8分别为图6振荡器中的放电电流源I₂、I₄，并且可以通过调节NMOS管M4和M8的宽长比来调节放电电流的大小，当然，放电电流应大于充电电流，以使充电极板达到翻转阈值电压之前，放电极板能够放完电。PMOS管M2、M6，NMOS管M3、M7都作为控制开关，分别对应于图6中的控制开关S1、S3、S2、S4。PMOS管M2、M6，NMOS管M3、M7根据RS触发器的输出信号Q和

交替给浮动充放电电容M9、M10充电和放电。在本实施例中，浮动充放电电容由PMOS管M9、M10组成的电容的两极板交互连接而成，电容M9、M10的a极板是PMOS管的栅端，b极板是PMOS管的接在一起的源、漏端。PMOS管M9和PMOS管M10完全相同，PMOS管M9的栅端接PMOS管M10的源、漏端，PMOS管M9的源、漏端接PMOS管M10的栅端。这样，浮动充放电电容的两端完全对称，在振荡器一个周期内的两次充电过程中的电容值相等，并且减小浮动电容两端的微小寄生电容对振荡器输出的影响。控制电路由第一施密特触发器SMT1、第二施密特触发器SMT2和RS触发器组成，控制浮动充放电电容的何时充电和何时放电。

图8是图7中作为浮动充放电电容PMOS管M9、M10的另一种实施例。电容C1、C2都是由第一金属层Metal1和第二金属层Metal2构成，电容C1的第一金属层Metal1极板接电容C2第二金属层Metal2极板，电容C1的第二金属层Metal2极板接电容C2的第一金属层Metal1极板，这样，浮动充放电电容的两端完全对称，减小浮动充放电电容两端的微小寄生电容对振荡器输出的影响。本实施例中的充放电电路及控制电路的连接关系与图7相同。

图9是图8中金属电容C1、C2的结构及连接示意图。金属电容C1、C2与衬底之间隔着较厚的介质层1，以尽可能地减小金属极板与衬底之间的寄生电容。金属电容C1、C2都是由金属层Metal1、Metal2构成，金属层Metal1构成电容C1、C2的下极板、金属层Metal2构成电容的上极板，金属层Metal1、Metal2之间填充介质层2进行电容截止。电容C1的金属层Metal1接电容C2的金属层Metal2，电容C1的金属层Metal2接电容C2的金属层Metal1，这样，电容C1、C2接成图8中的浮动充放电电容。

图10是图7的另一个实施例。在本实施中，将图7中作为充电电流源I₁、I₃的PMOS管M1、M5合并成同一个电流源M15，将作为放电电流源I₂、I₄的NMOS管M4、M8合并成同一个电流源M48。PMOS管M15的偏置电压为V_bias1，NMOS管M48的偏置电压为V_bias2，V_bias1、V_bias2由振荡器外部提供。放电电流源I₂、I₄整合成电流源M48，并且可以通过调节NMOS管M48的宽长比来调节放电电流的大小，充电电流源I₁、I₃整合成电流源M15，并且可以调节PMOS管M15的宽长比来调节充电电流的大小，从而控制振荡器的频率当然，如上面所述，放电电流应大于充电电流，以使充电极板达到翻转阈值电压之前，放电极板能够放完电。在本实施例中，振荡器的输出可以得到占空比为50%的方波信号，并且，充电电流完全由电流源M15供给，消除了一个周期内两个充电过程中的因充电电流失配产生的影响，同样地，放电电流由电流源M48决定，也可以使放电过程中的放电电流相同。本实施例中作为控制开关的PMOS管M2、M6，NMOS管M3、M7和作为浮动充放电电容的PMOS管M9、M10以及控制电路的连接关系同图7。

图11是本发明图6电路中的施密特触发器的实施例1。在本实施例中，该施密特触发器电路结构简单，无需外部提供基准电压，同时，正如本领域专业人员所知道的，该施密特触发器在翻转过程中具有正反馈效应，加速施密特触发器输出的翻转，减小控制电路的延时，从而提高振荡器的频率-控制电流的线性度。

图12是本发明图6电路中的施密特触发器的实施例2。在本实施例中，该施密特触发器在翻转时同样具有正反馈效应，能够加速翻转。如V_IN升高，V01输出降低，V_OUT输出升高，使M25导通，加速V01的下降，从而使V_OUT更快地上升，从而减小控制电路的延时，提高振荡器的线性度。

在以上示出的实施例中，其他更改和组合是可能的，本发明并不限定在示出的几种实施例中，例如，电流源可以采用共源共栅结构来减小电流源的失配，施密特触发器也可以采用其他具有正反馈的结构。但凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，其特征在于：包括充放电电路、控制电路以及设于充放电电路与控制电路之间的浮动充放电电容，其中：

充放电电路包括电流源I₁、电流源I₂、电流源I₃、电流源I₄和控制开关S1、控制开关S2、控制开关S3、控制开关S4，电流源I₁的负极及电流源I₃的负极连接电源VDD，电流源I₁的正极连接控制开关S1的一端，控制开关S1的另一端连接控制开关S2的一端，控制开关S2的另一端接电流源I₂的负极，电流源I₂的正极接地GND，电流源I₃的正极接控制开关S3的一端，控制开关S3的另一端接控制开关S4的一端，控制开关S4的另一端接电流源I₄的负极，电流源I₄的正极接地GND； 

浮动充放电电容包括完全相同的两个电容C1和C2并联，电容C1和C2的两极板交叉互连，即电容C1的a极板接电容C2的b极板，电容C1的b极板接电容C2的a极板，充放电电路中控制开关S1和控制开关S2的连接点连接电容C1和C2并联后的一端，控制开关S3和控制开关S4的连接点连接电容C1和C2并联后的另一端； 

控制电路包括第一施密特触发器SMT1、第二施密特触发器SMT2和一个RS触发器，第一施密特触发器SMT1的输入端连接充放电电路中控制开关S3和控制开关S4的连接点，第二施密特触发器SMT2的输入端连接控制开关S1和控制开关S2的连接点，第一施密特触发器SMT1的输出连接RS触发器的S输入端，第二施密特触发器SMT2的输出连接RS触发器的R输入端，RS触发器的输出端Q连接充放电电路中控制开关S3及控制开关S4的控制端，RS触发器的输出端                                                

连接充放电电路中控制开关S1及控制开关S2的控制端。

2.根据权利要求1所述的提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，其特征在于：充放电电路中的电流源I₁小于电流源I₂，电流源I₃小于电流源I₄ ；控制电路中的第一施密特触发器SMT1和第二施密特触发器SMT2完全相同。

3.根据权利要求1或2所述的提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，其特征在于：所述充放电电路中的电流源I₁和I₃分别采用PMOS管M1及PMOS管M5，电流源I₂和I₄分别采用NMOS管M4及NMOS管M8，控制开关S1、S3、S2、S4分别采用PMOS管M2、PMOS管M6、NMOS管M3、NMOS管M7；浮动充放电电容C1和C2采用完全相同的PMOS管M9及PMOS管M10；具体连接关系如下： PMOS管M1、M5的栅极均连接外部提供的偏置电压V_bias1，PMOS管M1、M5的源极均连接电源VDD，PMOS管M1、M5的漏极分别连接PMOS管M2、M6的源极，PMOS管M2、M6的漏极分别连接NMOS管M3、M7的漏极，NMOS管M3、M7的源极分别连接NMOS管M4、M8的漏极，NMOS管M4、M8的源极均接地GND，PMOS管M2的栅极和NMOS管M3的栅极均连接到RS触发器的输出端，PMOS管M6的栅极和NMOS管M7的栅极均连接到RS触发器的输出端Q，NMOS管M4、M8的栅极均连接外部提供的偏置电压V_bias2；

PMOS管M9的栅极为电容C1的a极板，PMOS管M10的源、漏极互连为电容C2的b极板，PMOS管M10的栅极为电容C2的a极板，PMOS管M9的源、漏极互连为电容C1的b极板。

4.根据权利要求3所述的提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，其特征在于：所述浮动充放电电容C1和C2都是由第一金属层Metal1和第二金属层Metal2及其之间设置的介质层构成，电容C1的第一金属层Metal1连接电容C2的第二金属层Metal2，电容C1的第二金属层Metal2连接电容C2的第一金属层Metal1。

5.根据权利要求3所述的提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，其特征在于：将作为电流源I₁和I₃的PMOS管M1及PMOS管M5合并成一个PMOS管M15，PMOS管M15的源极连接电源VDD，PMOS管M15的栅极连接外部提供的偏置电压V_bias1，PMOS管M15的漏极连接PMOS管M2和M6的源极；将作为电流源I₂和I₄的NMOS管M4及NMOS管M8合并成一个NMOS管M48，NMOS管M48的漏极连接NMOS管M3和M7的源极，NMOS管M48的栅极连接外部提供的偏置电压V_bias2，NMOS管M48的源极接地GND。

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