CN104901652A - 可精确控制占空比的振荡器电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，通过采用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。由于在升压芯片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控的占空比可控振荡电路可以有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了芯片的面积，降低了芯片成本。
Description
技术领域
本发明涉及振荡器电路技术领域，尤其涉及一种可精确控制占空比的振荡器电路。
背景技术
目前市场上的同类技术是通过对电容充电的技术来实现OSC（oscillator 振荡器），如图1所示，现有技术中控制占空比的振荡器电路是利用电压比较，产生脉冲信号，然后经过占空比逻辑产生电路产生固定占空比的信号。
其中，I1为充电电流，其一端接电源电压，另一端接电容CAP1正端，比较器COMP的正端接CAP1正端，负端接基准电压VREF，输出端接到占空比逻辑产生电路的输入端，占空比逻辑产生电路的输出会产生所要的方波，占空比逻辑产生电路的作用是根据前面电路生成的脉冲信号合成固定占空比的方波信号；NMOS在这里作为泄放通路，漏极接电容CAP1正端，栅极接比较器COMP的输出端，衬底和源极接地，电容CAP1的负端接地。
图1所示电路，假设初始状态电容上的电压为0，此时比较器COMP的输出为0，即低电平，这时候充电电路I1的电流开始对电容CAP1充电，充电时间由电流大小和电容大小决定，当充电电压超过VREF后，比较器COMP输出电压变为1，即高电平，泄放通路NMOS打开，此时电容CAP1通过泄放通路NMOS放电，比较器COMP输出一个占空比很小的方波，再将此方波送入到占空比逻辑控制电路，输出我们想要的波形。
但是，上述电路占空比逻辑电路设计复杂，采用RC电路产生延时模块形成占空比，占用了大量的面积，成本高，精度差，无法实现高精度高频率的占空比可调振荡电路。
发明内容
为此，本发明所要解决的技术问题是：提供一种可精确控制占空比的振荡器电路，以实现对高低电平脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，精确控制占空比。
于是，本发明提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，包括：充电电流I1的正端接电源正端，充电电流I1的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流I2的正端接电源正端，充电电流I2的负端开关SWITCH2的正端，开关SWITCH2的负端接开关SWITCH1的正端，开关SWITCH1的正端连接充电电容CAP1的正端，开关SWITCH1的负端连接充电电容CAP2的正端，充电电容CAP1和充电电容CAP2的负端均接地，开关SWITCH1为由SWITCH1信号高电平打开的开关，开关SWITCH2为由SWITCH2信号高电平打开的开关，比较器COMP的正端接充电电容CAP1正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端接触发器DFF的时钟信号端；泄放通路NMOS管的漏端接充电电容CAP1的正端，栅极接比较器COMP的输出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出Q非端产生用于控制开关SWITCH2的SWITCH2信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开关SWITCH1的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电路BUFF的输出端接外部电路。
其中，所述触发器DFF为具有锁存功能的D触发器。
假设充电电流I2为充电电流I1的a倍，充电电容CAP2为充电电容CAP1的b倍，输出缓冲电路BUFF的输出端CLK输出的占空比频率 。
其中，所述基准电压VREF、充电电流I1和充电电流I2由带隙基准电压产生。
所述充电电流I1和充电电流I2由MOS管P0，MOS管P1，MOS管P2和MOS管P3组成的电流镜构成，MOS管P0的栅极接偏置电压vb0，漏极接MOS管P1的源极，衬底和源极接电源电压VDD，MOS管P1的栅极接偏置电压vb1，源极接MOS管P0的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管N1的漏极，MOS管P2的栅极接偏置电压vb0，漏极接MOS管P3的源极，衬底和源极接电源电压VDD，MOS管P3的栅极接偏置电压vb1，源极接MOS管P2的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管N2的漏极，所述开关SWITCH1和开关SWITCH2的开关电流由MOS管N0，MOS管N1，MOS管N2和MOS管N3组成的开关电流都成，MOS管N0的栅极接触发器DFF的输出Q非端，漏极接MOS管N2的漏极，源极接MOS管N1的漏极，衬底接地，MOS管N1的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极和衬底接地，漏极接MOS管P1的漏极，MOS管N2的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极接MOS管N3的漏极，衬底接地，漏极接MOS管P3的漏极，MOS管N3的栅极接触发器DFF的输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接MOS管N2的源极， MOS管N3的漏极接充电电容CAP1的正端，MOS管N2的漏极接充电电容CAP2的正端。
本发明所述可精确控制占空比的振荡器电路，通过采用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。
由于在升压芯片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控的占空比可控振荡电路可以有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了芯片的面积，降低了芯片成本。
附图说明
图1为现有技术中控制占空比的振荡器电路；
图2为本发明实施例所述可精确控制占空比的振荡器电路结构示意图；
图3为CLK信号与VCAP之间的图形关系示意图；
图4为图2所示电路的一个具体实施例；
图5为图2所示电路的又一个具体实施例。
具体实施方式
下面，结合附图对本发明进行详细描述。
如图2所示，本实施例提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，其中，充电电流I1的正端接电源正端，充电电流I1的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流I2的正端接电源正端，充电电流I2的负端开关SWITCH2的正端，开关SWITCH2的负端接开关SWITCH1的正端，开关SWITCH1的正端连接充电电容CAP1的正端，开关SWITCH1的负端连接充电电容CAP2的正端，充电电容CAP1和充电电容CAP2的负端均接地，开关SWITCH1为由SWITCH1信号高电平打开的开关，开关SWITCH2为由SWITCH2信号高电平打开的开关，比较器COMP的正端接充电电容CAP1正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端接触发器DFF的时钟信号端；泄放通路NMOS管的漏端接充电电容CAP1的正端，栅极接比较器COMP的输出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出Q非端产生用于控制开关SWITCH2的SWITCH2信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开关SWITCH1的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电路BUFF的输出端接外部电路。
本实施例中触发器DFF为具有锁存功能的D触发器。
上述电路的工作原理是：假设初始充电电容CAP1上的电压为0，开关SWITCH1为高电平打开状态，开关SWITCH2为低电平关闭状态，此时比较器COMP的输出为0，触发器DFF锁存原始状态SWITCH1，输出缓冲电路输出端CLK为1，充电电流I1对充电电容CAP1和充电电容CAP2充电，此为小电流对大电容充电，充电时间较长，当充电电容CAP1上的电压充到大于基准电压VREF的时候，比较器输出高电平，使得NMOS打开，CAP1和CAP2电容放电到0，比较器COMP的输出重新变为0，在这过程中触发器DFF收到高电平脉冲，输出翻转，开关SWITCH1变为0，开关SWITCH2变为1，开关SWITCH1关闭，开关SWITCH2打开，此时充电电流I1和充电电流I2同时对充电电容CAP1充电，此为大电流对小电容充电，充电时间较快，当充电电容上的电压达到基础电压VREF时候，比较器COMP的输出变为1，此时比较器DFF的输出再次翻转，此为输出缓冲电路输出端产生的CLK信号的一个产生周期，也就是所述可精确控制占空比的振荡器电路的一个占空比产生周期。
可见，利用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK信号高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了背景技术中所述的占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。
具体的，图2所示电路将一个CLK周期分为两个小周期，即高电平产生周期和低电平产生周期，利用D触发器来实现高低电平所占用的时间。假设充电电流I2为充电电流I1的a倍，充电电容CAP2为充电电容CAP1的b倍，当开关SWITCH1打开，SWITCH2关闭时，利用充电电流I1对（1+b）倍的充电电容CAP1充电，这时候缓慢充电形成CLK信号的T1阶段，当充电电容CAP1上的电压充到基准电压VREF的时候形成一个高电平脉冲，使得触发器DFF翻转，开关SWICTH1关闭，开关SWITCH2打开，进入（1+a）I1电流对充电电容CAP1的电容充电过程，形成快速充电，形成CLK信号的T2阶段，如图3所示的CLK信号与VCAP之间的图形关系，其中VCAP为充电电容CAP1上的电压值。
上述的来回充电过程，可以形成占空比由a，b控制的可控占空比电路。占空比频率为
以a=4，b=3为例，初始状态假设开关SWITCH1为高电平，开关SWITCH2为低电平，此时充电电流I1对4CAP1充电，如图3所示，VCAP电压缓慢上升，当达到基准电压VREF电压值时，比较器COMP输出高电平脉冲，对电容快速放电，慢充时间为T1，触发器DFF翻转，此时开关SWITCH1为低电平，开关SWITCH2为高电平，5 I1对充电电容CAP1充电，VCAP电压快速上升，当达到基准电压VREF电压值时，比较器COMP再次输出高电平脉冲，电容快速放电，触发器DFF翻转。
图4所示电路为本实施例一实际应用电路，它利用带隙基准电压产生基准电压VREF电压、充电电路I1偏置电流和充电电路I2偏置电流，既保证了充电电流和比较电压，又减小了温度对振荡器的干扰。
图5所示电路为本实施例又一实际应用电路，图2中所示充电电流I1和充电电流I2由MOS管P0，MOS管P1，MOS管P2和MOS管P3组成的电流镜构成，MOS管P0的栅极接偏置电压vb0，漏极接MOS管P1的源极，衬底和源极接电源电压VDD，MOS管P1的栅极接偏置电压vb1，源极接MOS管P0的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管N1的漏极，MOS管P2的栅极接偏置电压vb0，漏极接MOS管P3的源极，衬底和源极接电源电压VDD，MOS管P3的栅极接偏置电压vb1，源极接MOS管P2的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管N2的漏极，图2中所示开关SWITCH1和开关SWITCH2的开关电流由MOS管N0，MOS管N1，MOS管N2和MOS管N3组成的开关电流都成，MOS管N0的栅极接触发器DFF的输出Q非端，漏极接MOS管N2的漏极，源极接MOS管N1的漏极，衬底接地，MOS管N1的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极和衬底接地，漏极接MOS管P1的漏极，MOS管N2的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极接MOS管N3的漏极，衬底接地，漏极接MOS管P3的漏极，MOS管N3的栅极接触发器DFF的输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接MOS管N2的源极， MOS管N3的漏极接充电电容CAP1的正端，MOS管N2的漏极接充电电容CAP2的正端。
比较器COMP正端接MOS管N2的漏极，负端接基准电压VREF，输出端接触发器DFF的时钟输入端；触发器DFF时钟输入端接比较器COMP的输出端，触发器DFF输入D端接到输出Q非端形成SWITCH2信号，触发器DFF输出Q端接输出缓冲电路BUFF的输入端，触发器DFF输出Q非端接MOS管N3的栅极；输出缓冲电路BUFF输出端接外部电路。
假设初始充电电容CAP1上的VCAP电压值为0，开关SWITCH1为高电平，MOS管N1和MOS管N2打开，开关SWITCH2为低电平，MOS管N0和MOS管N3关闭，此时比较器COMP输出为0，触发器DFF锁存原始状态SWITCH1，CLK为1，MOS管P2和MOS管P3组成的电流源对充电电容CAP1和充电电容CAP2充电，此为小电流对大电容充电，充电时间较长，当充电电容CAP1电压充到大于基准电压VREF的时候，比较器COMP输出高电平1，使得MOS管N4打开，充电电容CAP1和充电电容CAP2电容迅速放电到0，比较器COMP输出重新变为低电平0，在这过程中触发器DFF收到高电平脉冲，输出翻转，开关SWITCH1变为0，开关SWITCH2变为1，MOS管N 1和MOS管N2关闭，MOS管N0和MOS管N3打开，开始MOS管P0和MOS管P1、MOS管P2和MOS管P3两路电流同时对充电电容CAP1充电，此时是大电流对小电容充电，充电时间较快，当充电电压达到基准电压VREF时候，比较器COMP输出变为1，使得触发器DFF输出再次翻转，此为一个CLK产生周期。此时，其中T为充（放）电时间，C为充电电容值大小，V为电容两端电压变化值，I为充（放）电电流大小。
本发明实施例所述电路采用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。
由于在升压芯片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控的占空比可控振荡电路可以有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了芯片的面积，降低了芯片成本。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1. 一种可精确控制占空比的振荡器电路，其特征在于，包括：充电电流I1的正端接电源正端，充电电流I1的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流I2的正端接电源正端，充电电流I2的负端开关SWITCH2的正端，开关SWITCH2的负端接开关SWITCH1的正端，开关SWITCH1的正端连接充电电容CAP1的正端，开关SWITCH1的负端连接充电电容CAP2的正端，充电电容CAP1和充电电容CAP2的负端均接地，开关SWITCH1为由SWITCH1信号高电平打开的开关，开关SWITCH2为由SWITCH2信号高电平打开的开关，比较器COMP的正端接充电电容CAP1正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端接触发器DFF的时钟信号端；泄放通路NMOS管的漏端接充电电容CAP1的正端，栅极接比较器COMP的输出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出Q非端产生用于控制开关SWITCH2的SWITCH2信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开关SWITCH1的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电路BUFF的输出端接外部电路。
2. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，所述触发器DFF为具有锁存功能的D触发器。
3. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，充电电流I2为充电电流I1的a倍，充电电容CAP2为充电电容CAP1的b倍，输出缓冲电路BUFF的输出端CLK输出的占空比频率 。
4. 根据权利要求1至3任意一项所述的振荡器电路，其特征在于，所述基准电压VREF、充电电流I1和充电电流I2由带隙基准电压产生。
5. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，所述充电电流I1和充电电流I2由MOS管P0，MOS管P1，MOS管P2和MOS管P3组成的电流镜构成，MOS管P0的栅极接偏置电压vb0，漏极接MOS管P1的源极，衬底和源极接电源电压VDD，MOS管P1的栅极接偏置电压vb1，源极接MOS管P0的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管N1的漏极，MOS管P2的栅极接偏置电压vb0，漏极接MOS管P3的源极，衬底和源极接电源电压VDD，MOS管P3的栅极接偏置电压vb1，源极接MOS管P2的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管N2的漏极，所述开关SWITCH1和开关SWITCH2的开关电流由MOS管N0，MOS管N1，MOS管N2和MOS管N3组成的开关电流都成，MOS管N0的栅极接触发器DFF的输出Q非端，漏极接MOS管N2的漏极，源极接MOS管N1的漏极，衬底接地，MOS管N1的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极和衬底接地，漏极接MOS管P1的漏极，MOS管N2的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极接MOS管N3的漏极，衬底接地，漏极接MOS管P3的漏极，MOS管N3的栅极接触发器DFF的输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接MOS管N2的源极， MOS管N3的漏极接充电电容CAP1的正端，MOS管N2的漏极接充电电容CAP2的正端。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Application publication date: 20150909 |
|
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |