CN203537351U - 振荡器电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种振荡器电路，包括：第一电流源、第二电流源、开关、电容、第一比较器、第二比较器、反相器和触发器；其中，第一电流源、第二电流源、开关和电容构成充放电支路，触发器的反相输出端连接开关的控制端，触发器通过控制开关的断开和闭合，控制电容的充电和放电。由于在充放电支路上仅保留了一个开关，并且开关断开时电容处于充电状态，开关闭合时电容处于放电状态。因此，本实用新型只需要控制一个开关就可以使振荡器电路正常工作，实现了在不增加振荡器电路复杂度的情况下，电容充放电过程的连续。同时，本实用新型在双比较器结构中，输入端采用相同的接法，有效降低了在振荡器频率较高的时候产生回程噪声对基准电压值的影响。

Description

振荡器电路

技术领域

本实用新型涉及振荡器技术领域，更具体地说，涉及一种振荡器电路。

背景技术

振荡器通常通过电流对电容的充放电产生振荡频率，参见图1，现有技术公开的一种振荡器电路的电路框图，振荡器电路包括：第一电流源I1、第二电流源I2、第一开关SW1、第二开关SW2、电容C、第一比较器COMP1、第二比较器COMP2和触发器SR；第一电流源I1的输入端连接电源VDD，输出端连接第一开关SW1的输入端，第一开关SW1的输出端连接第二开关SW2的输入端，第二开关SW2的输出端连接第二电流源I2的输入端，第二电流源I2的输出端连接接地端，电容C的正极板连接第一开关SW1的输出端，负极板连接接地端，第一比较器COMP1的正输入端和第二比较器COMP2的负输入端均连接电容C的正极板，第一比较器COMP1的负输入端连接高电压基准值VrefH，第一比较器COMP1的输出端连接触发器SR的置位端S，第二比较器COMP2的正输入端连接低电压基准值VrefL，第二比较器COMP2的输出端连接触发器SR的复位端R，触发器SR的正相输出端Q，分别与第一开关SW1的控制端和第二开关SW2的控制端连接，以将正相输出端Q输出的时钟脉冲CLK，分别输出至第一开关SW1的控制端和第二开关SW2控制端，其中，触发器SR的反相输出端

不输出时钟脉冲。电容C充放电具体过程：当时钟脉冲CLK为高电平时，说明电容C的正极板电压较大，此时，第一开关SW1断开，第二开关SW2闭合，电容C放电，由此使得时钟脉冲CLK降为低电平，此时，第一开关SW1闭合，第二开关SW2断开，电容C充电，即通过时钟脉冲CLK控制两个开关的断开和闭合来控制电容C的充电和放电。其中，图1公开的电路框图采用双比较器结构与基准电压进行比较来产生振荡频率。

但是，当时钟脉冲CLK高低电平相转换的瞬间，容易出现第一开关SW1和第二开关SW2同时闭合或者同时断开的情况，导致电容C既不充电也不放电。为避免这种情况的发生，保证电容C充放电过程连续，就需要对两个开关的控制做比较合适的时序，因此，增加了电路的复杂程度。而且，双比较器输入端接法的不同，还可能导致在振荡器频率较高的时候产生的回程噪声影响基准电压值。所以如何在不增加振荡器电路复杂度的情况下，保证电容C充放电过程连续，并降低回程噪声对基准电压值的影响，是本领域技术人员亟待解决的问题。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型提供一种振荡器电路，以实现在不增加振荡器电路复杂度的情况下，保证电容充放电过程的连续，并降低回程噪声对基准电压值的影响。

一种振荡器电路，包括：第一电流源、第二电流源、开关、电容、第一比较器、第二比较器、反相器和触发器；

所述第一电流源的输入端连接电源，所述第一电流源的输出端连接所述开关的输入端，所述开关的输出端连接所述第二电流源的输入端，所述第二电流源的输出端连接接地端；

所述电容的正极板连接所述第一电流源的输出端，负极板连接接地端；

所述第一比较器的正输入端连接低电压基准值，负输入端连接所述电容的正极板，输出端连接所述触发器的置位端；

所述第二比较器的正输入端连接高电压基准值，负输入端连接所述电容的正极板，输出端连接所述反相器的输入端，所述反相器的输出端连接所述触发器的复位端；

所述触发器的反相输出端连接所述开关的控制端，所述触发器通过控制所述开关的断开和闭合，控制所述电容的充电和放电。

优选的，还包括：钳位电路；

所述钳位电路的输出端与所述第二电流源的输入端连接，以使所述第二电流源的电压值维持在一个稳定的电压值。

优选的，所述第一电流源包括：基准电流源、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；

所述基准电流源的输入端连接所述电源，所述基准电流源的输出端连接所述第一开关管的输入端；

所述第一开关管的控制端分别连接所述第一开关管的输入端、所述第二开关管的控制端，所述第一开关管的输出端连接接地端；

所述第二开关管的输出端连接接地端；

所述第三开关管的输入端连接所述电源，所述第三开关管的输出端连接所述第二开关管的输入端，所述第三开关管的控制端连接所述第三开关管的输出端；

所述第四开关管的输入端连接所述电源，所述第四开关管的控制端连接所述第三开关管的控制端，所述第四开关管的输出端连接所述开关的输入端。

优选的，所述第二电流源包括：所述基准电流源、所述第一开关管和第五开关管；

所述第五开关管的控制端连接所述基准电流源和所述第一开关管的公共端，所述第五开关管的输入端连接所述开关的输出端，所述第五开关管的输出端连接接地端。

优选的，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述第五开关管均为MOS管。

优选的，所述第一开关管、所述第二开关管和所述第五开关管均为NMOS管，所述第三开关管和所述第四开关管均为PMOS管。

优选的，所述钳位电路包括：第六开关管和第七开关管；

所述第六开关管的输入端连接所述电源，所述第六开关管的控制端连接所述第六开关管的输出端；

所述第七开关管的输入端连接第六开关管的输出端，所述第七开关管的输出端作为所述钳位电路的输出端连接所述第二电流源的输入端，所述第七开关管的控制端连接所述触发器的正相输出端。

优选的，所述第六开关管和所述第七开关管均为MOS管。

优选的，所述开关为MOS管。

优选的，所述第一比较器和所述第二比较器均为一级比较器。

从上述的技术方案可以看出，本实用新型提供了一种振荡器电路，包括：第一电流源、第二电流源、开关、电容、第一比较器、第二比较器、反相器和触发器；其中，第一电流源、第二电流源、开关和电容构成充放电支路，触发器的反相输出端连接开关的控制端，触发器通过控制开关的断开和闭合，控制电容的充电和放电。由于在充放电支路上仅保留一个开关，并且开关断开时电容处于充电状态，开关闭合时电容处于放电状态。因此，本实用新型只需要控制一个开关就可以使振荡器电路正常工作，实现了在不增加振荡器电路复杂度的情况下，电容充放电过程的连续。同时，本实用新型在双比较器结构中，输入端采用相同的接法，有效降低了在振荡器频率较高的时候产生的回程噪声对基准电压值的影响。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术公开的一种振荡器电路的电路框图；

图2为本实用新型实施例公开的一种振荡器电路的电路框图；

图3（a）为本实用新型实施例公开的一种振荡器电路中时钟脉冲CLK的波形图；

图3（b）为本实用新型实施例公开的一种振荡器电路中有钳位电路时流过第一开关SW1的电流波形图；

图3（c）为本实用新型实施例公开的一种振荡器电路中无钳位电路时流过第一开关SW1的电流波形图；

图4为本实用新型实施例公开的一种振荡器电路的电路原理图；

图5为本实用新型实施例公开的一种产生参考电压的电路原理图；

图6为本实用新型实施例公开的一种比较器的电路原理图；

图7（a）为本实用新型实施例公开的一种电压基准值都接入两个比较器正输入端的参考电压Vref波形图；

图7（b）为现有技术公开的一种电压基准值一个接入比较器正输入端一个接入比较器负输入端的参考电压Vref波形图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

参见图2，本实用新型实施例公开了一种振荡器电路的电路框图，振荡器电路包括：第一电流源I1、第二电流源I2、开关SW、电容C、第一比较器COMP1、第二比较器COMP2、反相器INV和触发器SR；

其中，

第一电流源I1的输入端连接电源VDD，第一电流源I1的输出端连接开关SW的输入端，开关SW的输出端连接第二电流源I2的输入端，第二电流源I2的输出端连接接地端；

电容C的正极板连接第一电流源I1的输出端，负极板连接接地端；

第一比较器COMP1的正输入端连接低电压基准值VrefL，负输入端连接电容C的正极板，输出端连接触发器SR的置位端S；

第二比较器COMP2的正输入端连接高电压基准值VrefH，负输入端连接电容C的正极板，输出端连接反相器INV的输入端，反相器INV的输出端连接触发器SR的复位端R；

触发器SR的反相输出端连接开关SW的控制端，触发器SR通过控制开关SW的断开和闭合，控制电容C的充电和放电。

需要说明的一点是，图2中仅标出一个反相器INV，由于两个反相器INV串联得到的最终信号仍然是正相的，因此，在图2中的任何点上，如果需要驱动负载可以串入偶数个反相器INV。

具体的，触发器SR的反相输出端

通过向开关SW输出时钟脉冲CLK控制开关SW的断开和闭合，进而控制电容C的充电和放电。

电容C充放电具体过程：当时钟脉冲CLK为高电平时，说明电容C的正极板电压较大，此时，开关SW闭合，电容C放电，B点电位逐渐下降，第一电流源I1和第二电流源I2对电容C的放电电流为I2-I1；由此使得时钟脉冲CLK降为低电平，此时，开关SW断开，电容C充电，B点电位逐渐上升，第一电流源I1对电容C的充电电流为I1。由此，通过时钟脉冲CLK控制两个开关的断开和闭合，实现了对电容C的充电和放电的控制。

需要说明的一点是，为实现对电容C的充放电，第二电流源I2产生的电流I2需始终大于第一电流源I1产生的电流。

综上可以看出，第一电流源I1、第二电流源I2、开关SW和电容C构成充放电支路，触发器SR的反相输出端

连接开关SW的控制端，因此触发器SR通过控制开关SW的断开和闭合，可以控制电容C的充电和放电。由于在充放电支路上仅保留了开关SW，并且开关SW断开时电容C处于充电状态，开关SW闭合时电容C处于放电状态。因此，本实用新型只需要控制一个开关就可以使振荡器电路正常工作，实现了振荡器电路基本不变的情况下，电容充放电过程的连续。同时，相对于现有技术而言，本实用新型提供的振荡器电路由于只需控制一个开关就可以使电路正常工作，因此，大大简化了开关的控制时序，使得电路更加简单，整体的版图面积也更小。

并且，本实用新型在双比较器结构中，输入端采用相同的接法，因此有效降低了在振荡器频率较高的时候产生的回程噪声对基准电压值的影响。

为进一步优化上述实施例，本实用新型提供的振荡器电路还包括：钳位电路01；

钳位电路01的输出端与第二电流源I2的输入端连接，以使第二电流源I2的电压值维持在一个稳定的电压值。

在本实施例中，钳位电路01的电压控制在高电压基准值VrefH和低电压基准值VrefL之间，由此可以有效避免由于A点电位在高电位和0电位（或是略高于0电位的某个不确定低电位）之间切换，而导致开关SW断开和闭合过程产生较大毛刺、电流过冲和噪声的情况。

具体参见图3（a）为振荡器电路中时钟脉冲CLK的波形图，图3（b）为振荡器电路中有钳位电路时流过开关SW的电流波形图，图3（c）为振荡器电路中无钳位电路时流过开关SW的电流波形图，其中，图3（a）、图3（b）和图3（c）中的横坐标均是时间，单位：微秒（us），纵坐标为电流，单位：微安培（uA）。从3个图中可以看出，在开关SW闭合的瞬间，也就是图3（a）中时钟脉冲CLK由低到高的瞬间，图3（b）中该点的坐标为M1（31.49us，25.68uA），图3（c）在该点的坐标为M0（31.49us，129.5uA），即图3（b）中的电流过冲仅为25.68uA，图3（c）中的电流过冲则达到了129.5uA，因此，钳位电路01能够有效减小开关SW的过流脉冲。

与图2公开的实施例相对应，参见图4，本实用新型实施例公开了一种振荡器电路的电路原理图，具体的：

第一电流源I1包括：基准电流源IBias、第一开关管MN1、第二开关管MN2、第三开关管MP3和第四开关管MP4；

其中，

基准电流源IBias的输入端连接电源VDD，基准电流源IBias的输出端连接第一开关管MN1的输入端；

第一开关管MN1的控制端分别连接第一开关管MN1的输入端、第二开关管MN2的控制端，第一开关管MN1的输出端连接接地端；

第二开关管MN2的输出端连接接地端；

第三开关管MP3的输入端连接电源VDD，第三开关管MP3的输出端连接第二开关管MN2的输入端，第三开关管MP3的控制端连接第三开关管MP3的输出端；

第四开关管MP4的输入端连接电源VDD，第四开关管MP4的控制端连接第三开关管MP3的控制端，第四开关管MP4的输出端连接开关SW的输入端。

本领域技术人员可以理解的是，第一开关管MN1和第二开关管MN2为镜像结构，第三开关管MP3和第四开关管MP4也为镜像结构，第一电流源I1由基准电流源IBias镜像得到，因此，通过镜像比例的不同，可以改变电容C的充电电流。

同理，第二电流源I2包括：基准电流源IBias、第一开关管MN1和第五开关管MN5；

第五开关管MN5的控制端连接基准电流源IBias和第一开关管MN1的公共端，第五开关管MN5的输入端连接开关SW的输出端，第五开关管MN5的输出端连接接地端。

本领域技术人员可以理解的是，第一开关管MN1和第五开关管MN5为镜像结构，第二电流源I2由基准电流源IBias镜像得到，因此，通过镜像比例的不同，可以改变电容C的放电电流。

需要说明的一点是，第一开关管MN1、第二开关管MN2、第三开关管MP3、第四开关管MP4和第五开关管MN5均为MOS管，并且，第一开关管MN1、第二开关管MN2和第五开关管MN5均为NMOS管，第三开关管MP3和第四开关管MP4均为PMOS管。

在图4中，钳位电路01包括：第六开关管MP6和第七开关管MN7；

其中，

第六开关管MP6的输入端连接电源VDD，第六开关管MP6的控制端连接第六开关管MP6的输出端；

第七开关管MN7的输入端连接第六开关管MP6的输出端，第七开关管MN7的输出端作为钳位电路01的输出端连接第二电流源I2的输入端（图4提供的实施例中，第七开关管MN7的输出端具体连接第五开关管MN5的输入端），第七开关管MN7的控制端连接触发器SR的正相输出端Q，第七开关管MN7依据触发器SR的正相输出端Q输出的反相时钟脉冲的高低电平，进行导通和关断。

需要说明的一点是，第六开关管MP6和第七开关管MN7均为MOS管，且第六开关管MP6为PMOS管，第七开关管MN7为NMOS管。

其中，钳位电路01中二极管接法的PMOS管（即第六开关管MP6）的数量并不局限于一个，它可以根据A点需要钳位的电压值进行修正，并且，采用二极管接法的NMOS管或是电阻也可以达到图4所示钳位电路01的效果。

上述各个实施例中，开关SW也可以为MOS管，具体可以为NMOS管。

在图4提供的实施例中，第一电流源I1产生的电流和第二电流源I2产生的电流，都镜像的同一路电流，即基准电流源IBias输出的电流，因此，通过调整第一电流源I1和第二电流源I2镜像的比例，就可以控制充放电的斜率，从而调整触发器SR输出的时钟脉冲CLK的占空比。另外，第一电流源I1输出的电流I1、第二电流源I2输出的电流I2也可以根据温度补偿的需要采用不同的电流加减得到，这在电路中采用不同温度系统的电流源进行镜像可以很容易的得到，因此不再赘述。

结合图2和图4，电路的具体工作原理如下：

假设该电路在电源VDD启动过程中，所有的节点都为低电位，则电源VDD启动过程中，基准电流源IBias开始建立，基准电流源IBias开始有电流，而此时由于触发器SR的反相输出端

输出的时钟脉冲CLK为低电位，因此，开关SW不导通，第一电流源I1对电容C充电，在此充电过程中，第一比较器COMP1、第二比较器COMP2、低电压基准值VrefL和高电压基准值VrefH均建立完成，此时，电容C的正极板B点电位较低，因此，第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的输出均为高电平，触发器SR的置位端S输入为高电平，复位端R输入为低电平，由此，触发器SR的正相输出端Q输出的反相时钟脉冲CLKB为高电平，反相输出端

输出的时钟脉冲CLK为低电平；此时开关SW保持断开，第一电流源I1继续对电容C充电，电容C的正极板B点电位继续充电升高；第七开关管MN7导通，A点电位被上拉到需要钳位的电路。

当B点电位高于低电压基准值VrefL，低于高电压基准值VrefH时，第一比较器COMP1输出低电平，第二比较器COMP2的输出高电平，触发器SR的置位端S输入为低电平，复位端R输入为低电平，触发器SR的正相输出端Q和反相输出端维持原来的状态，第一电流源I1继续对电容C充电，电容C的正极板B点电位继续充电升高。

当B点电位高于高电压基准值VrefH时，第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的输出均为低电平，触发器SR的置位端S输入为低电平，复位端R输入为高电平，由此，触发器SR的正相输出端Q输出的反相时钟脉冲CLKB为低电平，反相输出端

输出的时钟脉冲CLK为高电平，此时，开关SW闭合，电容C放电，放电电流为I2-I1，B点电位逐渐下降；第七开关管MN7则断开，A点电位不再被钳位，而是先被拉到和B点相同的电位，然后随B点电位一起下降。

当B点电位低于高电压基准值VrefH，仍然高于低电压基准值VrefL时，第一比较器COMP1输出低电平，第二比较器COMP2输出高电平，触发器SR的置位端S输入为低电平，复位端R输入为低电平，触发器SR的正相输出端Q和反相输出端

维持原来的状态，电容C继续放电，B点电位继续下降。

当B点电位低于低电压基准值VrefL时，第一比较器COMP1和第二比较器COMP2的输出均为高电平，触发器SR的置位端S输入为高电平，复位端R输入为低电平，由此，触发器SR的正相输出端Q输出的反相时钟脉冲CLKB为高电平，反相输出端

输出的时钟脉冲CLK为低电平；此时，开关SW断开，第一电流源I1对电容C充电，B点电位逐渐上升，第七开关管MN7闭合，又将A点拉回到钳位电压。

由此周而复始，B点电位在充放电电流和两个比较器的作用下，始终在高电压基准值VrefH和低电压基准值VrefL之间连续线性变化，触发器SR的反相输出端

输出的时钟脉冲CLK产生了频率和占空比都与之相关的时钟，从而实现了振荡器产生振荡频率的功能。

其中，初始状态并不是所有的节点都为低电平时，则振荡器经过几个周期后回到正常的充放电循环中，从而实现振荡器产生振荡频率的功能。

需要说明的一点是，在双比较器结构中，如果输入端的接法不同，有可能在振荡器频率较高的时候产生回程噪声，从而影响基准电压值。因此本实用新型为避免这种情况的发生，参考电压（即高电压基准值VrefH和低电压基准值VrefL）均接到双比较器的正输入端，以降低回程噪声对参考电压的影响。

参见图5，本实用新型公开的一种产生参考电压的电路原理图，包括：基准电流源IBias、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1和第二电容C2；

其中，基准电流源IBias的输入端连接电源VDD，基准电流源IBias的输出端通过串联连接的第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4连接接地端；

第二电阻R2和第三电阻R3公共端对地的电压为参考电压Vref；

第一电容C1的正极板连接第一电阻R1和第二电阻R2的公共端，负极板连接接地端，第一电容C1构成的支路用于产生高电压基准值VrefH；

第二电容C2的正极板连接第三电阻R3和第四电阻R4的公共端，负极板连接接地端，第二电容C2构成的支路用于产生低电压基准值VrefL。

需要说明的一点是，上述各实施例中，第一比较器COMP1和第二比较器COMP2均为一级比较器，且两个比较器均采用五管单元运放结构（参见图6），如果运放结构有改变，则两个比较器的接法也需要相应的调整。

参见图6，本实用新型公开的一种比较器的电路原理图，比较器包括：电流源IB、第十一开关管MP11、第十二开关管MP12、第十三开关管MP13、第十四开关管MP14、第十五开关管MN15和第十六开关管MN16；

其中，

第十四开关管MP14的输入端连接电源VDD，第十四开关管MP14的控制端连接第十四开关管MP14的输出端，第十四开关管MP14的输出端连接电流源IB的输入端，电流源IB的输出端连接接地端；

第十三开关管MN13的输入端连接电源VDD，第十三开关管MN13的控制端连接第十四开关管MP14的控制端，第十三开关管MN13的输出端分别连接第十一开关管MP11的输入端、第十二开关管MP12的输入端；

第十一开关管MP11的输出端连接第十五开关管MN15的输入端，第十一开关管MP11的控制端作为比较器的正输入端V+；

第十二开关管MP12的输出端连接第十六开关管MN16的输入端，第十二开关管MP12的控制端作为比较器的负输入端V-；

第十五开关管MN15的控制端连接第十五开关管MN15的输入端，第十五开关管MN15的输出端连接接地端；

第十六开关管MN16的控制端连接第十五开关管MN15的控制端，第十六开关管MN16的输出端连接接地端；

第十二开关管MP12和第十六开关管MN16的公共端作为比较器的输出端Vout。

从图6可以看出，比较器的输出端Vout会对比较器的负输入端V-造成影响，从而产生噪声，进而影响参考电压。因此，本实用新型为避免这种情况的发生，参考电压（即高电压基准值VrefH和低电压基准值VrefL）均接到双比较器的正输入端，以降低回程噪声对参考电压的影响。

参见图7（a）为电压基准值都接入两个比较器正输入端的参考电压Vref波形图，图7（b）为电压基准值一个接入比较器正输入端一个接入比较器负输入端的参考电压Vref波形图，两个电路的其他结构和连线完全一致，图7（a）和图7（b）横坐标均是时间，单位：微秒（us），纵坐标为电压，单位伏特（V）。图7（a）在同一周期内，最高点坐标M2（16.356527us，1.4752698V），最低点坐标M3（19.546124us，1.4735638V），纹波的幅度差为1.7mV，图7（b）在同一周期内，最高点坐标M0（17.793464us，1.4771079V），最低点坐标M1（18.870293us，1.4726647V），纹波的幅度差为4.44mV，因此，参考电压接到比较器合适的输入端口可以有效降低回程噪音。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种振荡器电路，其特征在于，包括：第一电流源、第二电流源、开关、电容、第一比较器、第二比较器、反相器和触发器；

所述第一电流源的输入端连接电源，所述第一电流源的输出端连接所述开关的输入端，所述开关的输出端连接所述第二电流源的输入端，所述第二电流源的输出端连接接地端；

所述电容的正极板连接所述第一电流源的输出端，负极板连接接地端；

所述第一比较器的正输入端连接低电压基准值，负输入端连接所述电容的正极板，输出端连接所述触发器的置位端；

所述第二比较器的正输入端连接高电压基准值，负输入端连接所述电容的正极板，输出端连接所述反相器的输入端，所述反相器的输出端连接所述触发器的复位端；

所述触发器的反相输出端连接所述开关的控制端，所述触发器通过控制所述开关的断开和闭合，控制所述电容的充电和放电。

2.根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，还包括：钳位电路；

所述钳位电路的输出端与所述第二电流源的输入端连接，以使所述第二电流源的电压值维持在一个稳定的电压值。

3.根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，所述第一电流源包括：基准电流源、第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；

所述基准电流源的输入端连接所述电源，所述基准电流源的输出端连接所述第一开关管的输入端；

所述第一开关管的控制端分别连接所述第一开关管的输入端、所述第二开关管的控制端，所述第一开关管的输出端连接接地端；

所述第二开关管的输出端连接接地端；

所述第三开关管的输入端连接所述电源，所述第三开关管的输出端连接所述第二开关管的输入端，所述第三开关管的控制端连接所述第三开关管的输出端；

所述第四开关管的输入端连接所述电源，所述第四开关管的控制端连接所述第三开关管的控制端，所述第四开关管的输出端连接所述开关的输入端。

4.根据权利要求3所述的振荡器电路，其特征在于，所述第二电流源包括：所述基准电流源、所述第一开关管和第五开关管；

所述第五开关管的控制端连接所述基准电流源和所述第一开关管的公共端，所述第五开关管的输入端连接所述开关的输出端，所述第五开关管的输出端连接接地端。

5.根据权利要求4所述的振荡器电路，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述第五开关管均为MOS管。

6.根据权利要求5所述的振荡器电路，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管和所述第五开关管均为NMOS管，所述第三开关管和所述第四开关管均为PMOS管。

7.根据权利要求2所述的振荡器电路，其特征在于，所述钳位电路包括：第六开关管和第七开关管；

所述第六开关管的输入端连接所述电源，所述第六开关管的控制端连接所述第六开关管的输出端；

所述第七开关管的输入端连接第六开关管的输出端，所述第七开关管的输出端作为所述钳位电路的输出端连接所述第二电流源的输入端，所述第七开关管的控制端连接所述触发器的正相输出端。

8.根据权利要求7所述的振荡器电路，其特征在于，所述第六开关管和所述第七开关管均为MOS管。

9.根据权利要求1至8任一项所述的振荡器电路，其特征在于，所述开关为MOS管。

10.根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，所述第一比较器和所述第二比较器均为一级比较器。

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