CN104052472B - 一种低相位噪声lc-vco - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低相位噪声LC‑VCO，所述一种低相位噪声LC‑VCO包括PMOS管Mp1、Mp2、Mp3、Mp4；NMOS管Mn1、Mn2；固定电容C1、C2、Cc1、Cc2；可变电容Cvar1、Cvar2；两端电感ind；电阻R1、R2。本发明通过固定电容Cc1、Cc2将震荡电压波形耦合到并联的尾电流源的PMOS管的栅极上，采用尾电流源动态切换技术，减小了交叉耦合负阻MOS管的电流波形占空比，而且减少了尾电流源MOS管陷阱的产生，从而降低LC‑VCO的相位噪声；另外，本发明将交叉耦合负阻PMOS的衬底接到地，从而降低了交叉耦合PMOS的阈值电压，使得负阻提供的电流增大，LC‑VCO的相位噪声降低。

Description

一种低相位噪声LC-VCO

技术领域

本发明涉及电感电容压控振荡器技术领域，更具体涉及一种低相位噪声LC-VCO。

背景技术

电感电容压控振荡器作为高频信号产生模块，通常为其它电路提供一定频率的低抖动时钟。随着通信速率的不断提高，对LC-VCO的频率要求也越来越高，而且，在高频下对振荡器的相位噪声要求也越来越严格。

LC-VCO的振荡核心是并联的电容电感，而由于电感和电容都有损耗，因此在振荡过程中需要外界不断提供振荡所需的能量。通常情况下，利用交叉耦合的MOS管形成负阻，就可以为LC Tank提供能量。传统的电路结构如图1所示，交叉耦合的负阻在导通时，MOS管会有噪声叠加在导通电流上，并将噪声电流传递到LC Tank中，从而影响振荡波形的频谱纯度。由于交叉耦合负阻中的两个MOS管是交替导通的，它们导通电流波形也呈现一定周期的变化，而噪声是在电流不为0时引入的。另外，尾电流源在工作时也会由于陷阱的产生给LC Tank引入噪声。

发明内容

(一)要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题是如何在不改变电源电压情况下降低LC-VCO的相位噪声。

(二)技术方案

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种低相位噪声LC-VCO，所述一种低相位噪声LC-VCO包括PMOS管Mp1、Mp2、Mp3、Mp4；NMOS管Mn1、Mn2；固定电容C1、C2、Cc1、Cc2；可变电容Cvar1、Cvar2；两端电感ind；电阻R1、R2；

所述可变电容Cvar1、Cvar2的阳极均连接电容调节电压Vtune，所述固定电容C1连接在所述Cvar1的阴极与输出节点VCOP之间；所述固定电容C2连接在所述Cvar2的阴极与输出节点VCON之间；所述两端电感ind连接在所述VCOP和VCON之间；所述两端电感ind、可变电容Cvar1、Cvar2、固定电容C1、C2构成基本LC Tank；

所述Mp1和所述Mp2交叉耦合形成负阻，所述Mp1的栅极连接所述Mp2的漏极，所述Mp1的漏极连接所述MP2的栅极；所述Mp1的源极和所述Mp2的源极均与所述Mp3的漏极、所述Mp4的漏极连接；所述Mp1的漏极连接所述输出节点VCOP；所述Mp2的漏极连接所述输出节点VCON；所述Mp1、Mp2的衬底均接地；

所述Mn1与所述Mn2交叉耦合形成负阻，所述Mn1的栅极连接所述Mn2的漏极；所述Mn1的漏极连接所述Mn2的栅极；所述Mn1的漏极连接所述VCOP；所述Mn2的漏极连接所述VCON；所述Mn1源极、Mn1的衬底、Mn2的源极、Mn2的衬底均接地；

所述Cc1连接在所述VCOP和所述Mp3的栅极之间，所述Cc2连接在所述VCON和所述Mp4之间；

所述Mp3的源极、Mp4的源极、Mp3的衬底、Mp4的衬底均与电源Vdd相连；所述Mp3的栅极连接所述电阻R1的一端，所述电阻R1的另一端连接尾电流源偏置电压Vbias，所述电阻R2的一端连接所述Mp4的栅极，所述电阻R2的另一端连接所述尾电流源偏置电压Vbias。

优选地，所述固定电容C1和C2的电容大小相等。

优选地，所述可变电容Cvar1、Cvar2的尺寸相同。

(三)有益效果

本发明提供了一种低相位噪声LC-VCO，本发明采用尾电流源动态切换技术，减小了交叉耦合负阻MOS管的电流波形占空比，而且减少了尾电流源MOS管陷阱的产生，从而降低LC-VCO的相位噪声；另外，本发明将交叉耦合负阻PMOS的衬底接到地，从而降低了交叉耦合PMOS的阈值电压，使得负阻提供的电流增大，LC-VCO的相位噪声降低。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为传统LC-VCO的电路图；

图2为本发明的一个较佳实施例的一种低相位噪声LC-VCO的电路图；

图3a为传统LC-VCO在振荡频率为5GHz时的相位噪声仿真结果示意图；

图3b为只采用本发明提出的尾电流源动态切换技术的电路在振荡频率为5GHz时的相位噪声仿真结果示意图；

图3c为本发明的一种低相位噪声LC-VCO在在振荡频率为5GHz时的相位噪声仿真结果示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不能用来限制本发明的范围。

图2为本发明的一个较佳实施例的一种低相位噪声LC-VCO的电路图；所述一种低相位噪声LC-VCO包括PMOS管Mp1、Mp2、Mp3、Mp4；NMOS管Mn1、Mn2；固定电容C1、C2、Cc1、Cc2；可变电容Cvar1、Cvar2；两端电感ind；电阻R1、R2；

所述可变电容Cvar1、Cvar2的阳极均连接电容调节电压Vtune，所述固定电容C1连接在所述Cvar1的阴极与输出节点VCOP之间；所述固定电容C2连接在所述Cvar2的阴极与输出节点VCON之间；所述两端电感ind连接在所述VCOP和VCON之间；所述两端电感ind、可变电容Cvar1、Cvar2、固定电容C1、C2构成基本LC Tank；

所述Mp1和所述Mp2交叉耦合形成负阻，所述Mp1的栅极连接所述Mp2的漏极，所述Mp1的漏极连接所述MP2的栅极；所述Mp1的源极和所述Mp2的源极均与所述Mp3的漏极、所述Mp4的漏极连接；所述Mp1的漏极连接所述输出节点VCOP；所述Mp2的漏极连接所述输出节点VCON；所述Mp1、Mp2的衬底均接地；

所述Mn1与所述Mn2交叉耦合形成负阻，所述Mn1的栅极连接所述Mn2的漏极；所述Mn1的漏极连接所述Mn2的栅极；所述Mn1的漏极连接所述VCOP；所述Mn2的漏极连接所述VCON；所述Mn1源极、Mn1的衬底、Mn2的源极、Mn2的衬底均接地；

所述Cc1连接在所述VCOP和所述Mp3的栅极之间，所述Cc2连接在所述VCON和所述Mp4之间；所述Mp3的源极、Mp4的源极、Mp3的衬底、Mp4的衬底均与电源Vdd相连；所述Mp3的栅极连接所述电阻R1的一端，所述电阻R1的另一端连接尾电流源偏置电压Vbias，所述电阻R2的一端连接所述Mp4的栅极，所述电阻R2的另一端连接所述尾电流源偏置电压Vbias。

上述固定电容C1和C2的电容大小相等。上述可变电容Cvar1、Cvar2的尺寸相同。

本发明所提出的尾电流源切换技术，即通过所述固定电容Cc1和Cc2将所述基本LC Tank耦合到两个并联的尾电流源MOS管(Mp3和Mp4)的栅极，所述Mp3和Mp4的栅源电压可以表示为：

其中，V_gs为Mp3和Mp4的直流栅源电压，等于Vbias-Vdd，Vbias为尾电流源栅极偏置电压，A表示LC-VCO差分振荡信号，即VCOP和VCON通过电容Cc1和Cc2耦合到Mp3和Mp4栅极上的幅度，ω表示LC-VCO的角频率，表示相移。由公式(1)可以计算出通过尾电流源总电流的大小，表示如下：

其中，β是导电因子，V_th是阈值电压。从表达式可以看出，总的尾电流源流过电流大小在本来偏置β[(|V_gs|-|V_th|)²]的基础上增加了一部分，即可以看出，增加的部分与振荡频率是余弦函数的平方关系。那么，在LC-VCO的差分电压波形相交处，正好所以，此时I_tail＝β[(|V_gs|-|V_th|)²]，即在LC-VCO的差分电压波形相交处流过尾电流源电流的大小最小，即流过交叉耦合PMOS管Mp1和Mp2的电流最小，则表明流过Mp1和Mp2的电流占空比减小，这样有助于减小交叉耦合PMOS管带来的相位噪声。而且，在LC-VCO的差分电压波形相交处，压控振荡器最容易受到噪声干扰，而本发明提出的方案能有效减小此时的电流，从而减小噪声。另外，相对于传统的固定偏置尾电流源，本发明所提出的方案中采用了交替导通的两个尾电流源，因此，可以减少偏置电压引起的陷阱产生，从而降低尾电流源带来的闪烁噪声。

如果能提高交叉耦合负阻提供给LC Tank振荡所需的能量，则LC-VCO的相位噪声能有效降低。在本发明所提出的方案中，对于单N阱CMOS工艺，由于PMOS是做在N阱里，因此可以对每个PMOS单独施加衬底电压。本发明中将交叉耦合的PMOS管Mp1和Mp2的衬底接到地，从而降低了Mp1和Mp2的阈值电压，因此，交叉耦合PMOS负阻可以为LC Tank提供更大的能量，从而降低LC-VCO的相位噪声。

本发明的一种低相位噪声LC-VCO的仿真结果及分析。

利用SPECTRE对上面的电路进行仿真，该仿真实验基于SMIC65nm CMOS工艺，电源电压1.2V。

对于图1中的传统结构，电路振荡在5GHz时，频偏1MHz处的相位噪声为-106.6dBc/Hz，如图3a所示，采用了本发明中提出的尾电流源动态切换技术后，振荡在5GHz时，频偏1MHz处的相位噪声为-112dBc/Hz，如图3b所示，相对于图1所示的传统结构，相位噪声降低了5.4dB。

图2为本发明的一个较佳实施例的一种低相位噪声LC-VCO的电路图；其中采用了尾电流源动态切换技术和交叉耦合PMOS管衬底接地方法，对图2进行仿真，电路工作在5GHz时，频偏1MHz处的相位噪声为-116.8dBc/Hz，如图3c所示，相对于只采用尾电流源动态切换技术，相位噪声降低了4.8dB，即说明了将交叉耦合负阻PMOS管的衬底接地后，相位噪声降低了4.8dB。

综上所述，本发明的一种低相位噪声LC-VCO的结构，采用了尾电流源动态切换技术，可以减小交叉耦合负阻PMOS的电流波形占空比，并减少尾电流源MOS管陷阱的产生，从而有效降低LC-VCO的相位噪声。另外，本发明方案中将交叉耦合PMOS的衬底接地，减小了PMOS管阈值电压，增大了交叉耦合负阻提供给LC Tank的能量，从而降低了LC-VCO的相位噪声。

以上实施方式仅用于说明本发明，而非对本发明的限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行各种组合、修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (3)

1.一种低相位噪声LC-VCO，其特征在于，所述一种低相位噪声LC-VCO包括PMOS管Mp1、Mp2、Mp3、Mp4；NMOS管Mn1、Mn2；固定电容C1、C2、Cc1、Cc2；可变电容Cvar1、Cvar2；两端电感ind；电阻R1、R2；

所述可变电容Cvar1、Cvar2的阳极均连接电容调节电压Vtune，所述固定电容C1连接在所述Cvar1的阴极与输出节点VCOP之间；所述固定电容C2连接在所述Cvar2的阴极与输出节点VCON之间；所述两端电感ind连接在所述VCOP和VCON之间；所述两端电感ind、可变电容Cvar1、Cvar2、固定电容C1、C2构成基本LC Tank；

所述Mp1和所述Mp2交叉耦合形成负阻，所述Mp1的栅极连接所述Mp2的漏极，所述Mp1的漏极连接所述MP2的栅极；所述Mp1的源极和所述Mp2的源极均与所述Mp3的漏极、所述Mp4的漏极连接；所述Mp1的漏极连接所述输出节点VCOP；所述Mp2的漏极连接所述输出节点VCON；所述Mp1、Mp2的衬底均接地；

所述Mn1与所述Mn2交叉耦合形成负阻，所述Mn1的栅极连接所述Mn2的漏极；所述Mn1的漏极连接所述Mn2的栅极；所述Mn1的漏极连接所述VCOP；所述Mn2的漏极连接所述VCON；所述Mn1源极、Mn1的衬底、Mn2的源极、Mn2的衬底均接地；

所述Cc1连接在所述VCOP和所述Mp3的栅极之间，所述Cc2连接在所述VCON和所述Mp4之间；

所述Mp3的源极、Mp4的源极、Mp3的衬底、Mp4的衬底均与电源Vdd相连；所述Mp3的栅极连接所述电阻R1的一端，所述电阻R1的另一端连接尾电流源偏置电压Vbias，所述电阻R2的一端连接所述Mp4的栅极，所述电阻R2的另一端连接所述尾电流源偏置电压Vbias。

2.根据权利要求1所述的一种低相位噪声LC-VCO，其特征在于，所述固定电容C1和C2的电容大小相等。

3.根据权利要求1所述的一种低相位噪声LC-VCO，其特征在于，所述可变电容Cvar1、Cvar2的尺寸相同。