CN104052404B - 一种低相位噪声电感电容压控振荡器 - Google Patents
一种低相位噪声电感电容压控振荡器 Download PDFInfo
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Abstract
本发明涉及电感电容压控振荡器技术领域，具体涉及一种低相位噪声电感电容压控振荡器。本发明加快了交叉耦合MOS管的电流切换速度，从而减小了交叉耦合MOS管的电流波形占空比，进而降低了交叉耦合MOS管给低相位噪声电感电容压控振荡器带来的相位噪声。另外，本发明减少了后尾电流源NMOS管的陷阱数量，进一步降低低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。本发明增大交叉耦合负阻所提供的能量，进而增加谐振电路的振荡波形幅度，从而再次降低低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。
Description
技术领域
本发明涉及电感电容压控振荡器技术领域，具体涉及一种低相位噪声电感电容压控振荡器。
背景技术
电感电容压控振荡器是时钟产生和时钟综合电路里的关键模块，通常利用电感电容压控振荡器产生高频的振荡信号。但是，随着振荡频率升高，振荡波形很微小的抖动对其它电路的工作都有很大的影响，所以随着频率的升高对低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声要求也越来越严格。
在低相位噪声电感电容压控振荡器中，电感和电容并联形成谐振电路，在有外界提供给谐振电路足够大的能量后，谐振电路振荡产生频率为的正弦波，而提供能量的单元通常由交叉耦合的MOS对形成负阻来完成。将交叉耦合的MOS对与谐振电路并联就可以形成基本的振荡模块。
在低相位噪声电感电容压控振荡器中，提供给谐振电路能量的交叉耦合MOS管在导通时会有电流流过，在电流不为0时就会将电流噪声传递到谐振电路中，导致低相位噪声电感电容压控振荡器输出信号噪声增加。在振荡时，每个交叉耦合MOS管的电流波形呈周期性变化，如果能减小电流波形的占空比，进而减小交叉耦合负阻给谐振电路带来的噪声，从而降低低相位噪声电感电容压控振荡器的输出相位噪声。另外，低相位噪声电感电容压控振荡器的尾电流源MOS管在工作时会产生陷阱，这些陷阱会增大尾电流源上所流过电流的噪声，从而影响谐振电路振荡波形的频谱纯度，增大输出波形相位噪声。
在谐振电路振荡时，振荡波形容易受到周围噪声的干扰，如果振 荡波形的幅度很小，受到外界干扰会更加严重，从而会增大输出波形相位噪声。所以，如果能增大交叉耦合负阻所提供的能量，那么谐振电路的振荡波形幅度也会增加，从而降低低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。
图1所示为现有技术中尾电流源固定偏置的低相位噪声电感电容压控振荡器结构示意图，符号表示接电源，符号表示接地。ind是两端电感；Cvar1和Cvar2是可变电容；可变电容调节电压Vtune与Cvar1和Cvar2的阳极相连；固定电容C1接到输入差分电压输出节点VCOP和Cvar1阴极之间；固定电容C2接到输入差分电压输出节点VCON和Cvar2阴极之间；由ind、Cvar1、Cvar2、C1和C2形成基本的谐振电路。
PMOS管Mp1和PMOS管Mp2的衬底接电源电压Vdd；PMOS管Mp1的漏极和PMOS管Mp2的栅极接输入差分电压输出节点VCOP；PMOS管Mp2的漏极和PMOS管Mp1的栅极接输入差分电压输出节点VCON；PMOS管Mp1和PMOS管Mp2交叉耦合形成负阻为谐振电路提供能量。
NMOS管Mn1的漏极和NMOS管Mn2的栅极与输入差分电压输出节点VCOP相连；NMOS管Mn2的漏极和NMOS管Mn1的栅极与输入差分电压输出节点VCON相连；NMOS管Mn1的衬底和源极短接与NMOS管Mn3的漏极相连；NMOS管Mn2的衬底和源极短接与NMOS管Mn3的漏极相连；NMOS管Mn3的栅极接控制电压Vc；NMOS管Mn3的衬底和源极短接后接地Gnd。
发明内容
(一)要解决的技术问题
减小电流波形的占空比，进而减小交叉耦合负阻给谐振电路带来的噪声，从而降低低相位噪声电感电容压控振荡器的输出相位噪声。
减小尾电流源NMOS管陷阱数量，从而降低低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。
增大交叉耦合负阻所提供的的能量，进而增加谐振电路的振荡波形幅度，从而降低低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。
(二)技术方案
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种低相位噪声电感电容压控振荡器，包括基本振荡模块，所述基本振荡模块包括：电源电压Vdd、可变电容Cvar1、可变电容Cvar2、可变电容调节电压Vtune、两端电感ind、固定电容C1、固定电容C2、NMOS管Mn1、NMOS管Mn2、PMOS管Mp1和PMOS管Mp2，其特征在于，所述低相位噪声电感电容压控振荡器还包括：NMOS管Mn4、固定电容Cc1、固定电容Cc2、尾电流源偏置电压Vbias、电阻R1和电阻R2；所述低相位噪声电感电容压控振荡器在输入差分电压输出节点VCOP处接固定电容Cc1；所述固定电容Cc1的另一端与NMOS管Mn3的栅极相连，取代控制电压Vc；所述NMOS管Mn4的漏极与NMOS管Mn3的漏极相连，所述NMOS管Mn4的衬底和源极短接后接地Gnd；在输入差分电压输出节点VCON处接固定电容Cc2；固定电容Cc2另一端与NMOS管Mn4栅极相连；电阻R1连接在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn3的栅极之间；电阻R2连接在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn4的栅极之间。
优选地，所述NMOS管Mn1的衬底与源极断开，所述NMOS管Mn1的衬底与电源电压Vdd相连；所述NMOS管Mn2的衬底与源极断开，所述NMOS管Mn2的衬底与电源电压Vdd相连。
优选地，所述NMOS管Mn1和Mn2的衬底与电源电压Vdd相连的负阻衬底偏压大于所述NMOS管Mn1和Mn2的源极电压。
优选地，所述可变电容Cvar1和Cvar2的尺寸相同。
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种制作低相位噪声电感电容压控振荡器的方法，所述方法分为如下步骤：
在所述低相位噪声电感电容压控振荡器在输入差分电压输出节点VCOP处接固定电容Cc1；
将所述固定电容Cc1的另一端与NMOS管Mn3的栅极相连，取 代控制电压Vc；
将所述NMOS管Mn4的漏极与NMOS管Mn3的漏极相连；
将所述NMOS管Mn4的衬底和源极短接后接地Gnd；
在输入差分电压输出节点VCON处接固定电容Cc2；
将固定电容Cc2另一端与NMOS管Mn4栅极相连；
在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn3的栅极之间连接电阻R1；
在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn4的栅极之间连接电阻R2。
为了解决上述技术问题，本发明提供了另一种制作低相位噪声电感电容压控振荡器的方法，所述方法分为如下步骤：
将所述NMOS管Mn1的衬底与源极断开；
将所述NMOS管Mn1的衬底与电源电压Vdd相连；
将所述NMOS管Mn2的衬底与源极断开；
将所述NMOS管Mn2的衬底与电源电压Vdd相连；
在所述低相位噪声电感电容压控振荡器在输入差分电压输出节点VCOP处接固定电容Cc1；
将所述固定电容Cc1的另一端与NMOS管Mn3的栅极相连，取代控制电压Vc；
将所述NMOS管Mn4的漏极与NMOS管Mn3的漏极相连；
将所述NMOS管Mn4的衬底和源极短接后接地Gnd；
在输入差分电压输出节点VCON处接固定电容Cc2；
将固定电容Cc2另一端与NMOS管Mn4栅极相连；
在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn3的栅极之间连接电阻R1；
在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn4的栅极之间连接电阻R2。
(三)有益效果
本发明，加快了交叉耦合MOS管的电流切换速度，从而减小了交叉耦合MOS管的电流波形占空比，进而降低了交叉耦合MOS管给低相位噪声电感电容压控振荡器带来的相位噪声。另外，本发明减少了后尾电流源NMOS管的陷阱数量，进一步降低低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。本发明将交叉耦合的NMOS管Mn1和Mn2的衬底接到电源电压Vdd上，NMOS管Mn1和Mn2的阈值电压会减小，从而流过NMOS管Mn1和Mn2的电流会增大，交叉耦合的NMOS管Mn1和Mn2形成的负阻给谐振电路提供的能量更大，从而使谐振电路振荡波形的幅度增加，所以降低了低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。本发明增大交叉耦合负阻所提供的的能量，进而增加谐振电路的振荡波形幅度，从而再次降低低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。
通过电路仿真工具Spectre仿真发现，对于如图1所示的固定尾电流源低相位噪声电感电容压控振荡器结构，电路振荡在6.25GHz时，频偏1MHz处的相位噪声为-108.13dBc/Hz，仿真结果如图4所示。而在采用了本发明所提出的NMOS尾电流源动态切换技术后，电路结构如图2所示，对图2所示电路进行仿真，电路振荡在6.25GHz时，频偏1MHz处的相位噪声仿真结果如图5所示为-113.96dBc/Hz。相对于固定尾电流源结构，采用NMOS尾电流源动态切换技术后相位噪声降低了5.83dB。
另外，在图3中，将交叉耦合NMOS管Mn1和Mn2的衬底接到电源电压Vdd，从而减小Mn1和Mn2的阈值电压，提高交叉耦合NMOS管为谐振电路提供的能量，增大低相位噪声电感电容压控振荡器振荡波形幅度，降低相位噪声。图3所示电路既采用了NMOS尾电流源动态技术，又将Mn1和Mn2的衬底接到电源电压Vdd，对图3所示的电路采用Spectre进行仿真发现，电路工作在6.25GHz时，频偏1MHz处的相位噪声如图6所示为-115.38dBc/Hz，与只采用NMOS尾电流源动态切换技术的图2电路相比，相位噪声降低了1.42dB。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术中尾电流源固定偏置的低相位噪声电感电容压控振荡器一个实施例的结构示意图；
图2是根据本发明一种低相位噪声电感电容压控振荡器一个实施例的结构示意图；
图3是根据本发明一种低相位噪声电感电容压控振荡器一个实施例的改进结构示意图；
图4是图1所示尾电流源固定偏置的低相位噪声电感电容压控振荡器在振荡频率为6.25GHz时的相位噪声仿真结果图；
图5是图2所示一种低相位噪声电感电容压控振荡器在振荡频率为6.25GHz时相位噪声仿真结果图；
图6是图3所示一种低相位噪声电感电容压控振荡器在振荡频率为6.25GHz时相位噪声仿真结果图。
具体实施方式
下面结合说明书附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例仅用于说明本发明，但不能用来限制本发明的范围。
图2所示为本发明一种低相位噪声电感电容压控振荡器的一个实施例，ind表示电感，C1、C2、Cc1和Cc2表示固定电容，Cvar1和Cvar2表示可变电容，R1和R2表示电阻，Mn1、Mn2、Mn3和Mn4表示NMOS管，Mp1和Mp2表示PMOS管。其中，电感ind、固定电容C1和C2、可变电容Cvar1和Cvar2形成基本的谐振电路，并且将 电压Vtune接在可变电容Cvar1和Cvar2的阳极用来改变Cvar1和Cvar2的电容值，从而改变低相位噪声电感电容压控振荡器的振荡频率。交叉耦合的PMOS管Mp1和Mp2以及交叉耦合NMOS管Mn1和Mn2分别与谐振电路并联并为其提供振荡所需的能量。相比图1，所述低相位噪声电感电容压控振荡器在输入差分电压输出节点VCOP处接固定电容Cc1；所述固定电容Cc1的另一端与NMOS管Mn3的栅极相连，取代控制电压Vc；所述NMOS管Mn4的漏极与NMOS管Mn3的漏极相连，所述NMOS管Mn4的衬底和源极短接后接地Gnd；在输入差分电压输出节点VCON处接固定电容Cc2；固定电容Cc2另一端与NMOS管Mn4栅极相连；尾电流源NMOS管Mn3和Mn4接在交叉耦合NMOS负阻Mn1和Mn2的源极与地之间；在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn3的栅极之间接电阻R1；在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn4的栅极之间接电阻R2；电压Vbias通过电阻R1和R2分别给NMOS管Mn3和NMOS管Mn4提供直流偏置电压。固定电容C1和C2的电容值大小相等，可变电容Cvar1和Cvar2的尺寸相同。
图3所示为本发明的一个较佳实施例的低相位噪声电感电容压控振荡器结构示意图。相对图2所示低相位噪声电感电容压控振荡器，所述NMOS管Mn1的衬底与源极断开，所述NMOS管Mn1的衬底与电源电压Vdd相连；所述NMOS管Mn2的衬底与源极断开，所述NMOS管Mn2的衬底与电源电压Vdd相连。
在低相位噪声电感电容压控振荡器振荡时，由于输入差分电压输出节点VCOP和VCON是差分的振荡波形，当VCOP为高电平时，VCON为低电平，此时通过两个耦合电容耦合后Mn3管导通，Mn4管关闭；当VCON为高电平时，VCOP为低电平，此时通过两个耦合电容耦合后Mn4管导通，Mn3管关闭。这样，就在低相位噪声电感电容压控振荡器振荡时形成了交替导通的两个NMOS尾电流源。它的好处是可以减小低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声，下面来具体 分析一下。
从图3上可以看出，两个尾电流源管Mn3和Mn4栅源电压分别表示为
其中，Vbias是Mn3和Mn4管栅极的直流偏置电压，A是谐振电路振荡波形的幅度，ω是振荡波形的角频率，是振荡波形的相位。两个尾电流源NMOS管Mn3和Mn4的总电流大小为
进一步计算可以得出
其中，β是尾电流源NMOS管的导电因子，Vth是尾电流源NMOS管的阈值电压。从方程4可以看出，在低相位噪声电感电容压控振荡器输出波形VCOP和VCON相交处，等于0，所以，此时总的尾电流源值最小，也就是说在差分输出波形相交处，交叉耦合负阻MOS管Mn1、Mn2、Mp1和Mp2的电流切换速度增加，从而这些交叉耦合MOS管的电流波形占空比减小。因此，可以降低交叉耦合MOS管给谐振电路带来的相位噪声。
另外，由于两个尾电流源MOS管Mn3和Mn4交替导通，所以，每个MOS管在导通时产生的陷阱在不导通时会逐渐减少，从而降低尾电流源管的噪声电流，进而减小对LC Tank相位噪声的影响。
如图3所示，本发明将交叉耦合的NMOS管Mn1和Mn2的衬底接到电源电压Vdd上，这样NMOS管Mn1和Mn2的阈值电压会减 小，从而流过NMOS管Mn1和Mn2的电流会增大，交叉耦合的Mn1和Mn2形成的负阻给谐振电路提供的能量更大，从而使谐振电路振荡波形的幅度增加，所以降低了低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。
下面给出本发明中降低相位噪声方案的仿真结果及分析。
利用电路仿真工具Spectre对上面的电路进行仿真，该仿真实验基于SMIC65nmCMOS工艺，电源电压为1.2V。
对于图1中的原始结构，电路振荡在6.25GHz时，频偏1MHz处的相位噪声为-108.13dBc/Hz，如图4所示；采用了本发明中提出的NMOS尾电流源动态切换技术后，振荡在6.25GHz时，频偏1MHz处的相位噪声为-113.96Bc/Hz，如图5所示；相对于图1所示的传统结构，相位噪声降低了5.83dB。
图3为本发明提出的低相位噪声低相位噪声电感电容压控振荡器结构，其中采用了NMOS尾电流源动态切换技术以及交叉耦合NMOS管衬底接电源的方法。对图3进行仿真，电路工作在6.25GHz时，频偏1MHz处的相位噪声为-115.38dBc/Hz，如图6所示。相对于只采用尾电流源动态切换技术，相位噪声降低了1.42dB，即说明了将交叉耦合负阻NMOS管的衬底接电源后，相位噪声降低了1.42dB。
综上所述，本发明的低相位噪声低相位噪声电感电容压控振荡器结构，采用了NOMS尾电流源动态切换技术，可以减小交叉耦合负阻MOS管的电流波形占空比，并减少尾电流源MOS管陷阱的产生，从而有效降低低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。另外，本发明方案中将交叉耦合NMOS管的衬底接电源，减小了NMOS管阈值电压，增大了交叉耦合负阻的电流，从而降低了低相位噪声电感电容压控振荡器的相位噪声。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。
Claims (6)
1.一种低相位噪声电感电容压控振荡器，包括基本振荡模块，所述基本振荡模块包括：电源电压Vdd、可变电容Cvar1、可变电容Cvar2、可变电容调节电压Vtune、两端电感ind、固定电容C1、固定电容C2、NMOS管Mn1、NMOS管Mn2、PMOS管Mp1和PMOS管Mp2，所述固定电容C1和C2的电容值大小相等，其特征在于，所述低相位噪声电感电容压控振荡器还包括：NMOS管Mn4、固定电容Cc1、固定电容Cc2、尾电流源偏置电压Vbias、电阻R1和电阻R2；所述低相位噪声电感电容压控振荡器在输入差分电压输出节点VCOP处接固定电容Cc1；所述固定电容Cc1的另一端与NMOS管Mn3的栅极相连，取代控制电压Vc；所述NMOS管Mn4的漏极与NMOS管Mn3的漏极相连，所述NMOS管Mn4的衬底和源极短接后接地Gnd；在输入差分电压输出节点VCON处接固定电容Cc2；固定电容Cc2另一端与NMOS管Mn4栅极相连；电阻R1连接在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn3的栅极之间；电阻R2连接在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn4的栅极之间；NMOS管Mn3的衬底和源极短接后接地Gnd。
2.根据权利要求1所述的一种低相位噪声电感电容压控振荡器，其特征在于，所述NMOS管Mn1的衬底与源极断开，所述NMOS管Mn1的衬底与电源电压Vdd相连；所述NMOS管Mn2的衬底与源极断开，所述NMOS管Mn2的衬底与电源电压Vdd相连。
3.根据权利要求2所述的一种低相位噪声电感电容压控振荡器，其特征在于，所述NMOS管Mn1和Mn2的衬底与电源电压Vdd相连的负阻衬底偏压大于所述NMOS管Mn1和Mn2的源极电压。
4.根据权利要求1～3项任一项所述的一种低相位噪声电感电容压控振荡器，其特征在于，所述可变电容Cvar1和Cvar2的尺寸相同。
5.一种制作权利要求1所述低相位噪声电感电容压控振荡器的方法，所述方法分为如下步骤：
在所述低相位噪声电感电容压控振荡器在输入差分电压输出节点VCOP处接固定电容Cc1；
将所述固定电容Cc1的另一端与NMOS管Mn3的栅极相连，取代控制电压Vc；
将所述NMOS管Mn4的漏极与NMOS管Mn3的漏极相连；
将所述NMOS管Mn4的衬底和源极短接后接地Gnd；
在输入差分电压输出节点VCON处接固定电容Cc2；
将固定电容Cc2另一端与NMOS管Mn4栅极相连；
在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn3的栅极之间连接电阻R1；
在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn4的栅极之间连接电阻R2。
6.一种制作权利要求4所述低相位噪声电感电容压控振荡器的方法，所述方法分为如下步骤：
将所述NMOS管Mn1的衬底与源极断开；
将所述NMOS管Mn1的衬底与电源电压Vdd相连；
将所述NMOS管Mn2的衬底与源极断开；
将所述NMOS管Mn2的衬底与电源电压Vdd相连；
在所述低相位噪声电感电容压控振荡器在输入差分电压输出节点VCOP处接固定电容Cc1；
将所述固定电容Cc1的另一端与NMOS管Mn3的栅极相连，取代控制电压Vc；
将所述NMOS管Mn4的漏极与NMOS管Mn3的漏极相连；
将所述NMOS管Mn4的衬底和源极短接后接地Gnd；
在输入差分电压输出节点VCON处接固定电容Cc2；
将固定电容Cc2另一端与NMOS管Mn4栅极相连；
在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn3的栅极之间连接电阻R1；
在尾电流源偏置电压Vbias和NMOS管Mn4的栅极之间连接电阻R2。
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