CN103997317B - 一种显著提高控制电流—输出频率线性度的张弛振荡器 - Google Patents

Abstract

一种显著提高控制电流—输出频率线性度的张弛振荡器，包括振荡电路、延时误差检测电路和调制电流产生电路，延时误差检测电路用于检测振荡电路中充放电电容的峰值电压，并根据峰值电压产生延时误差消除信号，使振荡器振荡在预设的频率上，调制电流产生电路根据充放电电容上的峰值电压，产生相应的附加控制电流，提高充放电电容的充电速率，消除振荡电路延时的影响，提高控制电流—频率的线性度，由于调制电流产生电路输出的额外控制电流会使充放电电容C1和C2上的电压进一步增加，因此本发明还能够降低振荡器输出信号的抖动。

Description

一种显著提高控制电流—输出频率线性度的张弛振荡器

技术领域

本发明涉及张弛振荡器，尤其涉及一种显著提高控制电流—输出频率线性度的张弛振荡器，属于CMOS集成电路技术领域。

背景技术

在大规模集成电路中，时钟信号一般由振荡器产生的。张弛振荡器具有结构简单，成本较低，易于集成，而且功耗也相对较小，是振荡器里面应用最广的时钟产生电路。

在信号的调制与解调、存储系统的数据恢复等的应用中，要求所使用的张弛振荡器的控制电流—频率具有很高的线性度，从而减小失真，同时也可以增大该张弛振荡器的频率范围。在张弛振荡器中，控制电流—频率的线性度和充放电电容振荡幅度的控制电路的延时有关。因此，要提高振荡器的线性度，最大化振荡器的频率就必须将控制电路的延时影响降到最小。而在时钟恢复电路中，为了获得更大的动态范围，要求张弛振荡器电路具有小的抖动，张弛振荡器电路的抖动是由于电路本身的噪声引起的在翻转阈值电平处存在的微小扰动，而具有小的抖动的张弛振荡器电路要求增大其充放电电容的振荡幅度。

在现有的技术中，张弛振荡器有许多不同的结构，对不同结构的张弛振荡器的共同要求就是精度高和在高频时频率-控制电流仍具有良好的线性度。但现有的张弛振荡器仍存在着一些不足。

图1示出了单个定时电容的电流控制张弛振荡器，包括充电电流源I_charge、放电电流源I_discharge，PMOS管MP1、NMOS管MN1，定时电容C，两个比较器COMP5和COMP6，RS触发器。RS触发器的输出端Q接PMOS管MP1和NMOS管MN1的栅端。根据RS触发器输出端Q的信号的不同，PMOS管MP1和NMOS管MN1交替导通和关断，充电电流源I_charge、放电电流源I_discharge交替地给定时电容C充电和放电。

单个定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下：

过程1：当RS触发器的输出端Q为低电平，PMOS管MP1开启、NMOS管MN1关断，充电电流源I_charge给定时电容C充电，当定时电容C上的电压上升超过上参考电平V_H时，比较器COMP5输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平；

过程2：当RS触发器的输出端Q输出高电平，PMOS管MP1关断、NMOS管MN1开启，放电电流源I_discharge开始给定时电容C放电，C上的电压下降，当定时电容C上的电压下降到小于下参考电平V_L时，比较器COMP6输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q输出低电平；

RS触发器输出端Q为低电平，回到初始状态，然后依次重复上面两个过程。

单个定时电容的电流控制张弛振荡器的电容上的电压在上参考电平V_H和下参考电平V_L之间来回振荡。如果控制电路(图1中的COMP5、COMP6和RS触发器)的延时可以被忽略，且设I_charge＝I_discharge＝I，则振荡器的周期和频率为

$T=\frac{2C(V_H-V_L)}{I}$ 式1

$f=\frac{1}{T}=\frac{1}{2C(V_H-V_L)}$ 式2

由式2可以看出，如果控制电路的延时可以忽略，一旦选定电容C、上参考电平V_H和下参考电平V_L，单个定时电容的电流控制张弛振荡器的频率正比于控制电流I。

但是，图1所示的单个定时电容的电流控制张弛振荡器的控制电路的延时并不能忽略，定时电容C上的电压的实际波形如图2所示。由于控制电路的延时的存在，使得定时电容C上的电压达到上参考电平V_H时，PMOS管MP1并没有立刻关断、NMOS管MN1并没有立刻开启，导致电容上的电压过充，而由于电容上电压的过充，在电容电压下降时要求有同样的时间来释放过充的电荷(设I_charge＝I_discharge)，在这个过程中，控制电路的延时为2td，当定时电容C放电到接近下参考电平VL时，同样会产生过放现象，因此，在一个周期中的总延时为T_d＝4t_d，因此频率的公式(式2)修正为

$f_{\mathrm{actual}}=\frac{f_{\mathrm{ideal}}}{1+T_d{f}_{\mathrm{ideal}}}$ 式3

其中f_ideal为式1中的理想频率，T_d为振荡器一个周期内的延时4t_d。式3中的实际频率f与控制电流的关系可以用图3来表示。

因此，为了提高线性度和最大化振荡器的频率，必须减小该张弛振荡器中一个周期内的延时T_d。

同时，单个定时电容的电流控制张弛振荡器也有着许多其他的缺点，如需要两个参考电平；且因为有两个参考电平的存在，使得定时电容的振荡幅度受限，从而导致电路本身的噪声对充放电电容的阈值电平产生影响，并且这种影响会在每个周期累积，最终影响振荡器的输出频率；最后，由于器件的失配，其充电电流和放电电流不可能完全精确的相等，因此，很难获得50％的占空比。因此，有必要针对上面的缺点，对单个定时电容的电流控制张弛振荡器进行改进。

针对单个定时电容的电流控制张弛振荡器的不足，图4给出了可以减小一个周期内的延时T_d的带有双定时电容的电流控制张弛振荡器，包括电流源I₁和I₂，PMOS管MP1、NMOS管MN1、PMOS管MP2、NMOS管MN2，定时电容C1和C2，两个比较器COMP5和COMP6，RS触发器，比较器COMP5、比较器COMP6的同相端分别接定时电容C1、定时电容C2，比较器COMP5、比较器COMP6的反相端接在一起连接到参考电平V_R。

带有双定时电容的电流控制张弛振荡器的工作过程如下：

a)设电路开始工作时，RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，PMOS管MP1开启、NMOS管MN1关断，电流源I₁给定时电容C1充电，PMOS管MP2关断、NMOS管MN2开启，定时电容C2放电到地GND，当定时电容C1上的电压上升到超过参考电平V_R时，比较器COMP5输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q变为高电平，输出端Q变为低电平；

b)RS触发器的输出端Q为高电平，输出端Q为低电平，PMOS管MP1关断、NMOS管MN1开启，定时电容C1放电到地GND，PMOS管MP2开启、NMOS管MN2关断，电流源I₂给定时电容C2充电，当定时电容C2上的电压超过参考电平V_R时，比较器COMP6输出高电平，RS触发器处于复位状态，输出端Q变为低电平，输出端Q为高电平；

c)RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，返回到a)。

与图1的单个定时电容的电流控制张弛振荡器相比，图4所示的带有双定时电容的电流控制张弛振荡器具有明显改进的效果：

1)双定时电容张弛振荡器的充放电电容的振幅比单个定时电容张弛振荡器的充放电电容上的振幅大，可以在接近于GND到接近电源电压之间振荡，从而可以减小电路本身的噪声对充放电电容的翻转电平的影响。

2)双定时电容张弛振荡器只需一个参考电平，而基于单个定时电容的张弛振荡器则需要两个参考电平。

3)双定时电容的张弛振荡器的周期仅由电容C1、C2的充电过程决定。定时电容C2的充电时间决定了振荡器输出端Q为高电平的时间，定时电容C1的充电时间决定了振荡器输出Q为低电平的时间。双定时电容的电流控制张弛振荡器的周期仅由电容的充电过程决定，其波形如图5所示，因此，仅有电容充电过程时的控制电路(图4中的COMP5、COMP6和RS触发器)以及作为控制开关的PMOS管MP1、NMOS管MN1、PMOS管MP2、NMOS管MN2的延时才能影响到振荡器的周期，而电容放电过程的延时对振荡器周期不产生影响，因此整个周期的延时由单定时电容结构的4t_d减小到2t_d，提高了振荡器电路的控制线性度，增大了电路的最大频率范围。

虽然，带有双定时电容的电流控制张弛振荡器在一个周期内将延时由4t_d减小到2t_d，但是振荡器的输出频率仍然受到定时电容振荡幅度的控制电路和作为控制开关的PMOS管MP1、NMOS管MN1、PMOS管MP2、NMOS管MN2的延时2t_d的影响，特别是在高频时，2t_d的延时甚至大于振荡器输出波形的周期，不但降低了频率-控制电流的线性度，而且限制了振荡器的最大频率范围，因此有必要对双定时电容的电流控制张弛振荡器进行进一步的改进，来减小延时的影响。

发明内容

本发明针对张弛振荡器中控制电路的延时导致控制电流—频率非线性的问题，提出一种根据控制电路延时大小自调节控制电流的电路结构来减小控制电路延时的影响，从而显著提高频率-控制电流线性度的张弛振荡器，可以增大该张弛振荡器的频率范围，拓宽其适用范围。

为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：

一种显著提高控制电流—输出频率线性度的张弛振荡器，其特征在于，包括振荡电路、延时误差检测电路及调制电流产生电路，延时误差检测电路用于检测振荡电路中充放电电容的峰值电压，并根据峰值电压产生延时误差消除信号，使振荡器振荡在预设的频率上；调制电流产生电路根据充放电电容上的峰值电压，产生相应的附加控制电流，提高充放电电容的充电速率，消除振荡电路延时的影响，提高控制电流—频率的线性度和降低振荡器抖动，其中：

振荡电路包括电流源I₀、PMOS管M1、M2，控制开关S1、S2、S3、S4，充放电电容C1、C2，比较器COMP1、COMP2及RS触发器和参考电平V_ref，电流源I₀的正极接地，电流源I₀的负极连接PMOS管M1的漏极和栅极，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极互连并连接电源VDD，PMOS管M1的栅极与PMOS管M2的栅极互连，PMOS管M2的漏极分别连接控制开关S1和控制开关S3的一端，控制开关S1的另一端连接控制开关S2的一端和充放电电容C1的一端以及比较器COMP1的同相输入端，充放电电容C1的另一端及控制开关S2的另一端均接地，控制开关S1的控制端与控制开关S2的控制端互连并连接RS触发器的输出端Q，控制开关S3的另一端连接与控制开关S4的一端、充放电电容C2的一端以及比较器COMP2的同相输入端连接，充放电电容C2的另一端及控制开关S4的另一端均接地，控制开关S3的控制端与控制开关S4的控制端互连并连接RS触发器的输出非端Q，RS触发器的置位输入端S及复位输入端R分别连接比较器COMP1的输出端及比较器COMP2的输出端，比较器COMP1的反相输入端与比较器COMP2的反相输入端互连并连接参考电平V_ref；

调制电流产生电路包括放大器COMP3、NMOS管M_R和电阻R_R，NMOS管M_R的漏极连接振荡电路中电流源I₀的负极，NMOS管M_R的源极连接电阻R_R的一端和比较器COMP3的反向输入端，电阻R_R的另一端接地；

延时误差检测电路包括控制开关S5、控制开关S6、控制开关S7、控制开关S8，反相器INV1、反相器INV2以及包括运算放大器AMP1、AMP2，三极管BJT及电容C4构成的峰值检测与保持电路，包括减法器SUB、除法器DIV、比较器COMP4以及作为电压保持的运算放大器AMP3构成的延时误差信号产生电路和包括PMOS管M3、PMOS管M4、电容C3构成的延时单元，延时单元中PMOS管M3的源极连接电源VDD，PMOS管M3的的漏极与PMOS管M4的源极互连，PMOS管M3的栅极与PMOS管M4的栅极互连并连接偏置电压VB，PMOS管M4的漏极与电容C3的一端、控制开关S8的控制端以及反相器INV2的输入端连接在一起，电容C3的另一端接地，反相器INV2的输出端连接控制开关S7的控制端，控制开关S7的一端连接延时误差信号产生电路中减法器SUB的一个输入端，减法器SUB的另一个输入端连接2V_ref，减法器SUB的输出端连接加法器DIV的一个输入端，加法器DIV的另一个输入端连接V² _ref，加法器DIV的输出端连接电压保持运算放大器AMP3的同相输入端，电压保持运算放大器AMP3的反相输入端与电压保持运算放大器AMP3的输出端互连并连接比较器COMP4的反相输入端，比较器COMP4的同相输入端与控制开关S7的另一端、控制开关S8的一端以及作为峰值检测与保持电路输出端的运算放大器AMP2的输出端连接在一起，比较器COMP4的输出端作为延时误差信号产生电路的输出端连接反相器INV1的输入端和控制开关S6的控制端，反相器INV1的输出端连接控制开关S5的控制端，控制开关S5的一端连接振荡电路中充放电电容C1的非接地端，控制开关S5的另一端连接控制开关S6的一端和作为峰值检测与保持电路输入端的运算放大器AMP1的同相输入端，控制开关S6的另一端接地，运算放大器AMP1的反相输入端与电容C4的一端、三极管BJT的发射极以及运算放大器AMP2的同相输入端连接在一起，三极管BJT的基极和集电极连接运算放大器AMP1的输出端，运算放大器AMP2的反相输入端与运算放大器AMP2的输出端互连，控制开关S8的另一端连接调制电流产生电路中比较器COMP3的同相输入端。

上述振荡电路中充放电电容C1和C2的结构与电容值完全相同，两个比较器COMP1和COMP2都是迟滞比较器。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

1.本发明张弛振荡器并不直接通过提升比较器或者RS触发器的速度来减小延时，因而不影响振荡器的动态特性，能够根据充放电电容C1和C2的峰值电压产生额外的附加调制电流，控制充放电电容C1和C2的充电速率，使振荡器振荡在预设的频率上，消除延时造成的非线性，显著提高控制电流—频率的线性度。

2.本发明张弛振荡器达到消除电路延时的影响的同时，也没有减小振荡电路中充放电电容C1和C2上的电压摆幅，因而不会增加振荡器的抖动，更进一步地说，本发明通过自调节增加控制电流来消除电路延时的影响，因此充放电电容C1和C2的电压摆幅也会相应增加，会进一步改善振荡器的抖动，抖动是由电路本身的噪声而引起的在电容的翻转阈值电平处产生的微小抖动，电容电压的充电速率越快，抖动对振荡器周期的影响越小。充放电电容上的阈值电压可以接近电源电压，因此，充放电电容的振幅很大，而对于同样的周期T，振幅越大，电容上的充电速率也越快，因此，由电路本身具有的噪声对电容的翻转阈值电压的影响也就越小，从而对振荡器的周期影响越小。

3.本发明张弛振荡器具有很强的抗干扰能力，这是因为本发明的张弛振荡器根据充放电电容的峰值电压，会逐步增加振荡器的充电电流，逐步调节振荡频率，逐渐消除电路延时的影响，并且最终保持在所设定的振荡频率上，不会出现因延时抖动造成的输出频率突变的情况。

4.本发明张弛振荡器，采用相同的充电电流源，这样避免了充电电流源的失配对振荡器的输出产生的影响(若电流源失配，输出信号占空比不是50％，并且线性度下降)，可以得到50％占空比的输出频率，并且保持很高的频率-控制电流的线性度。

附图说明

图1是现有技术中的基于单个接地定时电容的电流控制张弛振荡器；

图2是图1中充放电电容C上的电压波形；

图3是图1张弛振荡器中频率-控制电流关系中传输延时的影响的曲线图；

图4是现有技术中的带有双接地定时电容的电流控制的张弛振荡器；

图5是图4中充放电电容C1、C2及振荡器输出Q和Q的波形；

图6是本发明显著提高线性度的张弛振荡器原理图；

图7是本发明张弛振荡器在上电工作后，充放电电容C1上的波形变化；

图8是图6的一种实施电路图。

具体实施方式

参照图6，本发明包括振荡电路1、延时误差检测电路2及调制电流产生电路3，其中延时误差检测电路2中还包括峰值检测与保持电路、误差信号产生电路、延时单元以及控制开关S5、S6、S7、S8，反相器INV1、INV1。振荡电路1中的电容C1的非接地端连接延时误差检测电路2中控制开关S6的一端，调制电流产生电路3的输入连接到延时误差检测电路2中S8的一端，调制电流产生电路3的输出接振荡电路1中电流源I₀的负极。本发明中加入了能够产生延时误差信号的延时误差检测电路2，所述的延时误差检测电路2由控制开关S5、控制开关S6、控制开关S7、控制开关S8、峰值检测与保持电路、误差信号产生电路和延时单元构成，控制开关S5的一端与振荡电路1中的电容C1的非接地端相连，控制开关S5的另一端接到峰值检测与保持电路的输入，峰值检测与保持电路的输入还连到控制开关S6的一端，控制开关S6的另一端接地，峰值检测与保持电路的输出接到控制开关S7的一端，控制开关S7的另一端接延时误差信号产生电路的输入，延时误差信号产生电路的输出接到控制开关S6的控制端，延时误差信号产生电路的输出还接到反相器INV1的输入端，反相器INV1的输出端接到S5的控制端，峰值检测与保持电路的输出还接到控制开关S8的一端，控制开关S8的另一端接调制电流产生电路3的输入，控制开关S8的控制端接到延时单元的输出，延时单元的输出还接到反相器INV2的输入端，INV2的输出端接控制开关S7的控制端。

振荡电路1包括电流源I₀、PMOS管M1、PMOS管M2、控制开关S1、控制开关S2、控制开关S3、控制开关S4，充放电电容C1、充放电电容C2，比较器COMP1、比较器COMP2、RS触发器和参考电平V_ref。电流源I₀的正极接地，电流源I₀的负极接PMOS管M1的漏极，PMOS管M1的漏极还和PMOS管M1的栅极短接，PMOS管M1的源极接到电源VDD，PMOS管M1的栅极还和PMOS管M2的栅极相接，PMOS管M2的源极接到电源VDD，PMOS管M2的漏极接控制开关S1，控制开关S1的另一端接控制开关S2，同时控制开关S1和控制开关S2的连接处接充放电电容C1，充放电电容C1的另一端接地，控制开关S2的另一端接地GND，同时电流源I₀的正极也接到控制开关S3，控制开关S3的另一端接控制开关S4，同时控制开关S3和控制开关S4的连接处接充放电电容C2，充放电电容C2的另一端接地，控制开关S4的另一端接地GND，充放电电容C1的非地端接比较器COMP1的同相端，充放电电容C2的非地端接比较器COMP2的同相端，同时比较器COMP1的反相端与比较器COMP2的反相端相接，并接参考电平V_ref的输出端，比较器COMP1的输出端接RS触发器的置位输入端(S)，比较器COMP2的输出端接RS触发器的复位输入端(R)，RS触发器的输出端Q接控制开关S1、控制开关S2的控制端，RS触发器的输出端Q接控制开关S3、控制开关S4的控制端。

调制电流产生电路3包括比较器COMP3、NMOS管M_R和电阻R_R，比较器COMP3的同相输入端接延时误差检测电路3中控制开关S8，比较器COMP3的反向输入端与NMOS管的源极相连，比较器的输出连到NMOS管的栅极，NMOS管M_R的漏极接到振荡电路1中电流源I₀的负极，电阻R_R的一端接到NMOS管源极与比较器COMP3的相连处，电阻R_R的另一端接地。

参看图8，延时误差信号产生电路包括减法器SUB、除法器DIV、比较器COMP4和电压保持电路AMP3，减法器SUB的一端接控制开关S7，减法器SUB的另一端接2V_ref，减法器SUB的输出接到除法器DIV的一端，除法器DIV另一端接V² _ref，除法器DIV的输出接电压保持电路的输入，电压保持电路AMP3的输出接到比较器COMP4的反相端，COMP4的同相端接到峰值检测与保持电路的输出。

延时单元包括PMOS管M3、PMOS管M4、电容C3，PMOS管M3的源极接电源VDD，PMOS管M3的漏极接PMOS管M4的源极，PMOS管M4的漏极接电容C3的上极板，PMOS管M3的栅极和PMOS管M4的栅极相接，并接到偏置信号VB，电容C3的下极板接地。

上述充放电电容C1和充放电电容C2的结构与电容值完全相同，且比较器COMP1和比较器COMP2都是迟滞比较器。

如图6，设初始状态时，RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，控制开关S1打开、控制开关S2关断，控制电流流向充放电电容C1，控制开关S3关断、控制开关S4打开，充放电电容C2放电到地，理论上，当充放电电容C1上的电位上升到超过参考电平V_ref时，比较器COMP1输出高电平，RS触发器处于置位状态，输出端Q输出高电平，输出端Q为低电平，控制开关S1关断、控制开关S2打开，充放电电容C1放电到地，控制开关S3打开、控制开关S4关断，控制电流流向充放电电容C2，当充放电电容C2的电位上升到超过参考电平V_ref时，RS触发器的输出端Q为低电平，输出端Q为高电平，依次循环，产生振荡波形，但是实际上由于振荡电路延时的作用，充放电电容C1和C2的电压峰值会大于V_ref，导致控制电流—频率的非线性，本发明采用延时误差检测电路中的峰值检测与保持电路检测充放电电容C1和C2上的峰值电压V_PEAK，并将此峰值信号作为调制电流产生电路的控制信号，电路延时越大，峰值电压V_PEAK也会越大，使得调制电流产生电路的输出电流I_M也相应增加，充放电电容C1和C2的充电速率上升，当调制电流I_M达到预设的值后，振荡器的输出频率便为预设的频率，消除了电路延时的影响。

下面通过理论计算分析本发明的可行性：

设振荡器的初始控制电流为I₀，充放电电容C1和C2的电容值为C₀，振荡电路的延时为t_delay，那么由于振荡电路的延时，充放电电容C1和C2的电压峰值为：

$V_{\mathrm{PEAK}}=V_{\mathrm{ref}}+\frac{I_0{t}_{\mathrm{delay}}}{C_0}$ 式4

由于电路延时t_delay的影响，振荡器的振荡周期T’_OSC可写为：

$T_{\mathrm{osc}}^{;}=T_{\mathrm{osc}}+2t_{\mathrm{delay}}$ 式5

公式5中T_osc为控制电流为I₀时，理论上振荡器的振荡周期，其表达式为：

$T_{\mathrm{osc}}=\frac{{2C}_0{V}_{\mathrm{ref}}}{I_0}$ 式6

电路延时t_delay的表达式可由下式得到：

$t_{\mathrm{delay}}=\frac{C_0(V_{\mathrm{PEAL}}-V_{\mathrm{ref}})}{I_0}$ 式7

公式6表明理论上，振荡器的振荡频率应和控制电流I₀成线性关系。

从公式5和公式6可以看出，电路延时t_delay构成了振荡器的振荡周期的一部分，使得振荡频率不再和控制电流成线性关系。为了使振荡频率与控制电流I₀成线性关系，本发明采用了调制电流产生电路，用于产生额外的充电电流I_M，以消除电路延时的影响，且该额外的充电电流I_M是电路延时t_delay的函数，可以写为：

I_M＝f(t_delay)式8

由上面的分析可以发现，为了消除电路延时的影响，在振荡器的每半个振荡周期内，需通过产生的额外充电电流I_M，使得充放电电容C1和C2的电压提前t_delay上升至V_ref，因而所需的充电电流I₁可以由下式计算得到：

$I_1=I_0+I_M=\frac{C_0{I}_0{V}_{\mathrm{ref}}}{C_0{V}_{\mathrm{ref}}-I_0{t}_{\mathrm{delay}}}$ 式9

故需要调制电流产生电路的输出电流I_M为:

$I_M=I_1-I_0=\frac{C_0{I}_0{V}_{\mathrm{ref}}}{C_0{V}_{\mathrm{ref}}-I_0{t}_{\mathrm{delay}}}=\frac{I_0^2{t}_{\mathrm{delay}}}{C_0{V}_{\mathrm{ref}}-I_0{t}_{\mathrm{delay}}}$ 式10

结合公式7，可以重写调制电流产生电路的输出电流I_M的表达式为：

$I_M=\frac{V_{\mathrm{PEAK}}-V_{\mathrm{ref}}}{{2V}_{\mathrm{ref}}-V_{\mathrm{PEAK}}}{I}_0$ 式11

当调制电流产生电路输出所需要的调制电流I_M后，便可以计算得到在下一个充电周期内，电容C1和C2上的峰值电压V_PEAK1为：

$V_{\mathrm{PEAK}1}=\frac{(I_0+I_M)}{C_0}\·\frac{V_{\mathrm{ref}}{C}_0}{I_0}=\frac{V_{\mathrm{ref}}^2}{2V_{\mathrm{ref}}-V_{\mathrm{PEAK}0}}$ 式12

其中，V_PEAK0为调制电流产生电路未输出附加调制电流时，电容C1上的初始峰值电压。

因此，我们可以将公式12所示的V_PEAK1作为预设的一个比较电压，当电容C1上的峰值电压上升至V_PEAK1时，就表明调制电流产生电路的输出电流为I_M，且振荡器振荡在预设的频率上，此时关断调制电流产生电路的输入，以防止调制电流产生电路的输出电流过大。

详细的分析过程如下：

初始状态时，延时单元输出低电平，调制电流产生电路无输入，延时误差信号产生电路输出的延时误差信号为低电平，控制开关S5和控制开关S8关断，控制开关S6和控制开关S7闭合，峰值检测与保持电路检测振荡电路中电容C1上的电压。

经过一段时间后，峰值检测与保持电路获得电容C1上的初始峰值电压V_PEAK0，此时，延时单元输出高电平，控制开关S7关断，控制开关S8闭合，调制电流产生电路的输入为峰值检测与保持电路的输出V_PEAK0，便产生初始调制电流I_M0为：

$I_{M0}=\frac{V_{\mathrm{PEAK}0}}{R_R}$ 式13

由于附加调制电流的产生，充放电电容C1和C2上的充电速率上升，使得每个周期的充放电电容C1和C2上的电压峰值上升，当电压峰值上升到公式12所示的值时，延时误差信号产生电路输出高电平，控制开关S5开启，控制开关S6关断，使充放电电容C1和C2的电压峰值不在继续上升，而此时调制电流产生电路所产生的额外附加电流也为预设值I_M，进而得到所需要的振荡频率，消除电路延时的影响，其次由于调制电流产生电路输出的额外控制电流会使充放电电容C1和C2上的电压摆幅进一步增加，因此还会显著地降低振荡器抖动。

如图7(a)所示，在振荡器开始上电时，由于电路延时t_d的影响，电容C1的电压在上升的过程中发生过冲并上升至初始峰值电压V_PEAK0，峰值检测与保持电路保持这个初始峰值电压，振荡器的输出(RS触发器输出端Q的信号)频率大于预设值；在经过一段延时后，如图7(b)所示，调制电流产生电路开始输出附加的调制电流，这使得电容C1上的电压以更快的速率上升，并上升至更高的峰值电压，这又会进一步增加调制电流产生电路的输出调制电流，因此振荡器的输出频率逐渐增大；当调制电流产生电路的输出调制电流上升至预设值时，如图7(c)所示，电容C1的峰值电压会进一步上升至V_PEAK1，此时振动器的输出频率达到预设值，并关断调制电流产生电路的输出，从而消除了电路延时的影响。从图7可以看出，附加的调制电流产生电路会逐渐增加振荡器的输出频率至预设值，还会使得电容C1上的电压摆幅从初始峰值电压V_PEAK0上升至V_PEAK1，有利于降低振荡器输出波形的抖动。

如图8，为本发明的一个实施例，在初始状态时，控制开关S8和控制开关S5断开，控制开关S6和控制开关S7闭合，当控制开关S1打开、控制开关S2关断，电流I₀通过振荡电路中PMOS管M1和PMOS管M2构成的电流镜流向充放电电容C1，电容C1上的电压峰值V_PEAK0通过运算放大器AMP1、三极管BJT及电容C4构成的峰值检测与保持电路检测出来，保持在电容C4上，该峰值电压V_PEAK0还通过减法器SUB、除法器DIV和由AMP3构成的电压保持电路，得到预设的如公式12所示的V_PEAK1。再经过一段延时后，延时单元输出高电平，关断控制开关S7，闭合控制开关S8，此时峰值电压通过比较器COMP3、电阻R_R和NMOS管M_R构成的调制电流产生电路为振荡器提供额外的附加电流，提高充放电电容C1和C2的充电速率，与此同时，充放电电容C1和C2上的峰值电压也会继续上升，从而又会增加调制电流产生电路的输出电流，使得充放电电容C1、C2的峰值电压进一步上升，当充放电电容C1和C2上的峰值电压上升至预设的V_PEAK1以上时，比较器COMP4输出高电平，关断控制开关S6，闭合控制开关S5，从而使得调制电流产生电路的输出电流保持在所需要的值，消除了振荡电路延时的影响，显著提高了控制电流—频率的线性度。

在示出的实施例中，其他更改和组合是可能的，本发明并不限定在示出的几种实施例中。虽然本发明已经利用特殊实施例在上面进行了描述，但是本领域的技术人员可以在权利要求的范围内进行多种更改。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种显著提高控制电流—输出频率线性度的张弛振荡器，其特征在于，包括振荡电路、延时误差检测电路及调制电流产生电路，延时误差检测电路用于检测振荡电路中充放电电容的峰值电压，并根据峰值电压产生延时误差消除信号，使振荡器振荡在预设的频率上；调制电流产生电路根据充放电电容上的峰值电压，产生相应的附加控制电流，提高充放电电容的充电速率，消除振荡电路延时的影响，提高控制电流—频率的线性度和降低振荡器抖动，其中：

振荡电路包括电流源I₀、PMOS管M1、M2，控制开关S1、S2、S3、S4，充放电电容C1、C2，比较器COMP1、COMP2及RS触发器和参考电平V_ref，电流源I₀的正极接地，电流源I₀的负极连接PMOS管M1的漏极和栅极，PMOS管M1的源极与PMOS管M2的源极互连并连接电源VDD，PMOS管M1的栅极与PMOS管M2的栅极互连，PMOS管M2的漏极分别连接控制开关S1和控制开关S3的一端，控制开关S1的另一端连接控制开关S2的一端和充放电电容C1的一端以及比较器COMP1的同相输入端，充放电电容C1的另一端及控制开关S2的另一端均接地，控制开关S1的控制端与控制开关S2的控制端互连并连接RS触发器的输出端Q，控制开关S3的另一端与控制开关S4的一端、充放电电容C2的一端以及比较器COMP2的同相输入端相连，充放电电容C2的另一端及控制开关S4的另一端均接地，控制开关S3的控制端与控制开关S4的控制端互连并连接RS触发器的输出非端RS触发器的置位输入端S及复位输入端R分别连接比较器COMP1的输出端及比较器COMP2的输出端，比较器COMP1的反相输入端与比较器COMP2的反相输入端互连并接参考电平V_ref；

调制电流产生电路包括比较器COMP3、NMOS管M_R和电阻R_R，NMOS管M_R的漏极连接振荡电路中电流源I₀的负极，NMOS管M_R的源极连接电阻R_R的一端和比较器COMP3的反向输入端，电阻R_R的另一端接地，NMOS管M_R的栅极与比较器COMP3的输出端连接；

延时误差检测电路包括控制开关S5、控制开关S6、控制开关S7、控制开关S8，反相器INV1、反相器INV2以及包括运算放大器AMP1、AMP2，三极管BJT及电容C4构成的峰值检测与保持电路，包括减法器SUB、除法器DIV、比较器COMP4以及作为电压保持的运算放大器AMP3构成的延时误差信号产生电路和包括PMOS管M3、PMOS管M4、电容C3构成的延时单元，延时单元中PMOS管M3的源极连接电源VDD，PMOS管M3的的漏极与PMOS管M4的源极互连，PMOS管M3的栅极与PMOS管M4的栅极互连并连接偏置电压VB，PMOS管M4的漏极与电容C3的一端、控制开关S8的控制端以及反相器INV2的输入端连接在一起，电容C3的另一端接地，反相器INV2的输出端连接控制开关S7的控制端，控制开关S7的一端连接延时误差信号产生电路中减法器SUB的一个输入端，减法器SUB的另一个输入端连接2V_ref，减法器SUB的输出端连接加法器DIV的一个输入端，加法器DIV的另一个输入端连接V² _ref，加法器DIV的输出端连接电压保持运算放大器AMP3的同相输入端，电压保持运算放大器AMP3的反相输入端与电压保持运算放大器AMP3的输出端互连并连接比较器COMP4的反相输入端，比较器COMP4的同相输入端与控制开关S7的另一端、控制开关S8的一端以及作为峰值检测与保持电路输出端的运算放大器AMP2的输出端连接在一起，比较器COMP4的输出端作为延时误差信号产生电路的输出端连接反相器INV1的输入端和控制开关S6的控制端，反相器INV1的输出端连接控制开关S5的控制端，控制开关S5的一端连接振荡电路中充放电电容C1的非接地端，控制开关S5的另一端连接控制开关S6的一端和作为峰值检测与保持电路输入端的运算放大器AMP1的同相输入端，控制开关S6的另一端接地，运算放大器AMP1的反相输入端与电容C4的一端、三极管BJT的发射极以及运算放大器AMP2的同相输入端连接在一起，电容C4另一端接地，三极管BJT的基极和集电极连接运算放大器AMP1的输出端，运算放大器AMP2的反相输入端与运算放大器AMP2的输出端互连，控制开关S8的另一端连接调制电流产生电路中比较器COMP3的同相输入端。

2.根据权利要求1所述的提高控制电流—输出频率线性度的张弛振荡器，其特征在于，振荡电路中充放电电容C1和C2的结构与电容值完全相同，两个比较器COMP1和COMP2都是迟滞比较器。