JP2005057972A - リングオシレータに利用される定電流回路およびチャージポンプ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】効率的な定電流を発生する。
【解決手段】抵抗Rと、ゲートドレイン短絡のトランジスタQ0の直列接続により、抵抗Rに流れる電流IAを決定する。さらに、トランジスタQ12、Q13、Q14および抵抗R2の直列接続により、電流I2を決定する。そして、抵抗R1の下から電流I2を引き抜くことにより、トランジスタQ0に流れる電流I1をI1=IA−I2とする。特に、電流I2は、電源電圧VDDが3つのトランジスタQ12、Q13、Q14のゲートソース間電圧降下Vtをあわせた3Vt以上で流れ始めるため、電源電圧が3Vt以下では電流I2が流れず、電源電圧VDDが比較的低いときに電流を十分出力でき、かつ電源電圧VDDが高いときに出力する定電流が必要以上高くならないように制御できる。
【選択図】図3
【解決手段】抵抗Rと、ゲートドレイン短絡のトランジスタQ0の直列接続により、抵抗Rに流れる電流IAを決定する。さらに、トランジスタQ12、Q13、Q14および抵抗R2の直列接続により、電流I2を決定する。そして、抵抗R1の下から電流I2を引き抜くことにより、トランジスタQ0に流れる電流I1をI1=IA−I2とする。特に、電流I2は、電源電圧VDDが3つのトランジスタQ12、Q13、Q14のゲートソース間電圧降下Vtをあわせた3Vt以上で流れ始めるため、電源電圧が3Vt以下では電流I2が流れず、電源電圧VDDが比較的低いときに電流を十分出力でき、かつ電源電圧VDDが高いときに出力する定電流が必要以上高くならないように制御できる。
【選択図】図3
Description
本発明は、チャージポンプ回路などに利用されるリングオシレータのインバータの電流源に好適な定電流回路に関する。
従来より、コンデンサへの充電を制御して、昇圧を行うチャージポンプが知られており、不揮発性メモリなどの消去を行うための高電圧発生に利用されている。
例えば、図1に示すCMOSを利用したチャージポンプでは、入力側の電源電圧VDDには、Nチャンネルトランジスタ(MOS)10のソースが接続され、このNチャンネルトランジスタ10のドレインには、他端からパルス電圧が供給されるシフトコンデンサ12が接続される。また、Nチャンネルトランジスタ10のドレインにはPチャンネルトランジスタ(MOS)14のドレインが接続され、このPチャンネルトランジスタ14のソースには電圧保持用のコンデンサ16が接続されるとともに、出力端18が接続されている。
そして、トランジスタ10と、トランジスタ14のゲートには、同一のパルス信号が供給されている。
このような回路において、トランジスタ10がオンし、トランジスタ14がオフすることによって、電圧VDDがシフト用コンデンサ12に保持され、トランジスタ10がオフし、PMOS14がオンした状態で、パルス電圧により例えば電圧VDDだけシフト用コンデンサの電圧をシフトすることで、保持用コンデンサ16に2VDDの電圧VDDが保持され、これが出力される。
このようなチャージポンプにおいては、出力電圧を計測し、その出力電圧値に応じて供給するクロックの周波数などを調整して、電流を節約していた。
なお、チャージポンプの例は、例えば特許文献1に示されている。
しかし、揮発メモリ等への書き換えを行うための高電圧を発生するチャージポンプ(昇圧回路)において、電源電圧変化に対してチャージポンプの動作クロックが一定の場合、消費電流及び出力電流はほぼ電源電圧に比例して増大する。そして、チャージポンプの出力電流が電源電圧に比例するために、保証される最小の電源電圧で十分書き換えに必要な出力電流が確保できるように設計をおこなっていた。しかし、不揮発メモリの書き換えで必要とされる電流は電源電圧が高い領域ではあまり変化がないので、電源電圧が高いところでは無駄に大きな電流が出力され、大きな電源電流を消費していた。
本発明は、チャージポンプにおいて、消費電力を減少することを目的とする。
本発明は、インバータを複数リング状に接続して形成され、クロック信号を発生するリングオシレータに利用される定電流回路であって、各インバータの定電流源を、電源電圧に対し、低電圧側で傾きが大きく、高電圧側で傾きが小さく、変化する特性とすることを特徴とする。
また、電源とグランドの間に配置された、抵抗とダイオード接続されたトランジスタの直列接続からなる第1電流経路と、電源とグランドの間に配置された、少なくとも2つのダイオード接続されたトランジスタの直列接続と、上記第1電流経路の抵抗の抵抗値より小さい抵抗との直列接続からなる第2電流経路と、を有し、前記第1電流経路の抵抗とトランジスタの接続点から第2電流経路の電流を引き抜くように形成され、電源電圧が低く、第1電流経路のみに電流が流れているときには、第1電流経路の電流を出力し、電源電圧が高く第2電流経路にも電流が流れているときには、第1電流経路から第2電流経路の電流を差し引いた電流を出力することが好適である。
また、本発明は、上述した定電流回路を利用したリングオシレータから出力されるクロックを利用して昇圧動作を行うチャージポンプ回路に関する。
本発明によれば、リングオシレータを構成する各インバータの定電流源を、電源電圧に対し、低電圧側で傾きが大きく、高電圧側で傾きが小さく、変化する特性とする。これによって、比較的低電圧では、電源電圧に応じた定電流を増加させることができ、比較的低い電源電圧において、チャージポンプ回路を動作可能とすることができる。一方、高電圧側において、電源電圧が上昇しても定電流源の電流量は変化が少ない。定電流源の電流量が一定であれば、リングオシレータの発振周波数は、電源電圧に反比例する。従って、昇圧回路の出力電流は、電源電圧の上昇による変化が少なくなり、電源電圧が高いところでは無駄に大きな電流が出力され、大きな電源電流を消費してしまうことを防止することができる。
以下、実施形態の構成例について、図面に基づいて説明する。
図2には、リングオシレータの構成が示されている。この例では、3つのインバータI1、I2、I3がリング状に直列に接続され、各インバータI1、I2、I3の出力には、他端がグランドに接続されたコンデンサC1、C2、C3がそれぞれ接続されている。そして、インバータC3の出力がクロック出力となっており、このクロックがチャージポンプ回路に供給されている。
また、所定の設定電流I1が流れるゲートドレイン間がショートされたNチャンネルトランジスタ(NMOS)Q0のゲートには、ソースがグランドに接続されたNチャンネルトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4のゲートが接続され、これらのトランジスタがすべて電流I1を流す。トランジスタQ2、Q3、Q4は、インバータI1、I2、I3の動作電流を決定する。また、トランジスタQ1のドレインには、ゲートドレイン間が短絡されたPチャンネルトランジスタQ5のドレインが接続され、このトランジスタQ5のソースは電源に接続されている。そこで、このトランジスタQ5には、電流I1が流れる。そして、このトランジスタQ5のゲートには、ソースが電源に接続されたPチャンネルトランジスタ(PMOS)Q6、Q7、Q8のゲートが接続されており、これらトランジスタQ6、Q7、Q8からの電流がインバータI1、I2、I3に供給されるようになっている。
このような回路によって、所定のクロックが得られるが、このクロックは、トランジスタQ0に流れる設定電流I1の影響を受ける。
図3には、設定電流I1を決定する回路が示されている。トランジスタQ0のドレインは、抵抗Rを介し電源に接続されている。従って、この電源電圧をVDDとすると、電流IAは、IA=(VDD−Vt)/R1となる。なお、VtはトランジスタQ0の電圧降下(ゲート・ソース間電圧)、R1は抵抗R1の抵抗値である。
ここで、この回路では、抵抗R1とトランジスタQ0の接続点に、他端がグランドに接続されたNチャンネルトランジスタQ9のドレインが接続されている。従って、このトランジスタQ9に電流が流れると、その電流は、抵抗R1には流れるが、トランジスタQ0には流れないことになる。
トランジスタQ10のゲートには、ソースがグランドに接続され、ゲートドレイン間が短絡されたNチャンネルトランジスタQ10のゲートが接続され、トランジスタQ10のドレインはソースが電源に接続されたPチャンネルトランジスタQ11のドレインが接続されている。このトランジスタQ11のゲートには、ソースが電源に接続されゲートドレイン間が短絡されたPチャンネルトランジスタQ12のゲートが接続され、このトランジスタQ12のドレインは、2つのゲートドレイン間が短絡されたPチャンネルトランジスタQ13、Q14、抵抗R2を介し、グランドに接続されている。
従って、トランジスタQ12、Q13、Q14および抵抗R2には、I2=(VDD−3Vt)/R2で決定される電流I2が流れる。なお、VtはトランジスタQ12、Q13、Q14の電圧降下(ゲート・ソース間電圧)、R2は抵抗R2の抵抗値である。そして、本例では、R2=R1・(3/4)に設定してある。そこで、I2=(VDD−3Vt)/R1・(3/4)となる。
そして、このI2がトランジスタQ11、Q10、Q9に流れることになる。従って、トランジスタQ0に流れる電流をI1とした場合、I1=IA−I2となり、リングオシレータの各インバータI1、I2、I3の電流が電流I2の影響も受けることになる。
ここで、図4に電源電圧VDDと電流IA、I1、I2の関係を示す。このように、電流IAは、電源電圧がVt以上で発生し、電流I2は電源電圧VDDが3Vt以上で発生する。そして、電流IAと、I2では電源電圧VDDに対する傾きが異なっている。従って、電源電圧VDDがVt〜3Vtの間は、I1=IA=(VDD−Vt)/R1、電源電圧VDDが3Vt以上では、I1=IA−I2となり、傾きが小さくなる。
インバータI1、I2、I3の出力が遷移するまでインバータ間のノードをチャージするとき、チャージされる電荷量はインバータしきい値(電源電圧に比例)×ノード容量である。よって電流源が一定であればリングオシレータの発振周波数は電源電圧に反比例する。本実施形態では、定電流源の電流は高電圧側においても若干上昇するが、高電圧側においては一定にしてもよい。
昇圧回路における1クロック当たりの出力電流はほぼ電源電圧に比例するので、この回路で生成した電源電圧にほぼ反比例するクロックを供給することで、出力電流はほぼ一定になる。従って、電源電圧が高いところで、昇圧回路から無駄に大きな電流が出力され、大きな電源電流を消費してしまうことを防止することができる。
このように、本実施形態では、電流源が図4に示すように電源電圧VDDに対し当初大きな傾きで立ち上がり、その後傾きが小さくなる。従って、電源電圧が比較的低いときにも、チャージポンプの能力を維持することができ、かつ電源電圧が高いときに消費電力を抑えることができ、チャージポンプの効率的な動作を可能とする。
なお、上述の例では、抵抗R2を抵抗R1の抵抗値に設定し、抵抗R2には3つのトランジスタを直列接続したが、抵抗値の設定は各種変更可能であり、またトランジスタの数も変更してもよい。これによって、各種の特性が可能になる。さらに、電流I2を生成するのと同様の回路を別に設け、この回路の特性を調整することで、全体としての回路特性をさらに任意に変更できる。
Q0〜Q14 トランジスタ、C1〜C3 コンデンサ、R1,R2 抵抗。
Claims (3)
- インバータを複数リング状に接続して形成され、クロック信号を発生するリングオシレータに利用される定電流回路であって、
各インバータの定電流源を、電源電圧に対し、低電圧側で傾きが大きく、高電圧側で傾きが小さく、変化する特性とすることを特徴とする定電流回路。 - 請求項1に記載のリングオシレータであって、
電源とグランドの間に配置された、抵抗とダイオード接続されたトランジスタの直列接続からなる第1電流経路と、
電源とグランドの間に配置された、少なくとも2つのダイオード接続されたトランジスタの直列接続と、上記第1電流経路の抵抗の抵抗値より小さい抵抗との直列接続からなる第2電流経路と、
を有し、
前記第1電流経路の抵抗とトランジスタの接続点から第2電流経路の電流を引き抜くように形成され、
電源電圧が低く、第1電流経路のみに電流が流れているときには、第1電流経路の電流を出力し、電源電圧が高く第2電流経路にも電流が流れているときには、第1電流経路から第2電流経路の電流を差し引いた電流を出力する定電流回路。 - 請求項1または2に記載の定電流回路を利用したリングオシレータから出力されるクロックを利用して昇圧動作を行うチャージポンプ回路。
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