CN103298215A - 一种反激式led驱动器的控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种反激式LED驱动器的控制电路，包括：峰值电流采样单元、导通时间检测单元、运算补偿单元和PWM发生单元。本发明采用原边反馈控制方式，极大地简化系统的设计，节省了可观的PCB面积和系统的体积，大大降低了系统的成本，从而使LED驱动器可以方便集成到LED灯具中。此外，本发明利用一个辅助绕组取代了现有控制电路结构中的光耦器件，补偿网络以及基准电压源，由于减少了片外光耦器件和基准源的使用，故能有效提高系统的稳定性和安全性；基于本发明控制方式，输出电流精度完全受内部基准电压的控制，故实现了极高的恒流精度。

Description

一种反激式LED驱动器的控制电路

技术领域

本发明属于LED照明控制技术领域，具体涉及一种反激式LED驱动器的控制电路。

背景技术

随着LED器件的不断发展，由于其环保性，高亮度，长寿命以及成熟的控制方式，LED照明市场也在不断的扩大。LED驱动技术也得到了长足的发展，市场对LED驱动器的要求越来越严格，高电流精度以及允许尽量减少外围器件是LED驱动器的发展趋势。

LED本身是一个发光二极管，是一种电流控制型器件，二极管两端极小的电压变化也可引起电流的极大改变，最终明显影响LED亮度，因此所有驱动器必须保持恒流特性。常用AC-DC的驱动结构有反激式、恒流源、半桥和全桥。

其中恒流源电路最为简单，直接将输入电源转通过恒流源芯片输出额定电流，以驱动LED；但是这种控制方式不适合高压应用，如果负载较少，将在恒流源两端产生极大的压差，最终导致可观的热损耗。反激式变换器由于只需要极少的外围元器件，而且可以实现电气隔离以增加安全性，从而在小功率LED照明中得到了广泛应用，但其需要根据副边输出电压电流情况实时反馈给原边进行控制。图1是反激式LED驱动器的结构框图，包括EMI（电磁干扰滤波电容）、整流桥、反激式变压器T，主功率开关管Q、副边功率二极管D等；其主功率开关管Q接地通路上的电流为原边峰值电流。

图2为传统的反激式LED驱动器的控制电路结构，包括光耦T2，基准电压源T3，补偿网络以及控制器等；其通过使输出电压与基准电压比较，得到误差信号，该误差信号和电流信号经过补偿网络补偿后通过光耦器件反馈到原边控制器中。这种反馈方式增加了成本和设计难度，光耦合器件以及补偿网络在板级系统中占有较大的PCB（印刷电路板）面积，增加了成品的体积和成本，影响了LED照明的推广。此外由于外围器件，包括光耦T2和基准电压源T3的精度极易受到环境因素的影响，这在一定程度上影响了控制器的恒流效果。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种反激式LED驱动器的控制电路，简化了系统的设计，节省了PCB面积，大大降低了系统的成本。

一种反激式LED驱动器的控制电路，包括：

峰值电流采样单元，用于采集反激式LED驱动器的原边峰值电流信号；

导通时间检测单元，用于检测反激式LED驱动器中副边功率二极管的导通时间信号和关断时间信号；

运算补偿单元，用于根据所述的原边峰值电流信号、导通时间信号和关断时间信号进行平均值运算，得到平均电流；并使所述的平均电流与给定的基准电流进行比较产生电流误差信号；进而对所述的电流误差信号进行积分运算，得到调制信号；

PWM发生单元，用于根据所述的调制信号进行脉宽调制，输出PWM信号以控制反激式LED电路中的主功率开关管。

所述的运算补偿单元根据以下算式计算得到平均电流：

$I_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{2}\×n\×I_{\mathrm{peak}}\×\frac{t_{\mathrm{on}}}{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}}}$

其中：I_ave为平均电流，I_peak为原边峰值电流，n为反激式LED驱动器中反激式变压器的匝比，t_on和t_off分别为副边功率二极管的导通时间和关断时间。

所述的运算补偿单元根据以下算式对电流误差信号进行积分运算：

$V=V_0+\frac{\mathrm{\ΔI}}{C}{T}_{\mathrm{sw}}$

其中：V为调制信号，C为给定的补偿电容值，ΔI为电流误差信号，T_sw为主功率开关管的开关周期，V₀为给定的偏置电压。

所述的峰值电流采样单元包括采样电阻Rc、时序开关S1、电容C1和运算放大器A1；其中，采样电阻Rc的一端与时序开关S1的一端以及反激式LED驱动器中主功率开关管的输出端相连，时序开关S1的另一端与电容C1的一端和运算放大器A1的正相输入端相连，电容C1的另一端接地，运算放大器A1的输出端与运算放大器A1的反相输入端相连并输出原边峰值电流信号，时序开关S1的控制极接收所述的PWM信号。

所述的导通时间检测单元包括辅助绕组Na、两个电阻R1～R2、两个比较器B1～B2和一D触发器；其中，辅助绕组Na与反激式LED驱动器中反激式变压器的原边绕组耦合，辅助绕组Na的一端接地，辅助绕组Na的另一端与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与电阻R2的一端、比较器B1的正相输入端和比较器B2的反相输入端相连，电阻R2的另一端接地，比较器B2的正相输入端和比较器B1的反相输入端相连并接地，比较器B1的输出端与D触发器的时钟端相连，比较器B2的输出端与D触发器的复位端相连，D触发器的D端接电源电压VDD，D触发器的Q端输出导通时间信号，D触发器的

端输出关断时间信号。

优选地，所述的运算补偿单元包括两个时序开关S2～S3、两个运算放大器A2～A3、两个电流源I1～I2、四个MOS管M1～M4、电阻R3和电容C2；其中，时序开关S2的一端接收原边峰值电流信号，时序开关S2的另一端与时序开关S3的一端和电阻R3的一端相连，时序开关S3的另一端接地，时序开关S2的控制极接收导通时间信号，时序开关S3的控制极接收关断时间信号，电阻R3的另一端与运算放大器A2的反相输入端、MOS管M3的源极和MOS管M1的漏极相连，运算放大器A2的正相输入端和运算放大器A3的正相输入端均接收给定的基准电压信号V_ref1，运算放大器A2的输出端与MOS管M3的栅极相连，MOS管M1的栅极与MOS管M2的栅极、MOS管M3的漏极和电流源I1的输出端相连，MOS管M1的源极和MOS管M2的源极均接地，电流源I1的输入端与电流源I2的输入端相连并接电源电压VDD，电流源I2的输出端与MOS管M4的漏极和电容C2的一端相连并输出调制信号，电容C2的另一端接地，MOS管M4的栅极与运算放大器A3的输出端相连，MOS管M4的源极与运算放大器A3的反相输入端和MOS管M2的漏极相连。

该运算补偿单元中的运算放大器有效地保持了原边峰值电流信号，同时有效得减小了运算的失调电压；共栅共源电流镜准确的复制输入电流，同时有效抑制了电源的干扰，保证了控制器的横流精度；最后采用固定关断控制模式，极大简化了PWM产生电路的设计难度。

所述的PWM发生单元包括两个MOS管M5～M6、两个比较器B3～B4、两个电流源I3～I4、两个电容C3～C4、两个或非门H1～H2和反相器INV；其中，电流源I3的输入端与电流源I4的输入端相连并接电源电压VDD，电流源I3的输出端与比较器B3的反相输入端、电容C3的一端和MOS管M5的漏极相连，比较器B3的正相输入端接收给定的基准电压信号V_ref2，电容C3的另一端接地，MOS管M5的栅极与反相器INV的输入端、或非门H1的第一输入端和或非门H2的输出端相连并输出PWM信号，MOS管M5的源极接地，或非门H1的输出端与或非门H2的第一输入端相连，比较器B3的输出端与或非门H1的第二输入端相连，电流源I4的输出端与比较器B4的反相输入端、电容C4的一端和MOS管M6的漏极相连，比较器B4的正相输入端接收调制信号，电容C4的另一端接地，MOS管M6的栅极与反相器INV的输出端相连，MOS管M6的源极接地，比较器B4的输出端与或非门H2的第二输入端相连。

本发明其仅仅通过采样原边峰值电流信息和副边功率二极管导通时间，采用高精度的恒流控制技术，逐周期补偿，进而构造出PWM信号以驱动LED驱动器器中的主功率开关管，最终实现控制变换器输出电流恒定的目的。

本发明采用原边反馈控制方式，极大地简化系统的设计，节省了可观的PCB面积和系统的体积，大大降低了系统的成本，从而使LED驱动器可以方便集成到LED灯具中。此外，本发明利用一个辅助绕组取代了现有控制电路结构中的光耦器件，补偿网络以及基准电压源，由于减少了片外光耦器件和基准源的使用，故能有效提高系统的稳定性和安全性；基于本发明控制方式，输出电流精度完全受内部基准电压的控制，故实现了极高的恒流精度。

附图说明

图1为反激式LED驱动器的结构示意图。

图2为现有反激式LED驱动器及其控制电路的结构示意图。

图3为本发明控制电路的结构示意图。

图4为峰值电流采样单元的结构示意图。

图5为导通时间检测单元的结构示意图。

图6为运算补偿单元的结构示意图。

图7为PWM发生单元的结构示意图。

图8为本发明控制电路的工作信号波形示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关工作原理进行详细说明。

如图3所示，一种反激式LED驱动器的控制电路，包括：峰值电流采样单元、导通时间检测单元、运算补偿单元和PWM发生单元。

本实施方式反激式LED驱动器如图1所示，其由EMI、整流桥，反激式变压器T，主功率开关管Q，副边功率二极管D和滤波电容Cr组成；其中变压器有三个绕组分别是原边绕组Np，副边绕组Ns，辅助绕组Na。其中副边绕组Ns和辅助绕组Na同相，但是与原边绕组Np相位相反。原边绕组Np同名端接整流桥的正向输出，辅助绕组Na和副边绕组Ns的同名端分别接原边地和副边地。原边绕组Np非同名端接主功率开关管Q的漏端，主功率开关管Q源端接地输出，该接地通道上流过的电流即原边峰值电流；副边绕组Ns非同名端接副边功率二极管D的阳极，D的阴极接输出滤波电容Cr同时接LED串负载。

峰值电流采样单元用于采集反激式LED驱动器的原边峰值电流信号V_peak；本实施方式中，峰值电流采样单元包括采样电阻Rc、时序开关S1、电容C1和运算放大器A1，如图4所示；其中，采样电阻Rc的一端与时序开关S1的一端以及反激式LED驱动器中主功率开关管Q的源端相连，时序开关S1的另一端与电容C1的一端和运算放大器A1的正相输入端相连，电容C1的另一端接地，运算放大器A1的输出端与运算放大器A1的反相输入端相连并输出原边峰值电流信号V_peak，时序开关S1的控制极接收PWM发生单元输出的PWM信号。

导通时间检测单元用于检测反激式LED驱动器中副边功率二极管D的导通时间信号t_on和关断时间信号t_off；本实施方式中，导通时间检测单元包括辅助绕组Na、两个电阻R1～R2、两个比较器B1～B2和一D触发器，如图5所示；其中，辅助绕组Na与反激式LED驱动器中反激式变压器T的原边绕组Np耦合，辅助绕组Na的一端接地，辅助绕组Na的另一端与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与电阻R2的一端、比较器B1的正相输入端和比较器B2的反相输入端相连，电阻R2的另一端接地，比较器B2的正相输入端和比较器B1的反相输入端相连并接地，比较器B1的输出端与D触发器的时钟端相连，比较器B2的输出端与D触发器的复位端相连，D触发器的D端接电源电压VDD，D触发器的Q端输出导通时间信号t_on，D触发器的

端输出关断时间信号t_off。

运算补偿单元用于根据原边峰值电流信号V_peak、导通时间信号t_on和关断时间信号t_off通过以下算式进行平均值运算，得到平均电流I_ave：

$I_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{2}\×n\×I_{\mathrm{peak}}\×\frac{t_{\mathrm{on}}}{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}}}$

其中：I_peak为原边峰值电流，n为反激式LED驱动器中反激式变压器的匝比。

使平均电流I_ave与给定的基准电流I_ref进行比较产生电流误差信号ΔI；进而对根据以下算式电流误差信号ΔI进行积分运算，得到调制信号V；

$V=V_0+\frac{\mathrm{\ΔI}}{C}{T}_{\mathrm{sw}}$

其中：V为调制信号，C为给定的补偿电容值，ΔI为电流误差信号，T_sw为主功率开关管的开关周期，V₀为给定的偏置电压；本实施方式中C=470nF，V₀=0.7V，I_ref=40μA。

本实施方式中，运算补偿单元包括两个时序开关S2～S3、两个运算放大器A2～A3、两个电流源I1～I2、四个MOS管M1～M4、电阻R3和电容C2，如图6所示；其中，时序开关S2的一端接收原边峰值电流信号V_peak，时序开关S2的另一端与时序开关S3的一端和电阻R3的一端相连，时序开关S3的另一端接地，时序开关S2的控制极接收导通时间信号t_on，时序开关S3的控制极接收关断时间信号t_off，电阻R3的另一端与运算放大器A2的反相输入端、MOS管M3的源极和MOS管M1的漏极相连，运算放大器A2的正相输入端和运算放大器A3的正相输入端均接收给定的基准电压信号V_ref1，运算放大器A2的输出端与MOS管M3的栅极相连，MOS管M1的栅极与MOS管M2的栅极、MOS管M3的漏极和电流源I1的输出端相连，MOS管M1的源极和MOS管M2的源极均接地，电流源I1的输入端与电流源I2的输入端相连并接电源电压VDD，电流源I2的输出端与MOS管M4的漏极和电容C2的一端相连并输出调制信号V，电容C2的另一端接地，MOS管M4的栅极与运算放大器A3的输出端相连，MOS管M4的源极与运算放大器A3的反相输入端和MOS管M2的漏极相连。本实施方式中V_ref1=400mV。

PWM发生单元用于根据调制信号V进行脉宽调制，输出PWM信号以控制反激式LED电路中的主功率开关管Q；本实施方式中，PWM发生单元包括两个MOS管M5～M6、两个比较器B3～B4、两个电流源I3～I4、两个电容C3～C4、两个或非门H1～H2和反相器INV，如图7所示；其中，电流源I3的输入端与电流源I4的输入端相连并接电源电压VDD，电流源I3的输出端与比较器B3的反相输入端、电容C3的一端和MOS管M5的漏极相连，比较器B3的正相输入端接收给定的基准电压信号V_ref2，电容C3的另一端接地，MOS管M5的栅极与反相器INV的输入端、或非门H1的第一输入端和或非门H2的输出端相连并输出PWM信号，MOS管M5的源极接地，或非门H1的输出端与或非门H2的第一输入端相连，比较器B3的输出端与或非门H1的第二输入端相连，电流源I4的输出端与比较器B4的反相输入端、电容C4的一端和MOS管M6的漏极相连，比较器B4的正相输入端接收调制信号，电容C4的另一端接地，MOS管M6的栅极与反相器INV的输出端相连，MOS管M6的源极接地，比较器B4的输出端与或非门H2的第二输入端相连。本实施方式中V_ref2=2.2V。

本实施方式中，原边采样电路（峰值电流采样单元和导通时间检测单元）采样原边峰值电流信号V_peak，同时通过检测辅助绕组反馈信息V_FB计算副边功率二极管开通时间t_on和关断时间t_off；运算补偿单元根据V_peak和t_on和t_off计算输出平均电流值I_ave，该平均值与基准值进行比较后产生误差电流信号ΔI，并进一步产生误差电压信号ΔV，最终系统根据误差电压信号ΔV重新调整PWM，从而缩小ΔV。

图8所示了高精度反激式原边反馈LED驱动器的典型工作波形。其中I_D为副边二极管D的电流，I_Q为主功率开关管Q的电流，同时也可近似认为为LED负载串的电流。当PWM=1时，主功率开关管Q导通，线电压对变压器原边励磁电感充电，此时副边功率二极管D反偏，处于截止状态，LED负载串靠输出滤波电容Cr续流；反馈电压V_FB为输入线电压的反相，其准确值如下，其中V_in为输入线电压。

$V_{\mathrm{FB}}=-\frac{R_1}{R_1+R_2}\×\frac{n_a}{n_p}\×V_{\mathrm{in}}$

当PWM=0，原边主功率开关管Q关断，由于变压器漏感以及其他分布电感的存在，这些电感将与主功率开关管Q漏源端的寄生电容发生谐振，在关断瞬间出现一连串振铃；根据电感电流不能突变的原理，原边绕组电压瞬间反相，励磁电感开始放电。同时副边功率二极管D变为正偏，D处于导通状态，励磁电感能量通过变压器从原边传递到负载；此时辅助绕组反馈电压V_FB表达式如下，其中V_o为负载LED串压降加上功率二极管压降。

$V_{\mathrm{FB}}=-\frac{R_1}{R_1+R_2}\×\frac{n_a}{n_s}\×V_o$

如果忽略副边功率二极管压降，反馈电压V_FB与负载LED串电压成线性比例关系，所以V_FB直接反应输出电压信息。当励磁电感放电结束，副边功率二极管D重新反偏，同时原边励磁电感、变压器漏感以及分布电感一起与主功率开关管Q漏源端寄生电容发生谐振，直到PWM重新变成高电平。由于在副边功率二极管D反偏瞬间，辅助绕组上检测到的电压将变为谐振波形，对于比较合理的NMOS器件和变压器，其漏感和寄生电容可以很小，谐振周期将很短，V_FB迅速下降，并在1/4个谐振周期内V_FB电压过零点。V_FB第一个上升过零点到第一个下降过零点之间的时间间隔为副边功率二极管D导通时间t_on。

针对上述特点，本实施方式控制电路的控制方法，包括如下步骤：

（1）采集原边峰值电流信号V_peak，本实施方式通过PWM信号控制时序开关S1，从PWM关断瞬间开始，峰值电流信号V_peak将被保持在采样电容C1上；

（2）将采样得到的原边峰值电流信号V_peak通过一个自动调零的高增益运算放大器A1，其中放大器A1采用单位负反馈，保持原边峰值电流信号同时有效减少放大器A1失配带来的影响；

（3）放大器A1的输出信号输入运算补偿单元；

（4）在副边功率二极管开通时间内，t_on信号控制开关S2开通，t_off控制开关S3关断；由于增益提高放大器的钳位作用，图6中节点1将被钳位在V_ref1；前级自动调零放大器的输出流入节点1的电流为：

$i_1=\frac{V_{\mathrm{peak}}-V_{\mathrm{ref}1}}{R_3}$

根据共栅共源电流镜的镜像原理，补偿电容C2流向节点2的电流为i₂=k*i₁;补偿电容C2上误差电流的在一个开关周期内的平均值为：

${\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{comp}1}=\frac{i_2\×t_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{sw}}}$

（5）在副边功率二极管关断时间内，t_on信号控制开关S2关断，t_off信号控制开关S3开通；由于增益放大器的钳位作用，节点1将被钳位在V_ref1；电源地通过电阻R3流入节点1的电流为i₁'=-V_ref1/R3

根据共栅共源电流镜的镜像原理，补偿电容C2流向节点2的电流为i₂'=k*i₁'；补偿电容C2上误差电流的在一个开关周期内的平均值为：

${\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{comp}}^{\′}=\frac{i_2^{\′}\×t_{\mathrm{off}}}{T_{\mathrm{sw}}}$

（6）计算每个开关周期产生的总的补偿电流为：

${\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{comp}}={\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{comp}1}+{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{comp}}^{\′}$

每个开关周期误差电流在补偿电容上产生的补偿电压为：

${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{comp}}=\frac{{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{comp}}}{C_2}\×T_{\mathrm{sw}}$

联立上述算式可以得到每个开关周期补偿电压的具体表达式为：

${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{comp}}=k\×(\frac{V_{\mathrm{peak}}-V_{\mathrm{ref}1}}{R_3}\×t_{\mathrm{on}}-\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_3}\×t_{\mathrm{off}})$

由于每个开关周期流过LED的平均值为：

$I_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{2}\×I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{dio}}\×\frac{t_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{sw}}}$

根据图8所示的典型工作波形，由于变压器的存在，假设变压器T的原边匝数为np，副边匝数为ns，则原边峰值电流I_peak与副边峰值电流I_{peak_dio}存在以下关系：

$I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{dio}}=\frac{n_p}{n_s}\×I_{\mathrm{peak}}$

其中原边峰值电流通过采样电阻Rc上的峰值电压V_cs得到，可表示为：

$I_{\mathrm{peak}}=\frac{V_{\mathrm{peak}}}{R_c}$

联立上述算式，我们可以进一步得到输出误差补偿电压信号为：

${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{comp}}=k\×(2\×\frac{n_s\×R_c}{n_p\×R_1}\×I_{\mathrm{ave}}-\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_1})\×T$

补偿电压ΔVcomp与其直流偏置叠加后产生调制电压V输入如图7所示的PWM产生器，PWM采用固定关断模式，由调制电压V决定导通时间，V_ref2决定关断时间，具体表达式为：

$t_{\mathrm{on}}=\frac{C_4\×V}{I_{\mathrm{bias}}}$

$t_{\mathrm{off}}=\frac{C_3\×V_{\mathrm{ref}2}}{I_{\mathrm{bias}}}$

当输出稳定时，每个开关周期误差信号为0，此时我们可以得到输出电流平均值的表达式为：

$I_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{2}\×\frac{n_p}{n_s}\×\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_c}$

其中V_ref1为内部设置的基准电压，上式表明一旦基准电压设定，输出电流与电压器原副边匝比成正比，与电流检测电阻成反比。系统实现了高精度恒流控制。

本实施方式通过采集原边峰值电流信号V_peak，辅助绕组电压信号V_FB，通过高精度原边反馈技术，对输出电流平均值误差进行补偿，从而控制主功率开关管Q的开通和关断，输出电流精度与控制器内部V_ref1精度保持高度一致，最终得到恒定的输出电流。

本实施方式采用了固定关断控制模式，相对于传统的PWM产生电路，无需振荡器产生斜坡来生成PWM信号，用两路基准电流和两个电容取代，极大的简化了PWM产生电路的设计难度。

Claims (7)

1.一种反激式LED驱动器的控制电路，其特征在于，包括：

峰值电流采样单元，用于采集反激式LED驱动器的原边峰值电流信号；

导通时间检测单元，用于检测反激式LED驱动器中副边功率二极管的导通时间信号和关断时间信号；

运算补偿单元，用于根据所述的原边峰值电流信号、导通时间信号和关断时间信号进行平均值运算，得到平均电流；并使所述的平均电流与给定的基准电流进行比较产生电流误差信号，进而对所述的电流误差信号进行积分运算，得到调制信号；

PWM发生单元，用于根据所述的调制信号进行脉宽调制，输出PWM信号以控制反激式LED电路中的主功率开关管。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：所述的运算补偿单元根据以下算式计算得到平均电流：

$I_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{2}\×n\×I_{\mathrm{peak}}\×\frac{t_{\mathrm{on}}}{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}}}$

其中：I_ave为平均电流，I_peak为原边峰值电流，n为反激式LED驱动器中反激式变压器的匝比，t_on和t_off分别为副边功率二极管的导通时间和关断时间。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：所述的运算补偿单元根据以下算式对电流误差信号进行积分运算：

$V=V_0+\frac{\mathrm{\ΔI}}{C}{T}_{\mathrm{sw}}$

其中：V为调制信号，C为给定的补偿电容值，ΔI为电流误差信号，T_sw为主功率开关管的开关周期，V₀为给定的偏置电压。

4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：所述的峰值电流采样单元包括采样电阻Rc、时序开关S1、电容C1和运算放大器A1；其中，采样电阻Rc的一端与时序开关S1的一端以及反激式LED驱动器中主功率开关管的输出端相连，时序开关S1的另一端与电容C1的一端和运算放大器A1的正相输入端相连，电容C1的另一端接地，运算放大器A1的输出端与运算放大器A1的反相输入端相连并输出原边峰值电流信号，时序开关S1的控制极接收所述的PWM信号。

5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：所述的导通时间检测单元包括辅助绕组Na、两个电阻R1～R2、两个比较器B1～B2和一D触发器；其中，辅助绕组Na与反激式LED驱动器中反激式变压器的原边绕组耦合，辅助绕组Na的一端接地，辅助绕组Na的另一端与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与电阻R2的一端、比较器B1的正相输入端和比较器B2的反相输入端相连，电阻R2的另一端接地，比较器B2的正相输入端和比较器B1的反相输入端相连并接地，比较器B1的输出端与D触发器的时钟端相连，比较器B2的输出端与D触发器的复位端相连，D触发器的D端接电源电压VDD，D触发器的Q端输出导通时间信号，D触发器的

端输出关断时间信号。

6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：所述的运算补偿单元包括两个时序开关S2～S3、两个运算放大器A2～A3、两个电流源I1～I2、四个MOS管M1～M4、电阻R3和电容C2；其中，时序开关S2的一端接收原边峰值电流信号，时序开关S2的另一端与时序开关S3的一端和电阻R3的一端相连，时序开关S3的另一端接地，时序开关S2的控制极接收导通时间信号，时序开关S3的控制极接收关断时间信号，电阻R3的另一端与运算放大器A2的反相输入端、MOS管M3的源极和MOS管M1的漏极相连，运算放大器A2的正相输入端和运算放大器A3的正相输入端均接收给定的基准电压信号V_ref1，运算放大器A2的输出端与MOS管M3的栅极相连，MOS管M1的栅极与MOS管M2的栅极、MOS管M3的漏极和电流源I1的输出端相连，MOS管M1的源极和MOS管M2的源极均接地，电流源I1的输入端与电流源I2的输入端相连并接电源电压VDD，电流源I2的输出端与MOS管M4的漏极和电容C2的一端相连并输出调制信号，电容C2的另一端接地，MOS管M4的栅极与运算放大器A3的输出端相连，MOS管M4的源极与运算放大器A3的反相输入端和MOS管M2的漏极相连。

7.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：所述的PWM发生单元包括两个MOS管M5～M6、两个比较器B3～B4、两个电流源I3～I4、两个电容C3～C4、两个或非门H1～H2和反相器INV；其中，电流源I3的输入端与电流源I4的输入端相连并接电源电压VDD，电流源I3的输出端与比较器B3的反相输入端、电容C3的一端和MOS管M5的漏极相连，比较器B3的正相输入端接收给定的基准电压信号V_ref2，电容C3的另一端接地，MOS管M5的栅极与反相器INV的输入端、或非门H1的第一输入端和或非门H2的输出端相连并输出PWM信号，MOS管M5的源极接地，或非门H1的输出端与或非门H2的第一输入端相连，比较器B3的输出端与或非门H1的第二输入端相连，电流源I4的输出端与比较器B4的反相输入端、电容C4的一端和MOS管M6的漏极相连，比较器B4的正相输入端接收调制信号，电容C4的另一端接地，MOS管M6的栅极与反相器INV的输出端相连，MOS管M6的源极接地，比较器B4的输出端与或非门H2的第二输入端相连。

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