WO2011072519A1

WO2011072519A1 - 交流-直流反激转换器及其环路补偿方法

Info

Publication number: WO2011072519A1
Application number: PCT/CN2010/074401
Authority: WO
Inventors: 杨喆; 董贤辉; 王钊
Original assignee: 北京中星微电子有限公司
Priority date: 2009-12-17
Filing date: 2010-06-24
Publication date: 2011-06-23
Also published as: CN101710794B; US9236803B2; US20130148388A1; CN101710794A

Description

交流-直流反激转换器及其环路补偿方法技术领域

本发明涉及交流-直流反激转换器技术领域，特别涉及一种完全能量转换模式（DCM) 下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法。

背景技术

随着电子产业的迅速发展，对于高频开关式电源的性能也提出了更高的要求。在现有技术中，由于反激转换器（Flyback converter) 的电路结构比较简单，成本比较低廉，因此特别适合用于制造各种小功率电源以及各种电源适配器，从而在电子产业中得到了广泛的应用。

上述的反激转换器又可称之为 " Buck-Boost " 转换器，而由上述 "Buck-Boost"转换器推演并加入隔离变压器后可得到交流 -直流（AC-DC) 反激转换器，用于将交流电转换成为所需的直流电，从而可广泛应用于各种便携式设备的充电器以及多种电源适配器等设备中。一般来说，交流-直流反激转换器可采用两种工作模式：完全能量转换模式（DCM) 和不完全能量转换模式（CCM)。在大多数的应用环境中，交流-直流反激转换器一般均采用 DCM模式的设计，因此，在本发明中，除特殊说明外，所述的交流-直流反激转换器均为 DCM模式下的交流 -直流反激转换器。

图 1为现有技术中的 AC-DC反激转换器的等效电路图。如图 1所示，所述 AC-DC反激转换器包括一变压器 T, 该变压器 T包括初级绕组、次级绕组和辅助级绕组。在变压器 T的初级绕组侧，具有一反激转换器的控制器 102 和功率开关 101 ; 在变压器 T的次级绕组侧，具有一整流二极管 D、输出电容0^、 C。_ut上的寄生的等效串联电阻 R_eff，以及负载电阻在变压器 T 的辅助级绕组侧，具有两个分压电阻 RfM、 Rfb 当功率开关 101被控制器 102 发出的脉宽调制（PWM， Pulse Width Modulation) 脉冲信号激励而导通时，变压器 T的初级绕组中将有电流流过，其中，初级绕组上的电压极性为上正下负；而在变压器 T的次级绕组上感应出的电压极性为上负下正，将使整流管 D反向偏置而阻断，从而使得电源能量以磁能形式存储在隔离变压器 T中；当功率开关 101根据控制器 102发送的截止信号而截止时，隔离变压器 T的初级绕组两端电压极性反向（即该电压极性为上负下正），次级绕组上的电压极性也反向（即该电压极性为上正下负），使得整流管 D 导通，储存在隔离变压器 T中的能量释放给负载 _∞(1，从而实现了交流-直流的转换。另外，所述辅助级绕组侧的分压电阻和 Rfb₂，则用于检测并反馈电压至控制器 102。在现有技术中的小功率 (例如，输出功率 Pout<3W )应用场景中，上述的 AC-DC 反激转换器一般都工作于完全能量转换（DCM， Discontinuous Conduction Mode )模式，从而可准确地调整输出电压，并可采用低成本、小尺寸的外围元件以降低生成成本。

但是，上述 AC-DC反激转换器中所使用的高频变压器 T的等效电感 L 一般都较大（例如，一般为 L=1.5mH)，而且为了避免高频电磁干扰（EMI , ElectroMagnetic Interference ) , 上述的 AC-DC反激转换器的工作频率一般都在 40〜200KHz之间。而在实际应用中，为了达到反馈环路的稳定性和抑制噪声的干扰，一般都要求系统环路的带宽在 1/5~1/10的工作频率范围内。也就是说，要在较低的环路单位增益带宽内达到足够高的相位裕度，才能得到高性能（稳定、低噪声）的 AC-DC反激转换器。然而，现有技术中的 AC-DC 反激转换器的系统环路的带宽一般都比较大，且系统的稳定性也比较低。发明内容

本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。

有鉴于此，本发明提供一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法，从而提高系统的稳定性，减小系统环路的带宽。

根据上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种完全能量转换模式下的交流 -直流反激转换器，该交流-直流反激转换器包括：隔离变压器、功率开关和反馈控制模块；其中，

所述隔离变压器，具有用于接收输入电压的初级绕组、用于输出直流电压的次级绕组和用于输出反馈信号的辅助绕组；

所述反馈控制模块，连接于所述功率开关与所述隔离变压器的辅助绕组之间，并根据所述辅助绕组输出的反馈信号向所述功率开关发送脉冲信号；所述功率开关，串接于所述隔离变压器 T的初级绕组的接地端，并根据接收到的脉冲信号控制所述隔离变压器的初级绕组中的电流通断；

其中，所述反馈控制模块包括：脉宽调制控制器、具有第一电阻和第二电阻的误差放大器、电压缓冲器和补偿电路；

所述补偿电路，其第一端连接至所述隔离变压器的辅助绕组的输出端，用于接收所述辅助绕组输出的反馈电压；

所述电压缓冲器，其输入端连接至所述补偿电路的第二端，用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器；

所述误差放大器，其负输入端通过所述第一电阻与所述电压缓冲器的输出端连接，且该误差放大器的负输入端与该误差放大器的输出端之间通过所述第二电阻连接；该误差放大器的正输入端用于接收一基准电压；该误差放大器的输出端与所述脉宽调制控制器的第一输入端连接；

脉宽调制控制器，其第二输入端用于接收一固定频率的锯齿波，其输出端与所述功率开关连接，用于向所述功率开关发送脉冲信号。

本发明的实施例中还提供了一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器的环路补偿方法，该方法包括：

在所述交流-直流反激转换器中设置具有第一电阻和第二电阻的误差放大器；

设置所述误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率；

在交流-直流反激转换器中设置电压缓冲器和补偿电路；

设置所述补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率。

由上可知，本发明提供了一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法，由于在该完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法中，使用了具有负反馈结构的误差放大器和补偿电路，且可通过设置误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率，还可通过设置补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率，从而可有效地提高系统的稳定性，减小系统环路的带宽。

在结合参考附图及接下来的实施例的详细描述后，本发明的其它目的、特点和优点将会是显而易见的。

附图说明

参考附图及接下来的详细描述后，本发明将更容易理解，其中：图 1为现有技术中的 AC-DC反激转换器的等效电路图。

图 2为本发明实施例中的 AC-DC反激转换器的等效电路图。

图 3为本发明实施例中的 AC-DC反激转换器的环路补偿方法的流程图。图 4为本发明实施例中的具有负反馈结构的误差放大器的等效电路图。图 5为本发明实施例中的反激转换器的环路带宽及相位裕度的示意图。图 6为本发明另一实施例中的反激转换器的环路带宽及相位裕度的示意图。

具体实施方式

本发明的详细描述主要通过程序、步骤、逻辑块、过程或其他象征性的描述来呈现，其直接或间接地模拟本发明中的技术方案的运作。所属领域内的技术人员使用此处的这些描述和陈述向所属领域内的其他技术人员有效的介绍他们的工作本质。

此处所称的 "一个实施例"或 "实施例"是指与所述实施例相关的特定特征、结构或特性至少可包含于本发明至少一个实现方式中。在本说明书中不同地方出现的 "在一个实施例中"并非必须都指同一个实施例，也不必须是与其他实施例互相排斥的单独或选择实施例。此外，表示一个或多个实施例的方法、流程图或功能框图中的模块顺序并非固定的指代任何特定顺序，也不构成对本发明的限制。

图 2为本发明实施例中的 AC-DC反激转换器的等效电路图。如图 2所示，在本发明中的 AC-DC反激转换器中，包括：隔离变压器 T、功率开关 201和反馈控制模块 202; 所述隔离变压器 T，具有用于接收输入电压的初级绕组、用于输出直流电压的次级绕组和用于输出反馈信号的辅助绕组；

所述反馈控制模块 202，连接于所述功率开关 201与所述隔离变压器 Τ 的辅助绕组之间，并根据所述辅助绕组输出的反馈信号向所述功率开关 201 发送脉冲信号；

所述功率开关 201，串接于所述隔离变压器 Τ的初级绕组的接地端，并根据接收到的脉冲信号控制所述隔离变压器 Τ的初级绕组中的电流通断；其中，所述反馈控制模块 202包括：脉宽调制控制器、具有第一电阻和第二电阻的误差放大器、电压缓冲器和补偿电路；

补偿电路，其第一端连接至所述隔离变压器的辅助绕组的输出端，用于接收所述辅助绕组输出的反馈信号（即反馈电压）；

电压缓冲器，其输入端连接至所述补偿电路的第二端，用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器；

具有第一电阻和第二电阻的误差放大器，其负输入端通过所述第一电阻与所述电压缓冲器的输出端连接，用于接受反馈信号，且该误差放大器的负输入端与其输出端之间通过所述第二电阻连接；该误差放大器的正输入端用于接收一基准电压 V_rcf。该误差放大器的输出端与所述脉宽调制控制器的第一输入端连接，用于向脉宽调制控制器输出误差信号；此误差信号为对基准电压与反馈电压（即反馈信号）的差进行小信号放大的结果。

脉宽调制（PWM)控制器，其第一输入端与所述误差放大器的输出端连接，用于接收误差信号；其第二输入端用于接收一固定频率的锯齿波 Ramp; 其输出端与所述功率开关连接，用于向所述功率开关发送脉冲信号。

进一步的，所述的补偿电路为由电阻 R3和电容 C2组成且用于提供一个一级 RC极点的 RC电路；而所述电压缓冲器则用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器，以避免补偿电路对误差放大器的固定增益倍数造成不利的影响。

图 3为本发明实施例中的 AC-DC反激转换器的环路补偿方法的流程图。如图 3所示，本发明实施例中的 AC-DC反激转换器的环路补偿方法包括如下所述的步骤：

步骤 301，在交流 -直流反激转换器中设置具有第一电阻和第二电阻的误差放大器。

由图 2可知，与现有技术中常用的误差放大器不同的是，本发明中的误差放大器为具有第一电阻和第二电阻（即具有负反馈结构）的误差放大器。在所述具有负反馈结构的误差放大器中，包括一个串接在误差放大器的负输入端与缓冲器输出端之间的阻值为 R1的第一电阻（简称为电阻 R1 ), 以及一个连接于上述误差放大器的负输入端和该误差放大器的输出端（EAO) 之间的阻值为 R2的第二电阻（简称为电阻 R2), 从而形成一个负反馈的固定增益步骤 302，设置所述误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率。

图 4为本发明实施例中的具有负反馈结构的误差放大器的等效电路图。根据图 4所示的等效电路图可知，上述具有负反馈结构的误差放大器的输出端对该误差放大器的负输入端的增益倍数将由 R2与 R1的比值确定。在本发明的实施例中，可根据实际情况设置上述 R1 和 R2 的具体取值，或者设置 R2与 R1的比值，从而获得所需的误差放大器的增益倍数。例如，在实际应用中，可通过设置上述 R1和 R2的具体取值或 R2与 R1的比值，使得该误差放大器的 EAO对负输入端的低频增益倍数为 30〜40dB，远远低于现有技术中的误差放大器的 EAO对负输入端的低频增益倍数（一般为 70〜80dB )，从而可以在极点位置不变的条件下使得系统环路可在较低的频率处降到单位增益，即得到较低的单位增益带宽。

另外，根据图 4所示的等效电路图，可计算出上述采用具有负反馈结构后的误差放大器（EA) 结构的零点和极点。具体来说，根据如图 4所示的等效电路图可知： m R2 ( i )

_ 1

V_x - (-Gm) - req = V_eao ^ 其中， _ r。 ll r_s + ~^、 ( 在上述的公式（1 ) 和（2) 中， V_ft为缓冲器的输出电压，即电阻 R1的输入电压； V_x为误差放大器的输入电压； V_ea。为误差放大器的输出电压； Gm 为误差放大器的增益系数； s为复频率的单位； r_Q为误差放大器的输出阻抗； C1为误差放大器的负载电容； r_s为误差放大器的负载电容 C1 的寄生串联电阻。另外，图 4中所示的 V_rcf为输入至所述误差放大器的正输入端的基准电压。

根据上述公式（1 ) 和（2)，可解得：

由上述公式（3 ) 可得:

1

(1 + R2/ R1)

r + I

Gm (4)

1

ω.

C¹ (5 )

因此，根据上述的公式（4) 和公式（5 ) 可得到上述具有负反馈结构的误差放大器的一个输出极点处的频率^以及一个零点处的频率^。在现有技术中，传统的误差放大器的输出极点处的频率为：

1

CI ( ₆ )

由于误差放大器的输出阻抗 r_Q—般都很大，因此根据上述的公式（4)和公式（6) 可知：％>> = 1/( «)，即相对于传统的误差放大器而言，上述具有负反馈结构的误差放大器的输出极点的频率将大大提高，从而有效地提高了系统的稳定性。

同时，由于反激转换器的输出电容 C。_ut的值一般都很大（例如， 470〜680 使得该反激转换器的输出电容的等效串联电阻（ESR) 零点的频率很低，因此，在本发明的实施例中，还可在设置所述误差放大器中 R2与 R1的比值的过程中，将 R1的值设置得较小，从而将误差放大器的输出端零点的频率推至较高的频率，以消除误差放大器的输出零点对带宽和相位裕度的不良影响。

步骤 303，在交流-直流反激转换器中设置电压缓冲器和补偿电路。

在本发明的实施例中，虽然上述具有负反馈结构的误差放大器能大大提高误差放大器的输出极点的频率，并降低整个系统的环路增益，但如果仅仅使用上述具有负反馈结构的误差放大器将使得整个反激转换器在低频处只有一个输出极点以及一个输出电容的 ESR零点 _Zl。其中，该反激转换器的输出极点 ₁的频率为：

而该反激转换器的输出电容的 ESR零点 _Zl的频率为:

此时，系统的单位增益带宽仍然很大，因此可添加一个适当的极点来降低单位增益带宽。其中，为变压器的次级绕组的负载电阻， C。_ut为变压器的次级绕组的输出电容， R_eOT为输出电容的等效串联电阻。

因此，在本发明的实施例中，可在交流 -直流反激转换器中设置电压缓冲器和补偿电路，即在所述具有负反馈结构的误差放大器的负输入端再串接一补偿电路和一个电压缓冲器，该补偿电路为由第三电阻 R3和第三电容 C2组成的 RC电路。其中，所述的电压缓冲器用于隔离所述 RC电路与所述误差放大器，以避免 RC 电路对误差放大器的固定增益倍数造成不利的影响；而所述 RC电路则用于提供一个一级 RC极点（可称为补偿极点 p₂)。

步骤 304，设置所述补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率。

在本发明的实施例中，可通过设置上述 RC电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿极点 p 频率等于反激转换器的输出电容的 ESR零点 _Zl的频率，从而抵消上述反激转换器的输出电容的 ESR零点 _Zl对反激转换器的单位

1

增益带宽的影响。所述补偿极点 p₂的频率为： ^{2 =}^^，所述反激转换器

1

ω_ζ1 =

的输出电容的 ESR零点的 _Zl频率为 K。_ut , 因此，当 = %时，可得:

R3 C2 = R_esr C_{0Ut ( 7 )} 由此可知，当确定反激转换器的输出电容之后，即可根据该输出电容的 ESR零点频率来确定上述补偿电路中的 RC电路中的电阻和电容的取值。更进一步的，根据上述公式（7) 可知，在保持上述 RC电路中的电阻和电容的乘积恒定的情况下，可根据实际情况设置上述 RC 电路中的电阻和电容的取值，从而使得上述增加的补偿极点与反激转换器的输出电容的 ESR零点相互抵消，即使得％^{2 =} %。

图 5为本发明实施例中的反激转换器的环路带宽及相位裕度的示意图。如图 5所示，在本发明的实施例中，在通过上述的补偿电路为系统增加上述的补偿极点后，由于所增加的补偿极点与反激转换器的输出电容的 ESR零点相互抵消，从而使得反激转换器在低频时成为一个单极点系统，即只有一个极点的系统。同时，还可调整上述具有负反馈结构的误差放大器中的 R1 和 R2的具体取值或 R2与 R1的比值，以调整该误差放大器的 EAO对负输入端的低频增益倍数，使得系统环路的低频增益倍数可被设定为所需的值（例如，如图 5所示的 60dB )。由于反激转换器的输出电容一般都很大，重载（即反激转换器的输出端阻抗 R。_ut较小）时的输出主极点的频率一般为 10~15Hz，因此，上述单极点系统中的单位增益带宽为 10K~15KHz，从而可以满足低带宽的要求；而且，由于只有一个极点，因此相位裕度必然大于 60度，从而也满足了系统稳定性的要求。

在本发明的另外的一个实施例中，我们还可以将所述补偿极点 p₂的频率设置为小于或等于所述反激转换器的输出电容的 ESR 零点 _Zl的频率，即

°^ ^{< 0}^ , 从而进一步地减小系统环路的带宽。例如，可设 ^^ ¹，其中，

0.5^n^ l , 且可根据实际需要设定 n的值。较佳的， n可以为 0.75等。当 n 的值确定时，根据％^{2 = /¾¾}，可得：

n - R3 C2 = R_esr C_{0Ul ( § )} 因此，根据上述确定的 n的取值，可通过设置 R3和 C2的取值使得上述公式得到满足。

图 6为本发明另一实施例中的反激转换器的环路带宽及相位裕度的示意图。如图 6所示，由于反激转换器具有两个极点和一个零点，因此，可以在有效地减小系统的单位增益带宽的同时，还保证了环路相位裕度大于 60度，从而提高了系统的稳定性，减小了系统环路的带宽。

同时，由于轻载时反激转换器的输出端阻抗大于重载时反激转换器的输出端阻抗，因此轻载时反激转换器的输出极点的频率将小于重载时反激转换器的输出极点的频率。所以，在电路结构相同的情况下，如果反激转换器在重载时的系统环路的带宽可以满足系统环路的低带宽的要求，则反激转换器在轻载时的系统环路的带宽也必然可以满足系统环路的低带宽的要求。

综上可知，由于在本发明所提供的上述完全能量转换模式下的交流 -直流反激转换器及其环路补偿方法中，使用了具有负反馈结构的误差放大器和补偿电路，且可通过设置误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率，还可通过设置补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率，从而可有效地提高系统的稳定性，减小系统环路的带宽。

上文对本发明进行了足够详细的具有一定特殊性的描述。所属领域内的普通技术人员应该理解，实施例中的描述仅仅是示例性的，在不偏离本发明的真实精神和范围的前提下做出所有改变都应该属于本发明的保护范围。本发明所要求保护的范围是由所述的权利要求书进行限定的，而不是由实施例中的上述描述来限定的。

Claims

权利要求书

1、一种交流 -直流反激转换器，其特征在于，其包括：隔离变压器、功率开关和反馈控制模块；其中，

所述反馈控制模块，连接于所述功率开关与所述隔离变压器的辅助绕组之间，并根据所述辅助绕组输出的反馈信号向所述功率开关发送脉冲信号；所述功率开关，串接于所述隔离变压器的初级绕组的接地端，并根据接收到的脉冲信号控制所述隔离变压器的初级绕组中的电流通断；

2、根据权利要求 1所述的转换器，其特征在于：所述补偿电路为由第三电阻和第三电容组成的 RC电路。

3、一种交流-直流反激转换器的环路补偿方法，其特征在于，该方法包括：

在交流-直流反激转换器中设置电压缓冲器和补偿电路；

4、根据权利要求 3所述的方法，其特征在于：

所述所需的误差放大器的增益倍数为 30〜40dB。

5、根据权利要求 3所述的方法，其特征在于，所述误差放大器的输出极点的频率％由如下公式计算得到：

1

(1 + R2/R1)

■CI

Gm 其中， R1为所述第一电阻的阻值， R2为所述第二电阻的阻值， C1为所述误差放大器的负载电容， ^为所述误差放大器的负载电容 C1的寄生串联电阻， Gm为所述误差放大器的增益系数。

6、根据权利要求 3所述的方法，其特征在于，所述误差放大器的零点处的频率％由如下公式计算得到：

其中， C1为所述误差放大器的负载电容， r_s为所述误差放大器的负载电容 C1的寄生串联电阻。

7、根据权利要求 3所述的方法，其特征在于：

所述补偿电路为由第三电阻和第三电容组成的 RC电路。

8、根据权利要求 3所述的方法，其特征在于：

所述电压缓冲器用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器。

9、根据权利要求 3所述的方法，其特征在于：

所述补偿电路的补偿极点的频率为所述反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率的 n倍；其中， 0.5 n l。

10、根据权利要求 9所述的方法，其特征在于：所述 n为 0.75。