CN101710794B - 完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器，该交流-直流反激转换器包括：隔离变压器、功率开关和反馈控制模块；其中，所述反馈控制模块包括：补偿电路、电压缓冲器、具有第一电阻和第二电阻的误差放大器、脉宽调制控制器。本发明中还公开了一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器的环路补偿方法。通过使用上述完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法，可提高系统的稳定性，减小系统环路的带宽。

Description

完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法

技术领域

本发明涉及交流-直流反激转换器技术领域，特别涉及一种完全能量转换模式(DCM)下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法。

背景技术

随着电子产业的迅速发展，对于高频开关式电源的性能也提出了更高的要求。在现有技术中，由于反激转换器(Flyback converter)的电路结构比较简单，成本比较低廉，因此特别适合用于制造各种小功率电源以及各种电源适配器，从而在电子产业中得到了广泛的应用。

上述的反激转换器又可称之为“Buck-Boost”转换器，而由上述“Buck-Boost”转换器推演并加入隔离变压器后可得到交流-直流(AC-DC)反激转换器，用于将交流电转换成为所需的直流电，从而可广泛应用于各种便携式设备的充电器以及多种电源适配器等设备中。一般来说，交流-直流反激转换器可采用两种工作模式：完全能量转换模式(DCM)和不完全能量转换模式(CCM)。在大多数的应用环境中，交流-直流反激转换器一般均采用DCM模式的设计，因此，在本发明中，除特殊说明外，所述的交流-直流反激转换器均为DCM模式下的交流-直流反激转换器。

图1为现有技术中的AC-DC反激转换器的等效电路图。如图1所示，所述AC-DC反激转换器包括一变压器T，该变压器T包括初级绕组、次级绕组和辅助级绕组。在变压器T的初级绕组侧，具有一反激变换器的控制器102和功率开关101；在变压器T的次级绕组侧，具有一整流二极管D、输出电容C_out、C_out上的寄生的等效串联电阻R_esr，以及负载电阻R_load；在变压器T的辅助级绕组侧，具有两个分压电阻R_fb1、R_fb2。当功率开关101被控制器102发出的脉宽调制(PWM，Pulse Width Modulation)脉冲信号激励而导通时，变压器T的初级绕组中将有电流流过，其中，初级绕组上的电压极性为上正下负；而在变压器T的次级绕组上感应出的电压极性为上负下正，将使整流管D反向偏置而阻断，从而使得电源能量以磁能形式存储在隔离变压器T中；当功率开关101根据控制器102发送的截止信号而截止时，隔离变压器T的初级绕组两端电压极性反向(即该电压极性为上负下正)，次级绕组上的电压极性也反向(即该电压极性为上正下负)，使得整流管D导通，储存在隔离变压器T中的能量释放给负载R_load，从而实现了交流-直流的转换。另外，所述辅助级侧的分压电阻R_fb1和R_fb2，则用于检测并反馈电压至控制器102。在现有技术中的小功率(例如，输出功率P_out＜3W)应用场景中，上述的AC-DC反激转换器一般都工作于完全能量转换(DCM，Discontinuous Conduction Mode)模式，从而可准确地调整输出电压，并可采用低成本、小尺寸的外围元件以降低生成成本。

但是，上述AC-DC反激变换器中所使用的高频变压器T的等效电感L一般都较大(例如，一般为L＝1.5mH)，而且为了避免高频电磁干扰(EMI，ElectroMagnetic Interference)，上述的AC-DC反激变换器的工作频率一般都在40～200KHz之间。而在实际应用中，为了达到反馈环路的稳定性和抑制噪声的干扰，一般都要求系统环路的带宽在1/5～1/10的工作频率范围内。也就是说，要在较低的环路单位增益带宽内达到足够高的相位裕度，才能得到高性能(稳定、低噪声)的AC-DC反激变换器。然而，现有技术中的AC-DC反激变换器的系统环路的带宽一般都比较大，且系统的稳定性也比较低。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法，从而提高系统的稳定性，减小系统环路的带宽。

根据上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器，该交流-直流反激转换器包括：隔离变压器、功率开关和反馈控制模块；其中，

所述隔离变压器，具有用于接收输入电压的初级绕组、用于输出直流电压的次级绕组和用于输出反馈信号的辅助绕组；

所述反馈控制模块，连接于所述功率开关与所述隔离变压器的辅助绕组之间，并根据所述辅助绕组输出的反馈信号向所述功率开关发送脉冲信号；

所述功率开关，串接于所述隔离变压器T的初级绕组的接地端，并根据接收到的脉冲信号控制所述隔离变压器的初级绕组中的电流通断；

其中，所述反馈控制模块包括：脉宽调制控制器、具有第一电阻和第二电阻的误差放大器、电压缓冲器和补偿电路；

所述补偿电路，其第一端连接至所述隔离变压器的辅助绕组的输出端，用于接收所述辅助绕组输出的反馈电压；

所述电压缓冲器，其输入端连接至所述补偿电路的第二端，用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器；

所述误差放大器，其负输入端通过所述第一电阻与所述电压缓冲器的输出端连接，且该误差放大器的负输入端与该误差放大器的输出端之间通过所述第二电阻连接；该误差放大器的正输入端用于接收一基准电压；该误差放大器的输出端与所述脉宽调制控制器的第一输入端连接；

脉宽调制控制器，其第二输入端用于接收一固定频率的锯齿波，其输出端与所述功率开关连接，用于向所述功率开关发送脉冲信号。

本发明的实施例中还提供了一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器的环路补偿方法，该方法包括：

在所述交流-直流反激转换器中设置具有第一电阻和第二电阻的误差放大器；

设置所述误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率；

在交流-直流反激转换器中设置电压缓冲器和补偿电路；

设置所述补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率。

所述所需的误差放大器的增益倍数为30～40dB。

所述误差放大器的输出极点的频率ω_p由如下公式计算得到：

${\mathrm{\ω}}_p=\frac{1}{[r_s+\frac{(1+R2/R1)}{\mathrm{Gm}}]\·C1},$

其中，R1为所述第一电阻的阻值，R2为所述第二电阻的阻值，C1为所述误差放大器的负载电容，r_s为所述误差放大器的负载电容C1的寄生串联电阻，Gm为误差放大器的增益系数。

所述误差放大器的零点处的频率ω_s由如下公式计算得到：

${\mathrm{\ω}}_z=\frac{1}{r_s\·C1},$

其中，C1为所述误差放大器的负载电容，r_s为所述误差放大器的负载电容C1的寄生串联电阻。

所述补偿电路为由第三电阻和第三电容组成的RC电路。

所述电压缓冲器用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器。

所述补偿电路的补偿极点的频率为所述反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率的n倍；其中，0.5≤n≤1。

所述n为0.75。

由上可知，本发明提供了一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法，由于在该完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法中，使用了具有负反馈结构的误差放大器和补偿电路，且可通过设置误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率，还可通过设置补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率，从而可有效地提高系统的稳定性，减小系统环路的带宽。

附图说明

图1为现有技术中的AC-DC反激转换器的等效电路图。

图2为本发明实施例中的AC-DC反激转换器的等效电路图。

图3为本发明实施例中的AC-DC反激转换器的环路补偿方法的流程图。

图4为本发明实施例中的具有负反馈结构的误差放大器的等效电路图。

图5为本发明实施例中的反激变换器的环路带宽及相位裕度的示意图。

图6为本发明另一实施例中的反激变换器的环路带宽及相位裕度的示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下举具体实施例并参照附图，对本发明进行进一步详细的说明。

图2为本发明实施例中的AC-DC反激转换器的等效电路图。如图2所示，在本发明中的AC-DC反激转换器中，包括：隔离变压器T、功率开关201和反馈控制模块202；

所述隔离变压器T，具有用于接收输入电压的初级绕组、用于输出直流电压的次级绕组和用于输出反馈信号的辅助绕组；

所述反馈控制模块202，连接于所述功率开关201与所述隔离变压器T的辅助绕组之间，并根据所述辅助绕组输出的反馈信号向所述功率开关201发送脉冲信号；

所述功率开关201，串接于所述隔离变压器T的初级绕组的接地端，并根据接收到的脉冲信号控制所述隔离变压器T的初级绕组中的电流通断；

其中，所述反馈控制模块202包括：脉宽调制控制器、具有第一电阻和第二电阻的误差放大器、电压缓冲器和补偿电路；

补偿电路，其第一端连接至所述隔离变压器的辅助绕组的输出端，用于接收所述辅助绕组输出的反馈信号(即反馈电压)；

电压缓冲器，其输入端连接至所述补偿电路的第二端，用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器；

具有第一电阻和第二电阻的误差放大器，其负输入端通过所述第一电阻与所述电压缓冲器的输出端连接，用于接受反馈信号，且该误差放大器的负输入端与其输出端之间通过所述第二电阻连接；该误差放大器的正输入端用于接收一基准电压V_ref。该误差放大器的输出端与所述脉宽调制控制器的第一输入端连接，用于向脉宽调制控制器输出误差信号；此误差信号为对基准电压与反馈电压(即反馈信号)的差进行小信号放大的结果。

脉宽调制(PWM)控制器，其第一输入端与所述误差放大器的输出端连接，用于接收误差信号；其第二输入端用于接收一固定频率的锯齿波Ramp；其输出端与所述功率开关连接，用于向所述功率开关发送脉冲信号。

进一步的，所述的补偿电路为由电阻R3和电容C2组成且用于提供一个一级RC极点的RC电路；而所述电压缓冲器则用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器，以避免补偿电路对误差放大器的固定增益倍数造成不利的影响。

图3为本发明实施例中的AC-DC反激转换器的环路补偿方法的流程图。如图3所示，本发明实施例中的AC-DC反激转换器的环路补偿方法包括如下所述的步骤：

步骤301，在交流-直流反激转换器中设置具有第一电阻和第二电阻的误差放大器。

由图2可知，与现有技术中常用的误差放大器不同的是，本发明中的误差放大器为具有第一电阻和第二电阻(即具有负反馈结构)的误差放大器。在所述具有负反馈结构的误差放大器中，包括一个串接在误差放大器的负输入端与补偿电路中的缓冲器输出端之间的阻值为R1的第一电阻(简称为电阻R1)，以及一个连接于上述误差放大器的负输入端和该误差放大器的输出端(EAO)之间的阻值为R2的第二电阻(简称为电阻R2)，从而形成一个负反馈的固定增益结构。

步骤302，设置所述误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率。

图4为本发明实施例中的具有负反馈结构的误差放大器的等效电路图。根据图4所示的等效电路图可知，上述具有负反馈结构的误差放大器的输出端对该误差放大器的负输入端的增益倍数将由R2与R1的比值确定。在本发明的实施例中，可根据实际情况设置上述R1和R2的具体取值，或者设置R2与R1的比值，从而获得所需的误差放大器的增益倍数。例如，在实际应用中，可通过设置上述R1和R2的具体取值或R2与R1的比值，使得该误差放大器的EAO对负输入端的低频增益倍数为30～40dB，远远低于现有技术中的误差放大器的EAO对负输入端的低频增益倍数(一般为70～80dB)，从而可以在极点位置不变的条件下使得系统环路可在较低的频率处降到单位增益，即得到较低的单位增益带宽。

另外，根据图4所示的等效电路图，可计算出上述采用具有负反馈结构的EA结构后的零点和极点。具体来说，根据如图4所示的等效电路图可知：

$\frac{V_{\mathrm{fb}}-V_x}{R1}=\frac{V_x-V_{\mathrm{eao}}}{R2}---\left(1\right)$

V_x·(-Gm)·req＝V_eao，其中， $\mathrm{req}=r_o//(r_s+\frac{1}{C1\·s})---\left(2\right)$

在上述的公式(1)和(2)中，V_fb为缓冲器的输出电压，即电阻R1的输入电压；V_x为误差放大器的输入电压；V_eao为误差放大器的输出电压；Gm为误差放大器的增益系数；s为复频率的单位；r₀为误差放大器的输出阻抗；C1为误差放大器的负载电容；r_s为误差放大器的负载电容C1的寄生串联电阻。另外，图4中所示的V_ref为输入至所述误差放大器的正输入端的基准电压。

根据上述公式(1)和(2)，可解得：

$\frac{V_{\mathrm{eao}}}{V_{\mathrm{fb}}}=\frac{R2}{R1}\·\frac{r_s\·C1\·s+1}{[r_s+\frac{(1+R2/R1)\·(r_o+r_s)}{\mathrm{Gm}\·r_o}]\·C1\·s+[1+\frac{(1+R2/R1)}{\mathrm{Gm}\·r_o}]}---\left(3\right)$

由上述公式(3)可得：

${\mathrm{\ω}}_p=\frac{1}{[r_s+\frac{(1+R2/R1)}{\mathrm{Gm}}]\·C1}---\left(4\right)$

${\mathrm{\ω}}_z=\frac{1}{r_s\·C1}---\left(5\right)$

因此，根据上述的公式(4)和公式(5)可得到上述具有负反馈结构的误差放大器的一个输出极点处的频率ω_p以及一个零点处的频率ω_z。在现有技术中，传统的误差放大器的输出极点处的频率为：

${\mathrm{\ω}}_{p_0}=\frac{1}{r_0\·C1}---\left(6\right)$

由于误差放大器的输出阻抗r₀一般都很大，因此根据上述的公式(4)和公式(6)可知： ${\mathrm{\ω}}_p>>{\mathrm{\ω}}_{p_0}=1/(r_o\·C1),$ 即相对于传统的误差放大器而言，上述具有负反馈结构的误差放大器的输出极点的频率将大大提高，从而有效地提高了系统的稳定性。

同时，由于反激变换器的输出电容C_out的值一般都很大(例如，470～680μF)，使得该反激变换器的输出电容的等效串联电阻(ESR)零点的频率很低，因此，在本发明的实施例中，还可在设置所述误差放大器中R2与R1的比值的过程中，将R1的值设置得较小，从而将误差放大器的输出端零点的频率推至较高的频率，以消除误差放大器的输出零点对带宽和相位裕度的不良影响。

步骤303，在交流-直流反激转换器中设置电压缓冲器和补偿电路。

在本发明的实施例中，虽然上述具有负反馈结构的误差放大器能大大提高误差放大器的输出极点的频率，并降低整个系统的环路增益，但如果仅仅使用上述具有负反馈结构的误差放大器将使得整个反激变换器在低频处只有一个输出极点p₁，以及一个输出电容的ESR零点z₁。其中，该反激变换器的输出极点p₁的频率为：

${\mathrm{\ω}}_{p_1}=\frac{1}{R_{\mathrm{load}}\·C_{\mathrm{out}}},$

而该反激变换器的输出电容的ESR零点z₁的频率为：

${\mathrm{\ω}}_{z_1}=\frac{1}{r_{\mathrm{esr}}\·C_{\mathrm{out}}}.$

此时，系统的单位增益带宽仍然很大，因此可添加一个适当的极点来降低单位增益带宽。其中，R_load为变压器的次级绕组的负载电阻，C_out为变压器的次级绕组的输出电容，R_esr为输出电容的等效串联电阻。

因此，在本发明的实施例中，可在交流-直流反激转换器中设置电压缓冲器和补偿电路，即在所述具有负反馈结构的误差放大器的负输入端再串接一补偿电路和一个电压缓冲器，该补偿电路为由第三电阻R3和第三电容C2组成的RC电路。其中，所述的电压缓冲器用于隔离所述RC电路与所述误差放大器，以避免RC电路对误差放大器的固定增益倍数造成不利的影响；而所述RC电路则用于提供一个一级RC极点(可称为补偿极点p₂)。

步骤304，设置所述补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率。

在本发明的实施例中，可通过设置上述RC电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿极点p₂的频率等于反激转换器的输出电容的ESR零点z₁的频率，从而抵消上述反激转换器的输出电容的ESR零点z₁对反激转换器的单位增益带宽的影响。所述补偿极点p₂的频率为： ${\mathrm{\ω}}_{p2}=\frac{1}{R3\·C2},$ 所述反激转换器的输出电容的ESR零点的z₁频率为 ${\mathrm{\ω}}_{z1}=\frac{1}{R_{\mathrm{esr}}\·C_{\mathrm{out}}},$ 因此，当ω_p2＝ω_z1时，可得：

R3·C2＝R_esr·C_out      (7)

由此可知，当确定反激转换器的输出电容之后，即可根据该输出电容的ESR零点频率来确定上述补偿电路中的RC电路中的电阻和电容的取值。更进一步的，根据上述公式(7)可知，在保持上述RC电路中的电阻和电容的乘积恒定的情况下，可根据实际情况设置上述RC电路中的电阻和电容的取值，从而使得上述增加的补偿极点与反激转换器的输出电容的ESR零点相互抵消，即使得ω_p2＝ω_z1。

图5为本发明实施例中的反激变换器的环路带宽及相位裕度的示意图。如图5所示，在本发明的实施例中，在通过上述的补偿电路为系统增加上述的补偿极点后，由于所增加的补偿极点与反激转换器的输出电容的ESR零点相互抵消，从而使得反激转换器在低频时成为一个单极点系统，即只有一个极点的系统。同时，还可调整上述具有负反馈结构的误差放大器中的R1和R2的具体取值或R2与R1的比值，以调整该误差放大器的EAO对负输入端的低频增益倍数，使得系统环路的低频增益倍数可被设定为所需的值(例如，如图5所示的60dB)。由于反激转换器的输出电容一般都很大，重载(即反激转换器的输出端阻抗R_out较小)时的输出主极点的频率一般为10～15Hz，因此，上述单极点系统中的单位增益带宽为10K～15KHz，从而可以满足低带宽的要求；而且，由于只有一个极点，因此相位裕度必然大于60度，从而也满足了系统稳定性的要求。

在本发明的另外的一个实施例中，我们还可以将所述补偿极点p₂的频率设置为小于或等于所述反激转换器的输出电容的ESR零点z₁的频率，即ω_p2＜ω_z1，从而进一步地减小系统环路的带宽。例如，可设ω_p2＝nω_z1，其中，0.5≤n≤1，且可根据实际需要设定n的值。较佳的，n可以为0.75等。当n的值确定时，根据ω_p2＝nω_z1，可得：

n·R3·C2＝R_esr·C_out    (8)

因此，根据上述确定的n的取值，可通过设置R3和C2的取值使得上述公式得到满足。

图6为本发明另一实施例中的反激变换器的环路带宽及相位裕度的示意图。如图6所示，由于反激转换器具有两个极点和一个零点，因此，可以在有效地减小系统的单位增益带宽的同时，还保证了环路相位裕度大于60度，从而提高了系统的稳定性，减小了系统环路的带宽。

同时，由于轻载时反激转换器的输出端阻抗大于重载时反激转换器的输出端阻抗，因此轻载时反激转换器的输出极点的频率将小于重载时反激转换器的输出极点的频率。所以，在电路结构相同的情况下，如果反激转换器在重载时的系统环路的带宽可以满足系统环路的低带宽的要求，则反激转换器在轻载时的系统环路的带宽也必然可以满足系统环路的低带宽的要求。

综上可知，由于在本发明所提供的上述完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器及其环路补偿方法中，使用了具有负反馈结构的误差放大器和补偿电路，且可通过设置误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率，还可通过设置补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率，从而可有效地提高系统的稳定性，减小系统环路的带宽。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器，其特征在于，该交流-直流反激转换器包括：隔离变压器、功率开关和反馈控制模块；其中，

所述隔离变压器，具有用于接收输入电压的初级绕组、用于输出直流电压的次级绕组和用于输出反馈信号的辅助绕组；

所述反馈控制模块，连接于所述功率开关与所述隔离变压器的辅助绕组之间，并根据所述辅助绕组输出的反馈信号向所述功率开关发送脉冲信号；

所述功率开关，串接于所述隔离变压器的初级绕组的接地端，并根据接收到的脉冲信号控制所述隔离变压器的初级绕组中的电流通断；

其中，所述反馈控制模块包括：脉宽调制控制器、具有第一电阻和第二电阻的误差放大器、电压缓冲器和补偿电路；

所述补偿电路，其第一端连接至所述隔离变压器的辅助绕组的输出端，用于接收所述辅助绕组输出的反馈电压；设置所述补偿电路的补偿极点p₂的频率等于或小于隔离变压器的输出电容的等效串联电阻零点z₁的频率；

其中，所述补偿电路为由第三电阻R3和第一电容C2组成的RC电路，设置所述补偿电路的补偿极点p₂的频率为：

所述隔离变压器的输出电容的等效串联电阻零点z₁的频率为C_out为隔离变压器的次级绕组的输出电容，R_esr为所述隔离变压器的输出电容的等效串联电阻；

所述电压缓冲器，其输入端连接至所述补偿电路的第二端，用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器；

所述误差放大器，其负输入端通过所述第一电阻与所述电压缓冲器的输出端连接，且该误差放大器的负输入端与该误差放大器的输出端之间通过所述第二电阻连接；该误差放大器的正输入端用于接收一基准电压；该误差放大器的输出端与所述脉宽调制控制器的第一输入端连接；

脉宽调制控制器，其第二输入端用于接收一固定频率的锯齿波，其输出端与所述功率开关连接，用于向所述功率开关发送脉冲信号。

2.一种完全能量转换模式下的交流-直流反激转换器的环路补偿方法，其特征在于，该方法包括：

该交流-直流反激转换器包括：隔离变压器、功率开关；

所述隔离变压器，具有用于接收输入电压的初级绕组、用于输出直流电压的次级绕组和用于输出反馈信号的辅助绕组；

所述功率开关，串接于所述隔离变压器的初级绕组的接地端，并根据接收到的脉冲信号控制所述隔离变压器的初级绕组中的电流通断；

在所述交流-直流反激转换器中设置具有第一电阻和第二电阻的误差放大器；

设置所述误差放大器中第二电阻与第一电阻的比值，以获得所需的误差放大器的增益倍数，提高所述误差放大器的输出极点的频率以及所述误差放大器的零点的频率；

在交流-直流反激转换器中设置电压缓冲器和补偿电路；

设置所述补偿电路中的电阻和电容的取值，使得所述补偿电路的补偿极点的频率等于或小于反激转换器的输出电容的等效串联电阻零点的频率；

其中，所述补偿电路为由第三电阻R3和第一电容C2组成的RC电路，设置所述补偿电路的补偿极点p₂的频率为：

所述隔离变压器的输出电容的等效串联电阻零点z₁的频率为C_out为隔离变压器的次级绕组的输出电容，R_esr为所述隔离变压器的输出电容的等效串联电阻。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：

所述所需的误差放大器的增益倍数为30～40dB。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述误差放大器的输出极点的频率ω_p由如下公式计算得到：

${\mathrm{\ω}}_p=\frac{1}{[r_s+\frac{(1+R2/R1)}{\mathrm{Gm}}]\·C1},$

其中，R1为所述第一电阻的阻值，R2为所述第二电阻的阻值，C1为所述误差放大器的负载电容，r_s为所述误差放大器的负载电容C1的寄生串联电阻，Gm为误差放大器的增益系数。

5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述误差放大器的零点处的频率ω_z由如下公式计算得到：

${\mathrm{\ω}}_z=\frac{1}{r_s\·C1},$

其中，C1为所述误差放大器的负载电容，r_s为所述误差放大器的负载电容C1的寄生串联电阻。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：

所述电压缓冲器用于隔离所述补偿电路与所述误差放大器。

7.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：

所述补偿电路的补偿极点的频率为所述隔离变压器的输出电容的等效串联电阻零点z₁的频率的n倍；其中，0.5≤n≤1。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：所述n为0.75。