CN102447410B - Ac-dc电源转换器及其环路补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种AC-DC电源转换器及其环路补偿电路，所述环路补偿电路包括：反馈滤波单元，用于对反馈电压进行滤波，获得反馈滤波电压；其中，所述反馈电压通过AC-DC电源转换器的辅助级分压信号经周期性采样得到；误差放大单元，用于将所述反馈滤波电压与参考电压之差进行放大，获得误差电压；电压电流转换单元，用于将所述误差电压转换成注入电流；脉宽调制单元，用于接收注入电流，并将所述反馈滤波电压与锯齿波信号进行比较，获得脉宽调制信号。通过本发明能够尽可能的减少噪声干扰，同时得到较大的环路增益。

Description

AC-DC电源转换器及其环路补偿电路

技术领域

本发明涉及电路控制技术领域，特别是涉及一种AC-DC电源转换器和一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路。

背景技术

AC-DC电源转换器用来通过变压器将交流电源变换成直流电源，所述变压器包括主级侧线圈和次级侧线圈，其中交流电源输入所述主级侧，所述次级侧输出直流电源。所述AC-DC转换电路包括有功率开关，所述功率开关以一定开关频率控制着主级侧的导通和关断。进一步，辅助级的分压信号与次级侧输出的直流电压成正比，分压信号经采样电路获得反馈信号输入至主级侧的环路补偿电路，环路补偿电路输出具有一定占空比的脉宽调制信号，进一步转化成控制信号驱动主级侧功率开关的导通和关断。

如图1所示，为现有技术的一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路的电路结构图。Vfb为辅助级分压信号Vf经过高频采样得到的反馈信号，其通过电阻接入至误差放大器的同相输入端，参考电压Vref接入至误差放大器(EA，ErrorAmplifier)的反相输入端。误差放大器将分压信号Vfb与参考电压Vref的差值进行放大，输出到所述脉宽调制比较器(PWMC，PulseWidthModulationComparator)的同相输入端。脉宽调制比较器将经过放大的分压信号Vfb与参考电压Vref的差值与锯齿波进行比较后，输出脉宽调制信号。

所述环路补偿电路影响AC-DC转换器如下几方面性能：

1、环路抵抗采样误差和噪声影响的强度。原边反馈的ACDC转换器一般通过高频率周期性采样辅助级电压来得到反馈信号，为了改善电磁干扰(EMI，ElectroMagneticInterference)特性，通常对AC-DC工作频率还引入了频率抖动，导致每个周期的采样电压可能存在差异，即EA输出不同。此外，噪声也会导致每个周期的采样电压之间存在一定差异。如果控制环路采样差异太敏感，则补偿电路的电感电流会抖动，脉宽调制信号的占空比就会不固定，由于次级侧输出的直流电压受控制信号的占空比控制，因此，将影响ACDC输出电压的稳定性。

2、输出电压高精度。反馈控制环路的低频增益越高，输出电压的精度越高。较高的环路增益可以抑制交流输入电压的变化和负载电流的变化对输出电压变化的影响。对任何反馈环路来说，其调节精度为1/(1+GN)，其中GN为环路低频增益。由于噪声对较高的增益比较敏感，因此，为了保证噪声尽可能小，需要限制补偿电路不能产生较大的增益，从而影响了输出电压的精度。

总之，需要本领域技术人员迫切解决的一个技术问题就是：如何能够提供一种AC-DC电源转换器的环路补偿技术，能够尽可能的减少噪声干扰，同时得到较大的环路增益。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种AC-DC电源转换器的环路补偿技术，能够减少噪声的干扰，同时得到大的环路增益。

为了解决上述问题，本发明公开了一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路，包括：

反馈滤波单元，用于对反馈电压进行滤波，获得反馈滤波电压；其中，所述反馈电压通过AC-DC电源转换器的辅助级分压信号经周期性采样得到；

误差放大单元，用于将所述反馈滤波电压与参考电压之差进行放大，获得误差电压；

电压电流转换单元，用于将所述误差电压转换成注入电流；

脉宽调制单元，用于接收注入电流，并将所述反馈滤波电压与锯齿波信号进行比较，获得脉宽调制信号。

优选的，所述反馈滤波单元包括：第一电阻、第一电容；其中，第一电阻的一端接入反馈电压，第一电阻的另一端与第一电容相连，第一电容的另一端接地，第一电阻与第一电容的连接节点处获得反馈滤波电压。

优选的，所述反馈滤波单元还包括开关；所述第一电阻的一端通过开关接入反馈电压。

优选的，所述误差放大单元包括：误差放大器和第二电容；其中，所述误差放大器的正相输入端通过第一电阻和/或开关接入所述反馈电压，误差放大器的反相输入端接入参考电压，误差放大器输出误差电压，第二电容的一端与误差放大器的输出端相连，第二电容的另一端接地。

优选的，所述误差放大单元还包括：第二电阻，所述第二电容的一端通过第二电阻与误差放大器的输出端相连。

优选的，所述电压电流转换单元包括：第一NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管和第三电阻；其中，所述第一NMOS管的栅极接入误差电压，第一NMOS管的源极与第三电阻的一端相连，第三电阻的另一端接地，第一NMOS管的漏极同时与第一PMOS管的漏极和栅极相连；所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极分别接电源，第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连；所述第二PMOS管的漏极输出所述注入电流INJ。

优选的，所述电压电流转换单元包括：运算放大器、第一PMOS管、第二PMOS管和第三电阻；其中，所述运算放大器的反相输入端接入误差电压，输出端同时与第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连；所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极分别接电源，第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连，第一PMOS管的漏极与第三电阻的一端相连，第三电阻的另一端接地，运算放大器的正相输入端与第一PMOS管和第三电阻的连接节点相连。

进一步，所述脉宽调制单元为脉宽调制比较器；其中，所述脉宽调制比较器的反相输入端接入反馈滤波电压，脉宽调制比较器的正相输入端接入锯齿波信号，脉宽调制比较器的输出端输出脉宽调制信号。

优选的，所述脉宽调制比较器包括：第七PMOS管、第八PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第一恒定电流源、第二恒定电流源和反相器组；其中，

所述第七PMOS管的栅极接入反馈滤波电压，第七PMOS管的源极通过第一恒定电流源与电源相连，第七PMOS管的漏极与第一NMOS管的漏极相连；所述第八PMOS管的栅极接入锯齿波信号，第八PMOS管的源极通过第四电阻与第七PMOS管的源极相连，第八PMOS管的漏极与第二NMOS管的漏极相连，第八PMOS管的源极与第四电阻的连接节点接入注入电流INJ；所述第一NMOS管和第二NMOS管的栅极相连，第三NMOS管的栅极与第二NMOS管的漏极相连，第一NMOS管、第二NMOS管和第三NMOS管的源极接地，第三NMOS管的漏极通过第二恒定电流源与电源相连；所述反相器组的输入端与第三NMOS管的漏极和第二恒定电流源的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号。

优选的，所述脉宽调制比较器包括：第一PNP三极管、第二PNP三极管、第一NPN三极管、第二NPN三极管、第三NPN三极管、第一恒定电流源、第二恒定电流源和反相器组；其中，

所述第一PNP三极管的基极接入反馈滤波电压，第一PNP三极管的发射极通过第一恒定电流源与电源相连，第一PNP三极管的集电极与第一NPN三极管的集电极相连；所述第二PNP三极管的基极接入锯齿波信号，第二PNP三极管的发射极通过第四电阻与第一PNP三极管的发射极相连，第二PNP三极管的集电极与第二NPN三极管的集电极相连，第二PNP三极管的发射极与第四电阻R4的连接节点接入注入电流；所述第一NPN三极管和第二NPN三极管的基极相连，第三NPN三极管的基极与第二NPN三极管的集电极相连，第一NPN三极管、第二NPN三极管和第三NPN三极管的发射极接地，第三NPN三极管的集电极通过第二恒定电流源与电源相连；所述反相器组的输入端与第三NPN三极管的集电极和第二恒定电流源的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号。

此外，本发明还公开了一种AC-DC电源转换器，包括：主级侧单元、次级侧单元、辅助级单元和环路控制器；

所述主级侧单元，用于依据控制信号驱动主级侧开关的导通和关闭，控制主级侧线圈的电流变化；

所述次级侧单元，用于依据主级侧线圈的电流变化，通过电磁感应在次级侧线圈上产生感应电流，输出直流电压；

所述辅助级单元，用于采集次级侧输出直流电压所反馈的分压信号；

所述环路控制器，包括：电压采样电路、环路补偿电路和逻辑及驱动电路；

电压采样点路，用于对辅助级反馈分压信经周期性采样，获得反馈电压；

环路补偿电路，用于依据反馈电压进行环路补偿，输出脉宽调制信号；

逻辑及驱动电路，用于依据脉宽调制信号输出控制信号，驱动主级侧开关的导通时间；

其中，所述环路补偿电路包括：

反馈滤波子单元，用于对反馈电压进行滤波，获得反馈滤波电压；

误差放大子单元，用于将所述反馈滤波电压与参考电压之差进行放大，获得误差电压；

电压电流转换子单元，用于将所述误差电压转换成注入电流INJ；

脉宽调制子单元，用于接收注入电流，并将所述反馈滤波电压与锯齿波信号进行比较，获得脉宽调制信号。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明通过反馈滤波单元对周期性采样到反馈电压Vfb进行滤波和平均化处理，得到较稳定的Vfbi信号，各个周期间的采样误差和反馈分压Vf信号上的噪声干扰会被此低频滤波单元滤掉，可以保证脉宽调制信号的占空比较为固定，减少对ACDC电源转换器次级侧输出的直流电压的影响，提高了电路的稳定性。

此外，由于噪声干扰减少，因此可以将所述环路补偿电路设计为具有较大的低频增益GN，而不用担心噪声的影响。由于调节精度为1/(1+GN)，则通过较大的低频增益GN，可以实现输出电压的高精度。

进一步，通过电压电流转换单元将误差电压转换成注入电流INJ，输入到脉宽调制单元中。通过计算传输函数，得到该环路补偿电路具有一个极点P1和一个零点Z1。由于控制信号经过功率开关产生的传输函数中包含一个零点Z2和一个极点P2，滤波电路的传输函数产生一个极点P3，可以将零点Z1的频率设计得与P2频率接近，使其相互抵消；将P3设计得与Z2频率接近，使其相互抵消。这样，只留下极点P1，得到一个单极点系统，获得较大的相位裕度，保证环路的稳定性。此外，还可以在所述误差放大单元中设置一电阻，从而产生附加的另一零点。由于零点可以使相位增加，因此可以进一步改善相位裕度，提高环路的稳定性。

附图说明

图1是现有技术的一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路的电路结构图；

图2是本发明一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路的结构示意图；

图3是本发明一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路实施例一的电路图；

图4是本发明一种环路补偿电路的PWM比较器实施例一的电路图；

图5是本发明一种PWM比较器的输入输出波形示意图；

图6是现有技术的一种环路补偿电路的PWM比较器的电路图；

图7是本发明一种环路补偿电路的PWM比较器实施例二的电路图；

图8是本发明一种环路补偿电路的PWM比较器实施例三的电路图；

图9是本发明一种环路补偿电路的PWM比较器实施例四的电路图；

图10是本发明一种环路补偿电路的PWM比较器实施例五的电路图；

图11是本发明一种环路控制器的示意图；

图12是本发明一种电压电流转换单元的另一实施例的电路图；

图13是本发明一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路实施例二的电路图；

图14是本发明一种AC-DC电源转换器实施例的电路图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

参照图2，示出了本发明一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路的结构示意图，包括：

反馈滤波单元201，用于对反馈电压Vfb进行滤波，获得反馈滤波电压Vfbi；其中，所述反馈电压Vfb通过AC-DC电源转换器的辅助级分压信号Vf经周期性采样得到；

误差放大单元202，用于将所述反馈滤波电压Vfbi与参考电压Vref之差进行放大，获得误差电压Veao；

电压电流转换单元203，用于将所述误差电压Veao转换成注入电流INJ；

脉宽调制单元204，用于接收注入电流INJ，并将所述反馈滤波电压Vfbi与锯齿波信号VRamp进行比较，获得脉宽调制信号PWMO。

在本发明实施例中，通过反馈滤波单元201对周期性采样到反馈电压Vfb进行滤波和平均化处理，得到较稳定的Vfbi信号，周期间的采样误差和反馈分压Vf信号上的噪声干扰会被此低频滤波器滤掉，提高了电路的稳定性。

具体的，参照图3，示出了本发明一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路实施例一的电路图。

所述反馈滤波单元包括：电阻R1、电容C1；其中，电阻R1的一端接入反馈电压Vfb，电阻R1的另一端与电容C1相连，电容C1的另一端接地，电阻R1与电容C1的连接节点处获得反馈滤波电压Vfbi。

优选的，如图2所示，所述电阻R1的一端通过开关K1接入反馈电压Vfb。

所述误差放大单元包括：误差放大器EA和电容C2；其中，所述误差放大器EA的正相输入端通过电阻R1和开关K1接入所述反馈电压Vfb(当不接开关K1时，直接通过电阻R1接反馈电压Vfb)，误差放大器EA的反相输入端接入参考电压Vref，误差放大器EA的输出端输出误差电压Veao，电容C2的一端与误差放大器EA的输出端相连，电容C2的另一端接地。其中，误差电压Veao＝A₀(Vfb-Vref)，A₀为误差放大器的放大倍数。

所述电压电流转换单元包括：NMOS管MN1、PMOS管MP1、PMOS管MP2和电阻R3；其中，所述NMOS管MN1的栅极接入误差电压Veao，NMOS管MN1的源极与电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端接地，NMOS管MN1的漏极同时与PMOS管MP1的漏极和栅极相连；所述PMOS管MP1的源极和PMOS管MP2的源极分别接电源V_DD，PMOS管MP1的栅极和PMOS管MP2的栅极相连；所述PMOS管MP2的漏极输出所述注入电流INJ。

所述脉宽调制单元为脉宽调制比较器；其中，所述PWM比较器的反相输入端接入反馈滤波电压Vfbi，PWM比较器的正相输入端接入锯齿波信号VRamp，PWM比较器的输出端输出脉宽调制信号PWMO。

如图4所示，为本发明一种环路补偿电路的PWM比较器实施例一的电路图。所述PWM比较器包括：PMOS管MP7、PMOS管MP8、NMOS管MN1、NMOS管MN2、NMOS管MN3、恒定电流源I1、恒定电流源I2和反相器组；其中，

PMOS管MP7的栅极接入反馈滤波电压Vfbi，PMOS管MP7的源极通过恒定电流源I1与电源V_DD相连，PMOS管MP7的漏极与NMOS管MN1的漏极相连；

PMOS管MP8的栅极接入锯齿波信号Vramp，PMOS管MP8的源极通过电阻R4与PMOS管MP7的源极相连，PMOS管MP8的漏极与NMOS管MN2的漏极相连，PMOS管MP8的源极与电阻R4的连接节点接入注入电流INJ；

NMOS管MN1和NMOS管MN2的栅极相连，NMOS管MN3的栅极与NMOS管MN2的漏极相连，NMOS管MN1、NMOS管MN2和NMOS管MN3的源极接地，NMOS管MN3的漏极通过恒定电流源I2与电源V_DD相连；

反相器组的输入端与NMOS管MN3的漏极和恒定电流源I2的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号PWMO。反相器可以减少脉冲上升沿和下降沿的变化时间，使上升沿和下降沿变得更为陡峭，从而获得波形质量更好的脉宽调制信号PWMO。在本发明优选实施例中，如图4所示，反相器组包括两个串联的反相器INV1和INV2，反相器INV1的输入端作为反相器组的输入端，反相器INV1的输出端与反相器INV2的输入端相连，反相器INV2的输出端作为反相器组的输出端。

如图5所示，为本发明一种PWM比较器的输入输出波形示意图。本发明的PWM比较器是具有输入偏差的比较器，其输入偏差为R4.I_INJ，其中R4为电阻R4的电阻值，I_INJ为INJ端的注入电流。锯齿波信号VRamp信号的峰值等于参考电压Vref。当反馈滤波电压Vfbi+R4.I_INJ小于锯齿波信号VRamp时，PWMO为高电平；当反馈滤波电压Vfbi+R4.I_INJ大于锯齿波信号VRamp信号时，PWMO为低电平。

Dmin为最小占空比信号，Dmax为最大占空比信号。当脉宽调制信号PWMO的占空比小于Dmin的占空比时，后续的驱动电路会采用将Dmin作为主级侧功率开关的控制信号。当脉宽调制信号PWMO的占空比大于Dmax的占空比时，后续的驱动电路会采用Dmax作为主级侧功率开关的控制信号。

对于PWM比较器，一种实施方式如图4所示，其主要特征在于输入对管MP7和MP8的源级之间连接了电阻R4。这样与传统比较器不同。如图6所示，为现有技术的一种环路补偿电路的PWM比较器的电路图。传统比较器输出电压在比较器正负输入端相等时翻转，而本发明比较器在VRamp信号等于(Vfbi+I_INJ.R4)时，发生翻转。这样等效比较器两输入端电压分别为VRamp电压和(Vfbi+I_INJ.R4)信号。

如图7所示，为本发明一种环路补偿电路的PWM比较器实施例二的电路图。所述脉宽调制比较器包括：三极管PNP1、三极管PNP2、三极管NPN1、三极管NPN2、三极管NPN3、恒定电流源I1、恒定电流源I2和反相器组。

其中，三极管PNP1的基极接入反馈滤波电压Vfbi，三极管PNP1的发射极通过恒定电流源I1与电源V_DD相连，三极管PNP1的集电极与三极管NPN1的集电极相连；三极管PNP2的基极接入锯齿波信号VRamp，三极管PNP2的发射极通过电阻R4与三极管PNP1的发射极相连，三极管PNP2的集电极与三极管NPN2的集电极相连，三极管PNP2的发射极与电阻R4的连接节点接入注入电流INJ；三极管NPN1和三极管NPN2的基极相连，三极管NPN3的基极与三极管NPN2的集电极相连，三极管NPN1、三极管NPN2和三极管NPN3的发射极接地，三极管NPN3的集电极通过恒定电流源I2与电源V_DD相连；反相器组的输入端与三极管NPN3的集电极和恒定电流源I2的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号PWMO。

这里为了简化描述，提供了一种最常见的差分输入级构成本发明的PWM比较器。显然，本技术领域的工程人员很容易采用通过对任何其他传统输入级，如电流镜型跨导放大器，折叠级联型跨导放大器做类似修改，输入对管可以为NMOS管、PMOS管、NPN三极管、PNP三极管等各种半导体器件类型。所设计的PWM比较器满足：在输入对管(NMOS管或PMOS管)的源级之间连接一电阻，并在电阻未连接电流源的另一侧连接一注入电流即可，对于NPN和PNP三极管应在输入对管的发射极之间连接电阻。具体的，图8、图9、图10分别示出了本发明一种环路补偿电路的PWM比较器实施例三、实施例四和实施例五的电路图。由于PWM比较器的具体实施有多种方式，本发明在此不再赘述。

反馈环路的稳定性也是影响AC-DC电源转换器性能的一项重要因素。一般通过相位裕度来表征环路稳定性强弱。如果相位裕度较大，则环路的稳定性较高。通过传输函数计算相位裕度，如果传输函数的分子趋近于“0”，会形成一个左半平面零点；如果所述传输函数的分母趋近于“0”，会形成一个左半平面极点。一般相位补偿技术的思想都是采用产生零点来抵消极点。在频域中，一个极点使相位降低90度，而一个零点使相位增加90度。下面，分析本发明实施例所涉及电路的传输函数，以下公式以及描述中，符号“.”表示乘号。

本发明实施例中，可以通过K1来调节R1和C1组成滤波器的截止频率。对于工作于非连续模式(DiscontinuousMode)的AC-DC转换器，其开关功率级的传输函数如下：

$\frac{\mathrm{Vo}}{D}=K\frac{1+s\·\mathrm{Re}\·\mathrm{Co}}{1+s\·\mathrm{Ro}\·\mathrm{Co}}---\left(E1\right)$

其中，非连续模式为一个开关周期内，AC-DC转换器的主级侧电流关断，次级侧电感电流降到零时的特征。上式中，K为系统常数，Re为输出电容的等效串联电阻，Co为输出电容，Ro为等效负载电阻，s为角频率算子。可见，此传输函数中包含一个零点和一个极点。此零点角频率位置为：

$Z2=-\frac{1}{\mathrm{Re}\·\mathrm{Co}}---\left(E2\right)$

此极点角频率位置为：

$P2=-\frac{1}{\mathrm{Ro}\·\mathrm{Co}}---\left(E3\right)$

对于图3所示的环路补偿电路，R1，C1组成的滤波电路相当于电阻R1和C1阻抗的分压，而K1的效果相当于将电容C1放大，其放大倍数设为A，等于K1导通占空比的倒数。(在具体实施时，图1中开关K1也可以没有，被短路掉，没有K1的情况，即没有放大倍数效应，A＝1。)所以反馈滤波单元的滤波电路的传输函数为：

$\frac{\mathrm{Vfbi}}{\mathrm{Vfb}}=\frac{\frac{1}{s\·C1\·A}}{\frac{1}{s\·C1\·A}+R1}=\frac{1}{1+s\·A\·C1\·R1}---\left(E4\right)$

其中A为K1导通占空比的倒数，C1为电容C1的电容值，R1为电阻R1的电阻值。

滤波电路的传输函数产生一个极点：

$P3=-\frac{1}{A.C1.R1}---\left(E5\right)$

误差放大器EA产生的传输函数为

$\frac{\mathrm{Veao}}{\mathrm{Vfb}}=\mathrm{gm}.(\mathrm{ro}//\frac{1}{s.C2})---\left(1\right)$

其中gm为误差放大器的跨导，ro为误差放大器的输出电阻，C2为电容C2的电容值。

NMOS管MN1、电容R3、PMOS管MP1和PMOS管MP2构成的电压电流转换单元，其小信号传输函数为：

$\frac{I_{\mathrm{INJ}}}{\mathrm{Veao}}=M.\frac{1}{R3}---\left(2\right)$

其中，M为PMOS管MP2与PMOS管MP1的宽长比之比。R3为电阻R3的电阻值。

对于以图4为例的PWM比较器，参考图5的工作波形，三角形ABC与三角形AB’C’相似。根据相似三角形的原理，可知：

$\frac{\mathrm{AB}}{{\mathrm{AB}}^{\′}}=\frac{\mathrm{BC}}{B^{\′}{C}^{\′}}---\left(E6\right)$

其中AB等于Vref-(Vfbi+I_INJ.R4)，AB’等于VM，VM为设计的VRamp信号的锯齿分量幅度。BC等于PWMO导通时间长度，B’C’等于周期时间长度。脉宽调制信号PWMO占空比为则

$D=\frac{\mathrm{Vref}-(\mathrm{Vfbi}+I_{\mathrm{INJ}}.R4)}{\mathrm{VM}}---\left(E7\right)$

对于传输函数分析，应该做小信号分析。对于小信号分析，即指当Vfbi信号存在微小波动时，需推导由此导致占空比的变化量，而等式(E7)中Vref电压为恒定参考电压，在小信号扰动过程中，其变化量为零，即其小信号分量应为零。所以对于小信号分析，Vref应等于零。由此可得，等式(E7)可简化为：

$D=-\frac{\mathrm{Vfbi}+I_{\mathrm{INJ}}.R4}{\mathrm{VM}}---\left(3\right)$

其中，D为PWM比较器输出信号PWMO的占空比小信号分量，Vfbi为Vfbi信号的小信号电压，I_INJ为电流INJ端注入电流的小信号值，VM为VRamp信号的锯齿波幅度，R4为电阻R4的电阻值。

等式(3)中的负号含义是占空比小信号分量D随Vfbi呈反方向变化，即如果Vfbi增大，则D变小；反之，Vfbi减小，导致D变大。对整个环路来说，构成负反馈。

通过等式(1)、(2)、(3)可得：

$D=-\mathrm{Vfbi}.\frac{[1+M.\frac{R4}{R3}.\mathrm{gm}.(\mathrm{ro}//\frac{1}{s.C2})]}{\mathrm{VM}}---\left(E8\right)$

进一步，可得环路补偿电路(Vfbi至PWMO占空比)的传输函数为：

$\frac{D}{\mathrm{Vfbi}}=-\frac{[1+M.\frac{R4}{R3}.\mathrm{gm}.(\mathrm{ro}//\frac{1}{s.C2})]}{\mathrm{VM}}=-\frac{1+\mathrm{ro}.\mathrm{gm}.\frac{R4}{R3}.M+s.C2.\mathrm{ro}}{\mathrm{VM}.(1+s.C2.\mathrm{ro})}---\left(4\right)$

由上式可知，环路补偿电路的传输函数包含一个零点和一个极点。

零点角频率为：

$Z1=-\frac{1+\mathrm{ro}.\mathrm{gm}.\frac{R4}{R3}.M}{C2.\mathrm{ro}}---\left(E9\right)$

一般远大于1，所以零点可简化为：

$Z1=-\frac{\mathrm{gm}.\frac{R4}{R3}.M}{C2}---\left(E10\right)$

其极点角频率为：

$P1=-\frac{1}{\mathrm{ro}.C2}---\left(E11\right)$

如图11所示，为一种环路控制器的示意图，其包括电压采样点路、环路补偿电路和逻辑及驱动电路。电压采样点路用于对辅助级反馈分压信Vf经周期性采样，获得反馈电压Vfb；环路补偿电路用于依据反馈电压Vfb进行环路补偿，输出脉宽调制信号；逻辑及驱动电路用于依据脉宽调制信号输出控制信号，驱动主级侧开关的导通时间。

对图11做环路分析，可以选择从环路补偿电路的输入端Vfb点进行断开环路，从Vfb点断环后，假设连接进入环路补偿电路的输入端为Vfb1点(断环处的右边)，其小信号电压为Vfb1，经过环路补偿电路，逻辑及驱动电路后，输出至DRV，控制开关功率级的占空比，开关功率级中变压器耦合到辅助级电感La上的电压Va，经过电阻Rf1和Rf2分压，产生Vf电压，此Vf经过电压采样电路后的信号(断环处的左边)设为Vfb2。则环路传输函数GN为：

$\mathrm{GN}=\frac{\mathrm{Vfb}2}{\mathrm{Vfb}1}---\left(E12\right)$

其中，Vfb2为断环处左边的小信号电压，Vfb1为断环处右边的小信号电压。

Vfb1信号首先经过图3中的K1、R1、C1组成的滤波器，由等式(E4)可知，其传输函数满足：

$\frac{\mathrm{Vfbi}}{\mathrm{Vfb}1}=\frac{\mathrm{Vfbi}}{\mathrm{Vfb}}=\frac{1}{1+s.A.C1.R1}---\left(E13\right)$

从Vfbi至环路补偿电路输出PWMO信号的传输函数满足等式(4)。

从PWMO信号经过图7中逻辑及驱动电路至输出DRV信号的占空比信号增益为1，在正常环路调整时逻辑及驱动电路不会改变占空比信号，只是增强驱动能力，所以其输出信号和输入信号的占空比之比为1。

根据等式(E1)可知，控制信号DRV经过功率开关产生的传输函数为：

$\frac{\mathrm{Vo}}{D}=K.\frac{1+s.\mathrm{Re}.\mathrm{Co}}{1+s.\mathrm{Ro}.\mathrm{Co}}---\left(E14\right)$

由于采样电路采样次级电感电流为零时的电压Vf，一般采用高频采样方式实现，此采样过程不会产生环路带宽内的低频零点和极点。其传输函数为电阻分压比例乘以变压器辅助级绕组匝数与次级绕组匝数之比：

$\frac{\mathrm{Vfb}2}{\mathrm{Vo}}=\frac{\mathrm{Rf}2}{\mathrm{Rf}1+\mathrm{Rf}2}\·\frac{\mathrm{Na}}{\mathrm{Ns}}---\left(E15\right)$

由于 $\mathrm{GN}=\frac{\mathrm{Vf}2}{\mathrm{Vf}1}=\frac{\mathrm{Vfbi}}{\mathrm{Vf}1}\·\frac{D}{\mathrm{Vfbi}}\·\frac{\mathrm{Vo}}{D}\·\frac{\mathrm{Vf}2}{\mathrm{Vo}}$

由(E15)、(E13)、(4)、(E14)可得：

$\mathrm{GN}=-\frac{1}{1+s.A.C1.R1}.\frac{1+\mathrm{ro}.\mathrm{gm}.\frac{R4}{R3}.M+s.C2.\mathrm{ro}}{\mathrm{VM}.(1+s.C2.\mathrm{ro})}.K.\frac{1+s.\mathrm{Re}.\mathrm{Co}}{1+s.\mathrm{Ro}.\mathrm{Co}}.\frac{\mathrm{Rf}2}{\mathrm{Rf}1+\mathrm{Rf}2}.\frac{\mathrm{Na}}{\mathrm{Ns}}$

对于低频增益，即上式中令s＝0可得：

$\mathrm{GN}(s=0)=\frac{1+\mathrm{ro}.\mathrm{gm}.\frac{R4}{R3}.M}{\mathrm{VM}}.K.\frac{\mathrm{Rf}2}{\mathrm{Rf}1+\mathrm{Rf}2}.\frac{\mathrm{Na}}{\mathrm{Ns}}$

由于本发明实施例通过增加由K1，R1和C1构成的低频滤波单元，对周期性采样到Vfb信号进行滤波和平均化处理，使采样误差和Vf信号上的噪声干扰会被此低频滤波单元滤掉，因此，可以考虑设计较大的低频增益，而不用担心噪声的影响。在具体实施时，可以将ro.gm设计得非常大，例如大于1000倍，或者更大，总之，可以通过增大ro.gm，设计满足很大的低频增益GN(s＝0)。这样即可实现输出电压的高精度。

为了提高反馈环路的稳定性，在具体实施时，将环路补偿电路的极点P1设计得最低频，作为主极点。将环路补偿电路的零点Z1的频率设计得与P2频率接近，使其相互抵消。将P3设计得与Z2频率接近，使其相互抵消。这样，只留下极点P1，可以近似得到一个单极点系统，此时相位裕度为90度。通过获得较大的相位裕度，提高环路的稳定性。

图12示出了本发明一种电压电流转换单元的另一实施例的电路图。所述电压电流转换单元包括：运算放大器OP(operationalamplifier)、PMOS管MP1、PMOS管MP2和电阻R3；其中，所述运算放大器OP的反相输入端接入误差电压Veao，输出端同时与PMOS管MP1的栅极和PMOS管MP2的栅极相连；PMOS管MP1的源极和PMOS管MP2的源极分别接电源V_DD，PMOS管MP1的栅极和PMOS管MP2的栅极相连，PMOS管MP1的漏极与电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端接地，运算放大器OP的正相输入端与PMOS管MP1和电阻R3的连接节点相连。

该运算放大单元的其小信号传输函数也为：

$\frac{I_{\mathrm{INJ}}}{\mathrm{Veao}}=M.\frac{1}{R3}.$

其中R3为电阻R3的电阻值，M为MP3与MP1的宽长比之比。

如图13所示，为本发明一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路实施例二的电路图。与图3所示的环路补偿电路实施例一相比，所述误差放大单元还包括电阻R2，电容C2的一端通过电阻R2与误差放大器的输出端相连。增加电阻R2可以产生附加的另一零点。由于零点可以使相位增加，所以可以进一步改善相位裕度。

参照图14，示出了本发明一种AC-DC电源转换器实施例的电路图，所述AC-DC电源转换器包括：主级侧单元141、次级侧单元142、辅助级单元143和环路控制器144；

所述主级侧单元141，用于依据控制信号驱动主级侧开关的导通和关闭，控制主级侧线圈的电流变化；

所述次级侧单元142，用于依据主级侧线圈的电流变化，通过电磁感应在次级侧线圈上产生感应电流，输出直流电压；

所述辅助级单元143，用于采集次级侧输出直流电压所反馈的分压信号；

所述环路控制器，包括：电压采样电路、环路补偿电路和逻辑及驱动电路；

电压采样点路，用于对辅助级反馈分压信Vf经周期性采样，获得反馈电压Vfb；

环路补偿电路，用于依据反馈电压Vfb进行环路补偿，输出脉宽调制信号；

逻辑及驱动电路，用于依据脉宽调制信号输出控制信号，驱动主级侧开关的导通时间；

其中，所述环路补偿电路包括：

反馈滤波子单元，用于对反馈电压Vfb进行滤波，获得反馈滤波电压Vfbi；

误差放大子单元，用于将所述反馈电压Vfb与参考电压Vref之差进行放大，获得误差电压Veao；

电压电流转换子单元，用于将所述误差电压Veao转换成注入电流INJ；

脉宽调制子单元，用于接收注入电流INJ，并将所述反馈滤波电压Vfbi与锯齿波信号VRamp进行比较，获得脉宽调制信号PWMO。

在本发明的一个优选实施例中，所述反馈滤波子单元包括：第一电阻R1、第一电容C1；其中，第一电阻R1的一端接入反馈电压Vfb，第一电阻R1的另一端与第一电容C1相连，第一电容C1的另一端接地，第一电阻R1与第一电容C1的连接节点处获得反馈滤波电压Vfbi。

优选的，所述第一电阻R1的一端通过开关K1接入反馈电压Vfb。

在本发明的一个优选实施例中，所述误差放大子单元包括：误差放大器和第二电容C2；其中，所述误差放大器的正相输入端通过第一电阻和/或开关接入所述反馈电压Vfb，误差放大器的反相输入端接入参考电压Vref，误差放大器输出误差电压Veao，第二电容的一端与误差放大器的输出端相连，第二电容的另一端接地。

优选的，所述误差放大子单元还包括：第二电阻R2，所述第二电容的一端通过第二电阻R2与误差放大器的输出端相连。

在本发明的一个优选实施例中，所述电压电流转换子单元包括：第一NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管和第三电阻；其中，所述第一NMOS管的栅极接入误差电压Veao，第一NMOS管的源极与第三电阻的一端相连，第三电阻的另一端接地，第一NMOS管的漏极同时与第一PMOS管的漏极和栅极相连；所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极分别接电源V_DD，第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连；所述第二PMOS管的漏极输出所述注入电流INJ。

在本发明的另一个优选实施例中，所述电压电流转换子单元包括：运算放大器、第一PMOS管、第二PMOS管和第三电阻；其中，所述运算放大器的反相输入端接入误差电压Veao，输出端同时与第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连；所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极分别接电源，第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连，第一PMOS管的漏极与第三电阻的一端相连，第三电阻的另一端接地，运算放大器的正相输入端与第一PMOS管和第三电阻的连接节点相连。

进一步，所述脉宽调制子单元为脉宽调制比较器；其中，所述脉宽调制比较器的反相输入端接入反馈滤波电压Vfbi，脉宽调制比较器的正相输入端接入锯齿波信号Vramp，脉宽调制比较器的输出端输出脉宽调制信号PWMO。

在本发明的一个优选实施例中，所述脉宽调制比较器包括：第七PMOS管、第八PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第一恒定电流源、第二恒定电流源和反相器组；

其中，第七PMOS管的栅极接入反馈滤波电压Vfbi，第七PMOS管的源极通过第一恒定电流源与电源V_DD相连，第七PMOS管的漏极与第一NMOS管的漏极相连；第八PMOS管的栅极接入锯齿波信号Vramp，第八PMOS管的源极通过第四电阻与第七PMOS管的源极相连，第八PMOS管的漏极与第二NMOS管的漏极相连，第八PMOS管的源极与第四电阻的连接节点接入注入电流INJ；第一NMOS管和第二NMOS管的栅极相连，第三NMOS管的栅极与第二NMOS管的漏极相连，第一NMOS管、第二NMOS管和第三NMOS管的源极接地，第三NMOS管的漏极通过第二恒定电流源与电源V_DD相连；反相器组的输入端与第三NMOS管的漏极和第二恒定电流源的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号PWMO。

在本发明的另一个优选实施例中，所述脉宽调制比较器包括：第一PNP三极管、第二PNP三极管、第一NPN三极管、第二NPN三极管、第三NPN三极管、第一恒定电流源、第二恒定电流源和反相器组；

其中，第一PNP三极管的基极接入反馈滤波电压Vfbi，第一PNP三极管的发射极通过第一恒定电流源与电源V_DD相连，第一PNP三极管的集电极与第一NPN三极管的集电极相连；第二PNP三极管的基极接入锯齿波信号Vramp，第二PNP三极管的发射极通过第四电阻与第一PNP三极管的发射极相连，第二PNP三极管的集电极与第二NPN三极管的集电极相连，第二PNP三极管的发射极与第四电阻R4的连接节点接入注入电流；第一NPN三极管和第二NPN三极管的基极相连，第三NPN三极管的基极与第二NPN三极管的集电极相连，第一NPN三极管、第二NPN三极管和第三NPN三极管的发射极接地，第三NPN三极管的集电极通过第二恒定电流源与电源V_DD相连；反相器组的输入端与第三NPN三极管的集电极和第二恒定电流源的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号PWMO。

由于在前述环路补偿电路的实施例中，有多个结合AC-DC电源转换器的具体说明，所以此处AC-DC电源转换器的描述的比较简单，相关之处参见环路补偿电路实施例的部分说明即可。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。

以上对本发明所提供的一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路和一种AC-DC电源转换器，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (19)

1.一种AC-DC电源转换器的环路补偿电路，其特征在于，包括：

反馈滤波单元，用于对反馈电压进行滤波，获得反馈滤波电压；其中，所述反馈电压通过AC-DC电源转换器的辅助级分压信号经周期性采样得到；

误差放大单元，用于将所述反馈滤波电压与参考电压之差进行放大，获得误差电压；

电压电流转换单元，用于将所述误差电压转换成注入电流；

脉宽调制单元，用于接收注入电流，并将所述反馈滤波电压与锯齿波信号进行比较，获得脉宽调制信号。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，

所述反馈滤波单元包括：第一电阻、第一电容；其中，

第一电阻的一端接入反馈电压，第一电阻的另一端与第一电容相连，第一电容的另一端接地，第一电阻与第一电容的连接节点处获得反馈滤波电压。

3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，

所述反馈滤波单元还包括开关；所述第一电阻的一端通过开关接入反馈电压。

4.如权利要求2或3所述的电路，其特征在于，

所述误差放大单元包括：误差放大器和第二电容；其中，

所述误差放大器的正相输入端通过第一电阻和/或开关接入所述反馈电压，误差放大器的反相输入端接入参考电压，误差放大器输出误差电压，第二电容的一端与误差放大器的输出端相连，第二电容的另一端接地。

5.如权利要求4所述的电路，其特征在于，

所述误差放大单元还包括：第二电阻，所述第二电容的一端通过第二电阻与误差放大器的输出端相连。

6.如权利要求1所述的电路，其特征在于，

所述电压电流转换单元包括：第一NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管和第三电阻；其中，

所述第一NMOS管的栅极接入误差电压，第一NMOS管的源极与第三电阻的一端相连，第三电阻的另一端接地，第一NMOS管的漏极同时与第一PMOS管的漏极和栅极相连；

所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极分别接电源，第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连；

所述第二PMOS管的漏极输出所述注入电流INJ。

7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，

所述电压电流转换单元包括：运算放大器、第一PMOS管、第二PMOS管和第三电阻；其中，

所述运算放大器的反相输入端接入误差电压，输出端同时与第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连；

所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极分别接电源，第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连，第一PMOS管的漏极与第三电阻的一端相连，第三电阻的另一端接地，运算放大器的正相输入端与第一PMOS管和第三电阻的连接节点相连。

8.如权利要求1所述的电路，其特征在于，

所述脉宽调制单元为脉宽调制比较器；其中，

所述脉宽调制比较器的反相输入端接入反馈滤波电压，脉宽调制比较器的正相输入端接入锯齿波信号，脉宽调制比较器的输出端输出脉宽调制信号。

9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，

所述脉宽调制比较器包括：第七PMOS管、第八PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第一恒定电流源、第二恒定电流源和反相器组；其中，

所述第七PMOS管的栅极接入反馈滤波电压，第七PMOS管的源极通过第一恒定电流源与电源相连，第七PMOS管的漏极与第一NMOS管的漏极相连；

所述第八PMOS管的栅极接入锯齿波信号，第八PMOS管的源极通过第四电阻与第七PMOS管的源极相连，第八PMOS管的漏极与第二NMOS管的漏极相连，第八PMOS管的源极与第四电阻的连接节点接入注入电流INJ；

所述第一NMOS管和第二NMOS管的栅极相连，第三NMOS管的栅极与第二NMOS管的漏极相连，第一NMOS管、第二NMOS管和第三NMOS管的源极接地，第三NMOS管的漏极通过第二恒定电流源与电源相连；

所述反相器组的输入端与第三NMOS管的漏极和第二恒定电流源的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号。

10.如权利要求8所述的电路，其特征在于，

所述脉宽调制比较器包括：第一PNP三极管、第二PNP三极管、第一NPN三极管、第二NPN三极管、第三NPN三极管、第一恒定电流源、第二恒定电流源和反相器组；其中，

所述第一PNP三极管的基极接入反馈滤波电压，第一PNP三极管的发射极通过第一恒定电流源与电源相连，第一PNP三极管的集电极与第一NPN三极管的集电极相连；

所述第二PNP三极管的基极接入锯齿波信号，第二PNP三极管的发射极通过第四电阻与第一PNP三极管的发射极相连，第二PNP三极管的集电极与第二NPN三极管的集电极相连，第二PNP三极管的发射极与第四电阻R4的连接节点接入注入电流；

所述第一NPN三极管和第二NPN三极管的基极相连，第三NPN三极管的基极与第二NPN三极管的集电极相连，第一NPN三极管、第二NPN三极管和第三NPN三极管的发射极接地，第三NPN三极管的集电极通过第二恒定电流源与电源相连；

所述反相器组的输入端与第三NPN三极管的集电极和第二恒定电流源的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号。

11.一种AC-DC电源转换器，其特征在于，包括：主级侧单元、次级侧单元、辅助级单元和环路控制器；

所述主级侧单元，用于依据控制信号驱动主级侧开关的导通和关闭，控制主级侧线圈的电流变化；

所述次级侧单元，用于依据主级侧线圈的电流变化，通过电磁感应在次级侧线圈上产生感应电流，输出直流电压；

所述辅助级单元，用于采集次级侧输出直流电压所反馈的分压信号；

所述环路控制器，包括：电压采样电路、环路补偿电路和逻辑及驱动电路；

电压采样点路，用于对辅助级反馈分压信经周期性采样，获得反馈电压；

环路补偿电路，用于依据反馈电压进行环路补偿，输出脉宽调制信号；

逻辑及驱动电路，用于依据脉宽调制信号输出控制信号，驱动主级侧开关的导通时间；

其中，所述环路补偿电路包括：

反馈滤波子单元，用于对反馈电压进行滤波，获得反馈滤波电压；

误差放大子单元，用于将所述反馈滤波电压与参考电压之差进行放大，获得误差电压；

电压电流转换子单元，用于将所述误差电压转换成注入电流INJ；

脉宽调制子单元，用于接收注入电流，并将所述反馈滤波电压与锯齿波信号进行比较，获得脉宽调制信号。

12.如权利要求11所述的AC-DC电源转换器，其特征在于，

所述反馈滤波子单元包括：第一电阻、第一电容和开关；其中，

第一电阻的一端通过开关接入反馈电压，第一电阻的另一端与第一电容相连，第一电容的另一端接地，第一电阻与第一电容的连接节点处获得反馈滤波电压。

13.如权利要求12所述的AC-DC电源转换器，其特征在于，

所述误差放大子单元包括：误差放大器和第二电容；其中，

所述误差放大器的正相输入端通过第一电阻和/或开关接入所述反馈电压，误差放大器的反相输入端接入参考电压，误差放大器输出误差电压，第二电容的一端与误差放大器的输出端相连，第二电容的另一端接地。

14.如权利要求13所述的AC-DC电源转换器，其特征在于，

所述误差放大子单元还包括：第二电阻，所述第二电容的一端通过第二电阻与误差放大器的输出端相连。

15.如权利要求11所述的AC-DC电源转换器，其特征在于，

所述电压电流转换子单元包括：第一NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管和第三电阻；其中，

所述第一NMOS管的栅极接入误差电压，第一NMOS管的源极与第三电阻的一端相连，第三电阻的另一端接地，第一NMOS管的漏极同时与第一PMOS管的漏极和栅极相连；

所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极分别接电源，第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连；

所述第二PMOS管的漏极输出所述注入电流。

16.如权利要求11所述的AC-DC电源转换器，其特征在于，

所述电压电流转换子单元包括：运算放大器、第一PMOS管、第二PMOS管和第三电阻；其中，

所述运算放大器的反相输入端接入误差电压，输出端同时与第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连；

所述第一PMOS管的源极和第二PMOS管的源极分别接电源，第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极相连，第一PMOS管的漏极与第三电阻的一端相连，第三电阻的另一端接地，运算放大器的正相输入端与第一PMOS管和第三电阻的连接节点相连。

17.如权利要求11所述的AC-DC电源转换器，其特征在于，

所述脉宽调制子单元为脉宽调制比较器；其中，

所述脉宽调制比较器的反相输入端接入反馈滤波电压，脉宽调制比较器的正相输入端接入锯齿波信号，脉宽调制比较器的输出端输出脉宽调制信号。

18.如权利要求17所述的AC-DC电源转换器，其特征在于，

所述脉宽调制比较器包括：第七PMOS管、第八PMOS管、第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第一恒定电流源、第二恒定电流源和反相器组；其中，

所述第七PMOS管的栅极接入反馈滤波电压，第七PMOS管的源极通过第一恒定电流源与电源相连，第七PMOS管的漏极与第一NMOS管的漏极相连；

所述第八PMOS管的栅极接入锯齿波信号，第八PMOS管的源极通过第四电阻与第七PMOS管的源极相连，第八PMOS管的漏极与第二NMOS管的漏极相连，第八PMOS管的源极与第四电阻的连接节点接入注入电流；

所述第一NMOS管和第二NMOS管的栅极相连，第三NMOS管的栅极与第二NMOS管的漏极相连，第一NMOS管、第二NMOS管和第三NMOS管的源极接地，第三NMOS管的漏极通过第二恒定电流源与电源相连；

所述反相器组的输入端与第三NMOS管的漏极和第二恒定电流源的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号。

19.如权利要求17所述的AC-DC电源转换器，其特征在于，

所述脉宽调制比较器包括：第一PNP三极管、第二PNP三极管、第一NPN三极管、第二NPN三极管、第三NPN三极管、第一恒定电流源、第二恒定电流源和反相器组；其中，

所述第一PNP三极管的基极接入反馈滤波电压，第一PNP三极管的发射极通过第一恒定电流源与电源相连，第一PNP三极管的集电极与第一NPN三极管的集电极相连；

所述第二PNP三极管的基极接入锯齿波信号，第二PNP三极管的发射极通过第四电阻与第一PNP三极管的发射极相连，第二PNP三极管的集电极与第二NPN三极管的集电极相连，第二PNP三极管的发射极与第四电阻R4的连接节点接入注入电流；

所述第一NPN三极管和第二NPN三极管的基极相连，第三NPN三极管的基极与第二NPN三极管的集电极相连，第一NPN三极管、第二NPN三极管和第三NPN三极管的发射极接地，第三NPN三极管的集电极通过第二恒定电流源与电源相连；

所述反相器组的输入端与第三NPN三极管的集电极和第二恒定电流源的连接节点相连，反相器组包括至少一个反相器，各个反相器串联连接，反相器组的输出端输出脉宽调制信号。