CN112260416B - 一种基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电系统 - Google Patents

Abstract

一种基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电系统，其发射部分中：逆变器H的输出端与补偿电感(L_f)、第一恒压补偿电容(C_PV1)和补偿电容(C_f)依次串联连接。第一恒流补偿电容(C_PC1)与第一切换开关(S₁)串联后并联于第一恒压补偿电容(C_PV1)的两端。第二恒压补偿电容(C_PV2)与发射线圈(L_P)串联后并联于补偿电容(C_f)的两端，第二恒流补偿电容(C_PC2)与第二切换开关(S₂)串联后并联于第二恒压补偿电容(C_PV2)两端。第一切换开关(S₁)和第二切换开关(S₂)的控制端与控制器(K₁)相连接。该电路能够输出与负载无关的恒定电压和恒定电流，且能够有效抑制逆变器输出电流的高次谐波。

Description

一种基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电系统

技术领域

本发明涉及一种感应式无线充电系统。

背景技术

感应式无线电能传输技术是一种通过电磁感应原理将电能以非接触的方式传递到负载的新型供电方式，近年来，感应式无线电能传输技术逐渐进入工业和生活领域，在电动汽车和轨道交通等领域采用感应式无线电能传输技术可极大地提高无线充电系统安全性和可靠性，该技术具有广阔的应用和发展前景。

合理的电池充电过程不仅能够延长电池的使用寿命和充放电次数，而且能够提高无线充电系统的安全性。电池的充电过程通常主要包括恒流和恒压两个充电阶段：即在充电初期采用恒流模式，电池电压迅速增加；当电池电压达到充电设定电压时，需要采用恒压模式充电，此时充电电流将逐渐减小到充电截止电流，电池充电完成。因此应用于电池充电的无线充电系统须实现恒定的电流和电压输出两种工作模式。

现有的感应式充电系统的主要构成及工作过程为：工频交流电经过整流获得直流电压，然后经过高频逆变后产生高频交流电，注入发射线圈产生高频交变磁场；接收线圈通过电磁感应获得感应电动势，然后通过高频整流后获得直流电，并向负载提供电能。由于在给电池充电过程中，电池的等效阻抗在充电过程中是不断变化的，所以充电系统需要实时控制输出电压和电流。为解决这一问题，通常采用的方法是：一、在电路系统中采用闭环反馈控制，如在采用通信设备将接收侧整流输出直流电压、电流信号反馈到初级侧控制系统后，对高频逆变器采用移相控制或PWM控制，以调节无线充电系统输出电压、电流；或者在接收侧采用高频可控整流器，通过采用移相控制或者PWM控制调节系统输出电压、电流；也可以在接收侧整流后级联DC-DC变换器；其缺陷是，增加了控制成本和复杂性，降低系统稳定性。二、采用变频控制，通过调节无线充电系统工作频率实现恒流恒压输出，但在存在频率分叉现象的系统中，该方法容易造成无线充电系统工作不稳定。

在轨道交通等大功率动态供电场合，地面发射部分通常采用LCC拓扑结构以实现发射线圈恒流输出，提高系统抗参数漂移能力以提高系统的鲁棒性。但由于地面发射线圈的电流设定值通常较大，初级侧补偿电感的电感值往往较小，导致逆变器输出电流高频谐波含量较高，增加了逆变器功率容量，同时高次谐波将导致逆变器关断电流升高，降低了逆变器的工作效率。

中国专利201610318334.2“既能输出恒流也能输出恒压的感应式无线电能传输系统”公开的拓扑结构中，初级侧与接收侧同时采用串联补偿结构，系统无法有效抑制逆变器的高次谐波，且系统鲁棒性较差。中国专利201610814192.9“基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电系统”公开了一种可实现恒流恒压充电的感应式无线充电系统拓扑结构，但该结构初级侧采用串联补偿接收侧采用LCC补偿，无法有效抑制逆变器输出电流的高次谐波。中国专利201710217941.4“一种次级变参数和变结构的感应式无线充电系统”描述了拓扑结构其恒压和恒流充电过程中，系统结构和参数同时变化。中国发明专利201610814224.5“一种恒流恒压感应式无线充电系统”公开的拓扑结构中，接收侧为LCC结构，接收侧补偿电感设计自由度较差，无法有效抑制逆变器输出电流高次谐波，容易造成整流桥工作在断续状态，该结构不适用于负载大范围变化的系统。

Xiaohui Qu在文献“Qu X,Han H,Wong S C,et al.Hybrid IPT Topologies WithConstant Current or Constant Voltage Output for Battery Charging Applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2015,30(11):6329-6337.”描述了一种变结构的恒流恒压充电拓扑结构，该结构通过改变拓扑结构实现系统恒流恒压输出。恒流输出时，系统初级侧和次级侧均为串联补偿结构，鲁棒性较差；在恒压输出时，初级侧为LCC结构，初级侧补偿电感设计自由度较差，无法有效抑制逆变器输出电流高次谐波。

C Auvigne在文献“A dual-topology ICPT applied to an electric vehiclebattery charger[C].in Proc.Int.Conf.Electr.Mach.,2012pp.2287–2292”描述了一种通过改变次级结构的恒压恒流输出的感应式无线电能传输系统。恒流输出时，系统初级侧和次级侧均为串联补偿结构，鲁棒性较差；在恒压输出时，接收侧为LCC结构，接收侧补偿电感设计自由度较差，无法有效抑制逆变器输出电流高次谐波，容易造成整流桥工作在断续状态，该结构不适用于负载大范围变化的系统。

发明内容

本发明的目的是使感应式无线充电系统能够实现恒流、恒压输出，同时能够抑制逆变器输出电流的高次谐波，降低逆变器功率容量，以及逆变器的关断电流，提高系统工作效率。

本发明适用于对电池进行充电场合，特别是大功率、大发射线圈电流的无线充电系统，如轨道交通无线充电系统，本发明控制方便、稳定性高。

本发明实现其发明目的所采用的技术方案是：

一种基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电系统，由发射部分和接收部分组成。接收部分包括依次连接的接收线圈、接收侧补偿电容、整流电路、电池负载；发射部分包括依次连接的直流电源、高频逆变器、补偿电感、补偿电容、恒流恒压切换电路和发射线圈。其特征在于，所述的高频逆变器和发射线圈间串接有恒流恒压切换电路。

所述的恒流恒压切换电路的组成是：

高频逆变器H的输出端一端与补偿电感L_f，第一恒压补偿电容C_PC1以及补偿电容C_f依次串联；第二恒压补偿电容C_PV2与发射线圈L_P串联后并联于补偿电容C_f两端；第一恒流补偿电容C_PC1与第一切换开关S₁串联后并联于第一恒压补偿电容C_PV1两端；第二恒流补偿电容C_PC2与第二切换开关S₂串联后并联于第二恒压补偿电容C_PV2两端，第一切换开关S₁和所述第二切换开关S₂的控制端与控制器K₁连接。

所述第一切换开关S₁和所述第二切换开关S₂同时断开，无线充电系统实现恒压输出；所述第一切换开关S₁和所述第一切换开关S₂同时闭合，无线充电系统实现恒流输出。所述补偿电感L_f对抑制逆变器输出电流的高次谐波起主要作用，且由于第一恒压补偿电容C_PV1及第一恒流补偿电容C_PC1对补偿电感L_f具有补偿的作用，因此补偿电感L_f设计自由度高，可根据无线充电系统需求自由设定。然而补偿电感L_f的电感值较大时，电感的损耗将增加，而电感值较小时，高次谐波含量高，逆变器容量增加，轻载时关断电流大，系统效率低，因此需要适当选择补偿电感L_f的值。通常情况下，可设计逆变器输出电流3次谐波约为额定负载情况下基波电流的10％～20％，在此情况下在此情况下，补偿电感L_f的电感值

由式(1)确定：

式(1)中

为直流电源E的电压值，I_A额定负载工况下，逆变器输出电流基波有效值，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率。

所述第一恒压补偿电容C_PV1的电容值

由式(2)确定：

式(2)中，

为直流电源E的电压值，

为补偿电感L_f的感值，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

所述第二恒压补偿电容C_PV2的电容值

由式(3)确定：

式(3)中，

为直流电源E的电压值，

为补偿电感L_f的感值，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值，

为发射线圈L_P的电感值。所述补偿电容C_f的电容值

由式(4)确定：

式(4)中，

为直流电源E的电压值，ω为无线充电系统工作角频率,V_B为电池恒压充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

所述第一恒流补偿电容C_PC1的电容值

由式(5)确定：

式(5)中，

为直流电源E的电压值，

为补偿电感L_f的感值，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，I_B为电池恒流充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

所述第二恒流补偿电容C_PC2的电容值

由式(6)确定：

式(6)中，

为直流电源E的电压值，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率,V_B为电池恒压充电时设定的电压值，I_B为电池恒流充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值，

为发射线圈L_P的电感值。

控制器控制第一切换开关S₁和第二切换开关S₂同时闭合，无线充电系统即工作于恒流模式，对接收侧负载输出恒定电流，即向电池提供设定的恒定充电电流I_B；适用于电池充电初期的恒流充电阶段。

控制器控制两个切换开关S₁和S₂同时断开，无线充电系统即工作于恒压模式，对接收侧负载输出恒定电压，即向电池提供设定的恒定充电电压V_B；适用于电池充电后期的恒压充电阶段。

本发明无线充电系统输出恒定电流和恒定电压的理论分析和电路原理如下：

设无线充电系统工作角频率为ω，为了简化分析，将恒压模式下，第一恒压补偿电容C_PV1与补偿电感L_f串联后等效为一个电感L_FV，其感值为

第二恒压电容C_PV2与发射线圈L_P串联后等效为一个电感L_PV，其感值为

即如下关系：

式(7)中，ω为无线充电系统工作角频率，

为补偿电感L_f的电感值，

为发射线圈L_P的电感值，

为第一恒压补偿电容C_PV1的容值，

为第二恒压补偿电容C_PV2的容值。

无线充电系统工作角频率满足如下关系：

式(8)中，

为接收线圈L_s的电感值，

为接收侧补偿电容的容值，

为补偿电感L_f的电感值，

发射线圈L_P的电感值，

为补偿电容C_f的容值，

为第一恒压补偿电容C_PV1的容值，

为第二恒压补偿电容C_PV2的容值。

根据基尔霍夫电压和电流定律可以推导出无线充电系统各电气量的关系为：

式(9)中，

为逆变器H输出电压基波分量，ω为无线充电系统工作角频率，

为补偿电感L_f的电感值，

为逆变器输出电流的基波含量，

为第一恒压补偿电容C_PV1与补偿电感L_f串联后等效的一个电感L_FV的电感值，

为补偿电容C_f的容值，

为流过补偿电容C_f的电流，

为第一恒压补偿电容C_PV1与补偿电感L_f串联后等效的一个电感L_FV的电感值，

为发射线圈L_P的电流，M为发射线圈与接收线圈间的互感，

为接收线圈电流，R_e为电池负载等效的交流负载电阻，j为虚数符号。

根据电感电流串联的滤波特性，对高次谐波电流的阻抗起主导作用的是谐振电感L_f，而高次谐波中，三次谐波电流含量最大，因此流经电感L_f的三次谐波电流

的近似表达式为：

式(10)中，

为逆变器H输出电压基波分量，ω为无线充电系统工作角频率，j为虚数符号，

为补偿电感L_f的电感值。

逆变器输出交流电压基波分量表达式为：

式(11)中，

为直流电源的电压值。

通常情况下，可设计逆变器输出电流3次谐波约为额定负载情况下基波电流的10％～20％，在此情况下，电感L_f的电感值

为：

式(12)中，

为直流电源的电压值，ω为无线充电系统工作角频率，π为圆周率，I_A为额定输出功率下，逆变器输出电流有效值。

根据式(9)可得接收线圈感应电压的表达式为：

式(13)中，

为逆变器H输出电压基波分量，ω为无线充电系统工作角频率，

为补偿电感L_f的电感值，

为逆变器输出电流的基波含量，

为第一恒压补偿电容C_PV1与补偿电感L_f串联后等效的一个电感L_FV的电感值，

为补偿电容C_f的容值，

为流过补偿电容C_f的电流，

为第一恒压补偿电容C_PV1与补偿电感L_f串联后等效的一个电感L_FV的电感值，

为发射线圈L_P的电流，M为发射线圈与接收线圈间的互感，R_e为电池负载等效的交流负载电阻，j为虚数符号。

由式(13)可得，若无线充电系统实现与负载无关的恒定电压，需要满足条件：

式(14)中，π为圆周率，

为第一恒压补偿电容C_PV1与补偿电感L_f串联后等效的一个电感L_FV的电感值，

为补偿电容C_f的容值。

接收线圈的感应电压

与电池恒压充电时设定电压V_B的关系式为：

式(15)中，π为圆周率，V_B为电池恒压充电时设定的电压值。

根据式(7)、式(13)、式(14)和式(15)可得谐振电感L_f与第一恒压谐振电容C_PV1串联后等效电感L_FV1的电感值

为：

式(16)中，π为圆周率，

为直流电源的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感，V_B为电池恒压充电时设定的电压值。

为直流电源E的电压值。

根据式(7)和式(16)可得，第一恒压谐振电容C_PV1的容值

为：

式(17)中，ω为无线充电系统工作角频率，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，

为直流电源的电压值，

为补偿电感L_f的电感值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

恒压工作模式下，逆变器的输出阻抗表达式为：

式(18)中，ω为无线充电系统工作角频率，

为补偿电感L_f的电感值，

为逆变器输出电流的基波含量，

为第一恒压补偿电容C_PV1与补偿电感L_f串联后等效的电感L_FV的电感值，

为补偿电容C_f的容值，

为流过补偿电容C_f的电流，

为第一恒压补偿电容C_PV1与补偿电感L_f串联后等效的电感L_FV的电感值，

为发射线圈L_P的电流，M为发射线圈与接收线圈间的互感，R_e为电池负载等效的交流负载电阻，j为虚数符号。

为实现逆变器的软开关，需要保持逆变器输出电压与电流同相位，因此令逆变器输出阻抗虚部为零可得L_FV的电感值为：

式(19)中，ω为无线充电系统工作角频率，

为补偿电容C_f的容值。

根据式(4)、式(7)和式(19)可得第二恒压补偿电容的容值

为：

式(18)中，ω为无线充电系统工作角频率，

为发射线圈L_P的电感值，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值，

为直流电源的电压值。

切换开关S₁和S₂闭合时，接收侧实现恒流输出，此时，第一恒流补偿电容C_PC1与第一恒压补偿电容C_PV1并联后与补偿电感L_f串联后的等效电感L_PC1的感值

以及第二恒流补偿电容C_PC2与第二恒压补偿电容C_PV2并联后与发射线圈Lp串联后的等效电感L_PC2的感值

分别为：

式(18)中，ω为无线充电系统工作角频率，

为第一恒压补偿电容C_PV1的容值，

为第一恒流补偿电容C_PC1的容值，

为第二恒压补偿电容C_PV2的容值，

为第二恒流补偿电容C_PC2的容值，

为补偿电感L_f的电感值，

为发射线圈的电感值。

根据式(9)可得接收线圈交流电流

的表达式为：

式(22)中，ω为无线充电系统工作角频率，

为第一恒流补偿电容C_PC1与第一恒压补偿电容C_PV1并联后与补偿电感L_f串联后的等效电感L_FC的感值，

第二恒流补偿电容C_PC2与第二恒压补偿电容C_PV2并联后与发射线圈L_P串联后的等效电感L_PC的电感值，

为补偿电容C_f的容值，M为发射线圈与接收线圈间的互感，R_e为电池负载等效的交流负载电阻，j为虚数符号，π为圆周率。

若实现无线充电系统恒流输出，需要满足的条件为：

式(23)中，ω为无线充电系统工作角频率，

为第一恒流补偿电容C_PC1与第一恒压补偿电容C_PV1并联后与补偿电感L_f串联后的等效电感L_FC的电感值，

第二恒流补偿电容C_PC2与第二恒压补偿电容C_PV2并联后与发射线圈L_P串联后的等效电感L_PC的电感值，

为补偿电容C_f的容值，j为虚数符号。

根据式(22)和式(23)可得，恒流输出情况下接收线圈交流电流表达式为：

式(24)中，ω为无线充电系统工作角频率，

第二恒流补偿电容C_PC2与第二恒压补偿电容C_PV2并联后与发射线圈L_P串联后的等效电感L_PC的电感值，

为补偿电容C_f的容值，M为发射线圈与接收线圈间的互感，

为直流电源的电压值，j为虚数符号。

接收线圈电流

与电池恒流充电电流I_B的关系式为：

由式(22)、式(24)和式(25)可得，第二恒流补偿电容C_PC2的容值

为：

式(26)中，ω为无线充电系统工作角频率，π为圆周率，

为补偿电感L_f的电感值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值，I_B为电池恒流充电时设定的电流，

为直流电源E的电压值，V_B为电池恒压充电时设定的电压值。

根据式(23)和式(26)可得，第一恒流补偿电容的容值为：

式(27)中，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，

为直流电源E的电压值，

为补偿电感L_f的电感值，

为发射线圈L_P的电感值，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，I_B为电池恒流充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

综上所述，当控制器K₁控制第一切换开关S₁和第二切换开关S₂同时断开，无线充电系统工作在恒压模式；当控制器K₁控制第一切换开关S₁和第二切换开关S₂同时闭合，无线充电系统工作在恒流模式。

与现有技术相比，本发明的优势在于：

一、通过切换开关调节补偿网络参数即可实现接收侧恒流恒压输出，无需调节逆变器工作频率或脉宽，无线充电系统能够在同一工作频率下输出与负载无关的恒定电流和电压，满足电池初期恒流充电、后期恒压充电的要求。无线充电系统工作稳定，效率高；

二、补偿电感L_f与第一恒压补偿电容C_PV1和第一恒流补偿电容C_PC1串联形成等效电感，补偿电感L_f设计自由度高，通过增加补偿L_f的感值，能够有效抑制逆变器输出电流的高次谐波，降低了逆变器功率容量，同时能够减小逆变器关断电流，提高无线充电系统工作效率。

附图说明

图1为本发明的电路结构示意图；

图2为本发明恒压模式下的等效电路图；

图3为本发明恒流模式下的等效电路图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的说明。

如图1所示，本发明基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电系统由发射部分和接收部分组成。发射部分包括依次连接的直流电源E、高频逆变器H、恒流恒压切换电路I以及发射线圈L_P；接收部分包括依次连接的接收线圈L_s、接收侧补偿电容C_s、整流滤波电路R以及电池负载II；恒流恒压切换电路I连接于高频逆变器H和发射线圈L_P之间。

所述的恒流恒压切换电路I的结构组成是：

高频逆变器H输出端的一端依次与补偿电感L_f、第一恒压补偿电容C_PV1以及补偿电容C_f相连接，高频逆变器H输出端的另一端与补偿电容C_f的另一端相连接；第一恒流补偿电容C_PC1与第一切换开关S₁串联后并联于第一恒压补偿电容C_PV1两端，第二恒流补偿电容C_PC2与第二切换开关S₂串联后并联于第二恒压补偿电容C_PV2两端；第二恒压补偿电容C_PV2与发射线圈L_P串联后并联于补偿电容C_f两端；第一切换开关S₁和第二切换开关S₂的控制端与控制器K₁相连接。

图2为恒压工作模式下本发明无线充电系统等效电路。图2中，

为逆变器输出电压的基波分量，L_f为补偿电感，C_PV1为第一恒压补偿电容，C_PV2为第二恒压补偿电容，L_P为发射线圈，

为发射线圈电流，

为逆变器输出电流，L_s为接收线圈，C_s为接收侧补偿电容，

为接收线圈电流，R_e为无线充电系统交流等效负载。

图3为恒流工作模式下，无线充电系统等效电路。图3中，

为逆变器输出电压的基波分量，L_f为补偿电感，C_PV1为第一恒压补偿电容，C_PV2为第二恒压补偿电容，C_PC1为第一恒流补偿电容，C_PC2为第二恒流补偿电容，L_P为发射线圈，

为发射线圈电流，

为逆变器输出电流，L_s为接收线圈，C_s为接收侧补偿电容，

为接收线圈电流，R_e为无线充电系统交流等效负载。

本实施例中：

所述第一切换开关S₁和第二切换开关S₂同时断开，无线充电系统实现恒压输出；所述第一切换开关S₁和第二切换开关S₂同时闭合，无线充电系统实现恒流输出。由于第一恒压补偿电容C_PV1以及第一恒流补偿电容C_PC1对补偿电感L_f具有补偿作用，因此补偿电感L_f设计自由度高。所述补偿电感L_f对抑制逆变器输出电流的高次谐波起主要作用，所述的补偿电感L_f的电感值可根据无线充电系统需求自由设定，但电感值较大时，电感的损耗将增加，而电感值较小时，高次谐波含量高，逆变器容量增加，轻载时关断电流大，效率低，因此需要适当选择补偿电感L_f的值。通常情况下，可设计逆变器输出电流3次谐波约为额定负载情况下基波电流的10％～20％，在此情况下在此情况下，补偿电感L_f的电感值

由式(1)确定：

式(1)中，

为直流电源的电压值，ω为无线充电系统工作角频率，π为圆周率，I_A为额定输出功率下，逆变器输出电流有效值。

所述第一恒压补偿电容C_PV1的电容值

由式(2)确定：

式(2)中，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，

为直流电源E的电压值，

为补偿电感L_f的感值，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

所述第二恒压补偿电容C_PV2的电容值

由式(3)确定：

式(3)中，

为直流电源E的电压值，I_A额定负载工况下，逆变器输出电流基波有效值，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感，

为发射线圈L_P的电感值。

所述补偿电容C_f的电容值

由式(4)确定：

式(4)中，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，

为直流电源E的电压值，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

所述第一恒流补偿电容C_PC1的电容值

由式(5)确定：

式(5)中，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，

为直流电源E的电压值，

为补偿电感L_f的电感值，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，I_B为电池恒流充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

所述第二恒流补偿电容C_PC2的电容值

由式(6)确定：

式(6)中，π为圆周率，ω为无线充电系统工作角频率，

为直流电源E的电压值，

为发射线圈L_P的电感值，V_B为电池恒压充电时设定的电压值，I_B为电池恒流充电时设定的电压值，M为发射线圈与接收线圈间的互感值。

Claims (1)

1.一种基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电系统，由发射部分和接收部分组成；接收部分包括依次串连连接的接收线圈L_S、接收侧补偿电容C_S、整流滤波电路R、电池负载Ⅱ；发射部分包括依次串连连接的直流电源E、高频逆变器H、补偿电感L_f、恒流恒压切换电路I、补偿电容C_f以及发射线圈L_P，其特征在于：所述的恒流恒压切换电路I中，高频逆变器H的输出端与补偿电感L_f、第一恒压补偿电容C_PV1以及补偿电容C_f依次串联连接；第二恒压补偿电容C_PV2与发射线圈L_P串联后并联于补偿电容C_f两端；第一恒流补偿电容C_PC1与第一切换开关S₁串联后并联于第一恒压补偿电容C_PV1两端，第二恒流补偿电容C_PC2与第二切换开关S₂串联后并联于第二恒压补偿电容C_PV2两端；第一切换开关S₁和第一切换开关S₂的控制端与控制器K₁连接；

所述第一切换开关S₁和所述第二切换开关S₂同时断开，所述的无线充电系统实现恒压输出；第一切换开关S₁和所述第二切换开关S₂同时闭合，无线充电系统实现恒流输出；

设计逆变器输出电流3次谐波为额定负载情况下基波电流的10％～20％，在此情况下，电感L_f的电感值

由式(1)决定：

所述第一恒压补偿电容C_PV1的电容值

由式(2)决定：

所述第二恒压补偿电容C_PV2的电容值

由式(3)决定；

所述补偿电容C_f的电容值

由式(4)决定：

所述第一恒流补偿电容C_PC1的电容值

由式(5)决定：

所述第二恒流补偿电容C_PC2的电容值

由式(6)决定：

式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)中，

为直流电源(E)的输出电压值，I_A为额定输出功率情况下，逆变器输出电流有效值，ω为系统工作角频率，I_B为设定充电电流，V_B为设定充电电压，

为补偿电容(C_f)的电容值，

为第一恒压补偿电容(C_PV1)的电容值，

为第二恒压补偿电容(C_PV2)的电容值，

为第一恒流补偿电容(C_PC1)的电容值，

为第二恒流补偿电容(C_PV2)的电容值，

为发射线圈的电感值，M为发射线圈与接收线圈的互感值。

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