CN111555420B - 恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种恒流‑恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法，包括AC‑DC变换电路、高频逆变电路、非接触谐振电路、整流滤波电路、充电状态检测电路和控制电路；高频逆变电路用于给非接触谐振电路提供高频交流电源；整流滤波电路将非接触谐振电路的交流输出变为直流电用于给负载供电；充电状态检测电路获得负载的当前充电阶段信息；控制电路获取AC‑DC变换电路的当前输出直流电流、电压，并依据负载的当前充电阶段信息，通过驱动电路发送控制信号给AC‑DC变换电路，进而实现控制AC‑DC变换电路的输出；本发明通过在原边闭环控制AC‑DC变换电路的输出电流、电压，能够精确控制副边负载充电电流、电压，能够保证系统的实用性和可靠性，提高充电效率。

Description

恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法
技术领域
本发明涉及一种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法。
背景技术
感应式无线供电技术，利用非接触变压器原、副边之间磁场的相互耦合实现电能透过空气、水等介质进行无线传输。由于可以实现位于原边侧的电能发送端与位于副边侧的电能接收端之间无直接接触，其在一些特殊场合(如人体植入设备充电，矿井、油田、水下供电)已得到了广泛的应用。同时，手机、平板电脑等便携式设备的无线充电、无尾家用电器中无线供电的采用等等无线供电技术在日常生活中的应用，也为人类提供了更为舒适便捷的生活方式。
若感应式无线系统的供电对象为电池，根据文献“尹政，张鹏波，等.车用锂电池充电技术综述.内燃机与动力装置，2010，3：1–6”中，单纯恒流充电或恒压充电会对电池造成损伤，阶段式的恒流-恒压充电方式可弥补对电池的伤害。因此，面对供电对象为电池的应用场合，需要感应式无线系统的输出能够既可以提供恒流充电模式，也可以提供恒压充电模式。
目前，现有技术通常采用补偿电路切换、工作频率切换或变换器级联的方式来满足系统设计要求。例如，可采用串/串(S/S)和串/并(S/P)这两个补偿电路的切换来实现恒流-恒压输出模式的切换。但是，充电过程中切换电路，特别是在谐振的过程中增减储能元件(电容、电感)，因其能量不能突变易导致电压电流尖峰，影响系统的可靠性。为避免储能元件的切换，有学者提出利用单个补偿(如S/S补偿)，通过切换工作频率实现对系统输出模式的切换。然而，S/S补偿工作在输出恒压模式时，输入阻抗呈感性，存在较大的无功环流损耗导致系统效率损失较大。而通过变换器级联的方式来实现恒流-恒压输出模式的切换，大体有两种实现方式：
1)前级变换器实现电能的无线传输，后级变换器实现对输出电流和电压的闭环控制。然而，该方式需要在副边增加变换器来控制输出状态。由于副边侧电路的体积重量的限制以及辅助电路的电能供给限制，在副边额外增加变换器面临诸多难题。
2)前级变换器实现对系统输出的控制，后级变换器实现电能的无线传输。这种方式接收端结构简单。为实现对输出的精确控制，需要对位于副边的系统输出进行采样并通过实时无线通信技术反馈至位于原边的前级变换器进行闭环控制，然而无线通信技术的延时甚至丢码、失联大大降低了系统可靠性。
因此，需要寻找一种新的感应式充电系统，使其在原边实现对输出的调节、不占用副边的有限空间，同时又不依赖实时无线反馈，从而兼顾系统的实用性和可靠性。
上述问题是在恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法的设计过程中应当予以考虑并解决的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法解决现有技术中存在的如何在原边实现对输出的调节、不占用副边的有限空间，同时又不依赖实时无线反馈，从而兼顾系统的实用性和可靠性的问题。
本发明的技术解决方案是：
一种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统，包括AC-DC变换电路、高频逆变电路、非接触谐振电路、整流滤波电路、充电状态检测电路和控制电路；
AC-DC变换电路：用于给高频逆变电路提供直流电源；
高频逆变电路：用于给非接触谐振电路提供高频交流电源；
非接触谐振电路：包括附加电感、原边补偿电容、非接触变压器、副边第一补偿电容和副边第二补偿电容，附加电感、原边补偿电容、非接触变压器的原边绕组和高频逆变电路的输出端串联连接，非接触变压器的副边绕组与副边第一补偿电容串联后再与副边第二补偿电容并联，副边第二补偿电容与整流滤波电路的输入端并联；
整流滤波电路：将非接触谐振电路的高频交流输出变为直流电用于给负载供电；
充电状态检测电路：通过直流采样电路一获取负载电压，并将所获取的负载电压与预设的充电切换电压相比较，进而获得负载的当前充电阶段信息，负载的当前充电阶段信息为当前所处的充电阶段是恒流充电阶段或恒压充电阶段；充电状态检测电路将所获得负载的当前充电阶段信息通过无线发射与接收电路无线反馈给控制电路；
控制电路：通过直流采样电路二获取AC-DC变换电路的当前输出直流电流、当前输出直流电压，并依据所获得负载的当前充电阶段信息，利用非接触谐振电路的固定增益特性，得出控制信号后，通过驱动电路发送控制信号给AC-DC变换电路，进而实现控制AC-DC变换电路的输出为恒流输出模式或恒压输出模式。
进一步地，非接触谐振电路满足：
Figure BDA0002419880210000031
其中，fs为高频逆变电路的工作频率，LA为附加电感的电感值，LL1、LL2、LM分别为非接触变压器的原边漏感值、副边漏感值、原边激磁电感值，n为非接触变压器的副边绕组与原边绕组的匝数比，C1、C2、C3分别为原边补偿电容、副边第一补偿电容、副边第二补偿电容的电容值。
进一步地，非接触谐振电路中，非接触谐振电路的输出比输入的电流增益Gi为：Gi＝i2/i1＝1/n，电压增益Gv为：Gv＝vOS/vAB＝n，其中i1、vAB为非接触谐振电路输入电流、电压，i2、vOS为非接触谐振电路输出电流、电压；得到固定增益特性，即电流增益Gi、电压增益Gv均固定，与负载大小、变压器耦合情况无关；利用固定增益特性，通过在原边控制i1、vAB恒定，以实现输出电流i2：i2＝i1/n、输出电压vOS：vOS＝n·vAB的恒定。
进一步地，AC-DC变换电路的输入端接入电网，且AC-DC变换电路的输出端连接高频逆变电路，高频逆变电路连接非接触谐振电路的输入端，非接触谐振电路的输出端通过整流滤波电路连接负载，充电状态检测电路通过直流采样电路一连接负载，充电状态检测电路通过无线发射与接收电路与连接控制电路，控制电路通过直流采样电路二连接AC-DC变换电路的输出端，控制电路通过驱动电路连接AC-DC变换电路的控制端。
进一步地，直流采样电路二包括直流电流采样电路和直流电压采样电路，直流电流采样电路获取AC-DC变换电路的当前输出直流电流，直流电压采样电路获取AC-DC变换电路的当前输出直流电压。
进一步地，控制电路包括充电信号输入端、电流采样输入端、电压采样输入端、控制信号输出端、电流调节器、电压调节器和PWM调制电路，充电信号输入端外接无线发射与接收电路，充电信号输入端连接电流调节器的使能端，电流调节器的输入端通过电流采样输入端连接直流采样电路二并获取AC-DC变换电路的当前输出直流电流，充电信号输入端通过非门连接电压调节器的使能端，电压调节器的输入端通过电压采样输入端连接直流采样电路二并获取AC-DC变换电路的当前输出直流电压，电流调节器的输出端与电压调节器的输出端分别通过PWM调制电路连接控制信号输出端，控制信号输出端外接驱动电路。
进一步地，充电状态检测电路中，负载两端电压经过直流采样电路一采样得到电压采样信号vo，将所得电压采样信号vo与预设的充电切换电压Vcc经比较器后产生负载的当前充电阶段信息vst，其中，负载的当前充电阶段信息vst为正则表示此时负载需恒流充电，负载的当前充电阶段信息vst为负则表示此时负载需恒压充电。
进一步地，控制电路中，在充电阶段信息vst为正，电流调节器工作，将AC-DC变换电路输出电流的电流采样信号idc与预设的电流基准信号iref进行比较放大后产生电流调制信号vi；在充电阶段信息vst为负，电压调节器工作，将AC-DC变换电路输出电压的电压采样信号vdc与预设的电压基准信号vref进行比较放大后产生电压调制信号vv。
进一步地，控制电路中，同一时刻电流调制信号vi、电压调制信号vv中仅有一个为有效输出；将电流调制信号vi、电压调制信号vv送入PWM调制电路产生占空比并经过驱动电路放大后得到AC-DC变换电路的驱动信号。
一种采用上述任一项所述的恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统的充电方法，包括以下步骤：
S1、控制电路通过直流采样电路二获取AC-DC变换电路的当前输出直流电流、当前输出直流电压；
S2、充电状态检测电路通过直流采样电路一获取负载的两端电压，与预设的充电切换电压相比较，进而获得负载的当前充电阶段信息，负载的当前充电阶段信息为当前所处的充电阶段是恒流充电阶段或恒压充电阶段；
S3、控制电路通过无线发射与接收电路获取负载的当前充电阶段信息；
S4、控制电路根据步骤S3获取的负载的当前充电阶段信息判断负载所需的充电类型：若需要恒流充电，进入步骤S5；若需要恒压充电，进入步骤S6；
S5、控制电路结合步骤S1得到的电流采样信号生成电流调制信号，用来调节AC-DC变换电路的输出电流恒定为预设值，进入步骤S7；
S6、控制电路结合步骤S1得到的电压采样信号生成电压调制信号，用来调节AC-DC变换电路的输出电压恒定为预设值，进入步骤S7；
S7、将步骤S5、S6所得电流调制信号、电压调制信号通过驱动电路，控制AC-DC变换电路的输出为恒流输出模式或恒压输出模式。
本发明的有益效果是：
一、该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法，利用固定增益特性，通过在原边闭环控制AC-DC变换电路的输出电流、电压，能够精确控制副边负载充电电流、电压，不需切换拓扑，也不依赖实时无线通信，能够保证系统的实用性和可靠性，同时能够简化系统的控制，并能够避免无功环流，提高充电效率。
二、该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法，非接触谐振电路在谐振频率下的电流增益、电压增益均恒定，与负载无关，能以同一电路、同一工作频率工作在恒流、恒压模式，不需要切换补偿元件，避免了储能元件的突短突断，保证了系统的可靠性、简化了电路结构；也不需要改变高频逆变电路的工作频率，简单的定频控制即可，简化了控制。
三、本发明利用固定增益特性，来间接实现对负载充电电流Io、电压Vo的控制。在原边实现了闭环控制，不增加副边电路的体积重量；也无需依赖实时无线通信技术，不会因原副边的通信失联而导致系统失控，保证了系统的实用性和可靠性。
四、本发明中非接触谐振电路的原边补偿电路在高频谐波下呈现高阻抗特性，因此输入电流波形正弦度高，谐波含量低，该正弦电流与逆变前的直流电流之间关系固定，可采样控制高频逆变电路的输入直流电流恒定以实现输出交流电流恒定的目的。相比采样非接触谐振电路输入交流电流、电压的交流采样电路，直流采样电路结构设计合理简洁，准确度高。
附图说明
图1是本发明实施例恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统的说明框示意图；
图2是实施例中非接触谐振电路的内部电路的说明示意图；
图3是本发明实施例恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电方法的流程示意图；
图4是实施例恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统的一个具体示例的电路示意图；
图5是实施例恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统的一个具体示例的控制电路的说明示意图；
图6是具体示例在不同负载条件下，非接触谐振电路的开环电流增益、开环电压增益和输入阻抗角的仿真曲线示意图；其中，图6(a)是开环电流增益特性仿真结果示意图，图6(b)为开环电压增益特性仿真结果示意图，图6(c)为开环输入阻抗角仿真结果示意图。
图7是具体示例在输出恒流模式，不同负载条件下的工作波形的示意图；其中，图7(a)为负载的等效电阻为100Ω时的工作波形的示意图，图7(b)为负载的等效电阻为200Ω时的工作波形的示意图；
图8是具体示例在输出恒压模式，不同负载条件下的工作波形的示意图；其中，图8(a)为负载的等效电阻为200Ω时的工作波形的示意图，图8(b)为负载的等效电阻为400Ω时的工作波形的示意图；
其中：1、AC-DC变换电路；2、高频逆变电路；3、非接触谐振电路；4、整流滤波电路；5、充电状态检测电路；6、控制电路；
LA、附加电感；C1、原边补偿电容；C2、副边第一补偿电容；C3、副边第二补偿电容；T、非接触变压器；IDC、AC-DC变换电路的输出直流电流；VDC、AC-DC变换电路的输出直流电压；Io、负载充电电流；Vo、负载充电电压；Sb、AC-DC变换电路的功率管；A、B、高频逆变电路的输出端；O、S、整流滤波电路的输入端；i1、非接触谐振电路的输入电流；vAB、非接触谐振电路的输入电压；i2、非接触谐振电路的输出电流；vOS、非接触谐振电路的输出电压；n、非接触变压器T的副边比原边的绕组匝数比；Gi、非接触谐振电路的输出比输入的电流增益；Gv、非接触谐振电路的输出比输入的电压增益；θin、非接触谐振电路的输入阻抗角。
具体实施方式
下面结合附图详细说明本发明的优选实施例。
实施例
一种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统，如图1，包括AC-DC变换电路1、高频逆变电路2、非接触谐振电路3、整流滤波电路4、充电状态检测电路5和控制电路6。AC-DC变换电路1的输入端接入电网，且AC-DC变换电路1的输出端连接高频逆变电路2，高频逆变电路2连接非接触谐振电路3的输入端，非接触谐振电路3的输出端通过整流滤波电路4连接负载，充电状态检测电路5通过直流采样电路一连接负载，充电状态检测电路5通过无线发射与接收电路与连接控制电路6，控制电路6通过直流采样电路二连接AC-DC变换电路1的输出端，控制电路6通过驱动电路连接AC-DC变换电路1的控制端。
AC-DC变换电路1用于给高频逆变电路2供电。高频逆变电路2将直流电转换为高频交流电，用于激励非接触谐振电路3。如图2(a)所示，非接触谐振电路3包括附加电感LA、原边补偿电容C1、非接触变压器T、副边第一补偿电容C2、副边第二补偿电容C3。附加电感LA、原边补偿电容C1、非接触变压器T的原边绕组和高频逆变电路2的输出端串联连接，非接触变压器T的副边绕组与副边第一补偿电容C2串联后再与副边第二补偿电容C3并联，副边第二补偿电容C3与整流滤波电路4的输入端并联。
非接触谐振电路3输出端接整流滤波电路4，整流滤波电路4将非接触谐振电路3输出的高频交流电整流滤波为直流电，并供电给负载。充电状态检测电路5获取负载电压，并将所获取的负载电压与预设的充电切换电压相比较，进而获得负载的当前充电阶段信息，负载的当前充电阶段信息为当前所处的充电阶段是恒流充电阶段或恒压充电阶段。充电状态检测电路5将所获得负载的当前充电阶段信息通过无线发射与接收电路无线反馈给控制电路6。控制电路6通过直流采样电路二获取AC-DC变换电路1的当前输出直流电流、电压，并依据所获得负载的当前充电阶段信息，利用非接触谐振电路3的固定增益特性，得出控制信号后，通过驱动电路发送控制信号给AC-DC变换电路1，进而实现控制AC-DC变换电路1的输出为恒流输出模式或恒压输出模式。
该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统，利用固定增益特性，通过在原边闭环控制AC-DC变换电路1的输出电流、电压，能够精确控制副边负载充电电流、电压，不需切换拓扑，也不依赖实时无线通信，能够保证系统的实用性和可靠性，同时能够简化系统的控制，并能够避免无功环流，提高充电效率。
该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统中，当非接触谐振电路3满足：
Figure BDA0002419880210000081
其中，fs为高频逆变电路2的工作频率，LL1、LL2、LM分别为非接触变压器T的原边漏感值、副边漏感值、原边激磁电感值，n为非接触变压器的副边绕组与原边绕组的匝数比。即非接触变压器T的原边漏感由原边补偿元件LA和C1完全补偿，副边漏感由第一补偿电容C2完全补偿，激磁电感由副边第二补偿电容C3完全补偿。
此时图2(a)可等效简化为图2(b)所示的匝比为1：n的理想变压器。容易看出，此时非接触谐振电路3的输出比输入的电流增益Gi为：Gi＝i2/i1＝1/n，电压增益Gv为：Gv＝vOS/vAB＝n，其中i1、vAB为非接触谐振电路3输入电流、电压，i2、vOS为非接触谐振电路3输出电流、电压。电流增益Gi、电压增益Gv均固定，与负载大小、非接触变压器的耦合情况均无关。
利用增益固定的特性，可通过在原边控制i1、vAB恒定，以实现输出电流i2(i2＝i1/n)、输出电压vOS(vOS＝n·vAB)的恒定。同时，非接触谐振电路3的输入电压vAB、电流i1同相位，不存在无功环流，从而能够提升系统充电效率，可实现电能高效无线传输。由LA、C1组成的原边补偿电路在基波fs下与原边漏感完全谐振，而在高频谐波下呈现出高阻抗的特性，起到很好的谐波抑制作用，使得i1波形正弦度高。
该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统中，非接触谐振电路3的输入电压vAB、电流i1同相位，且输入电流i1波形正弦度高，谐波含量低，可仅考虑基波成分而忽略谐波影响，则i1的基波幅值I1_1与AC-DC变换电路1的输出电流IDC存在如下固定关系：I1_1/IDC＝π/2；结合公知常识：I2_1/Io＝4/π，其中，I2_1为非接触谐振电路3输出电流i2的基波幅值，Io为负载充电电流，则如下关系始终成立：Io/IDC＝(Io/I2_1)(I2_1/I1_1)(I1_1/IDC)＝(Io/I2_1)(Gi)(I1_1/IDC)＝π2/(8n)。vAB为方波，易得到Vo/VDC＝(Vo/VOS_1)(VOS_1/VAB_1)(VAB_1/VDC)＝
(Vo/VOS_1)(Gv)(VAB_1/VDC)＝8n/π2，其中，Vo为负载充电电压，VDC为AC-DC变换电路1的输出电压，VOS_1为非接触谐振电路3输出电压vOS的基波幅值，VAB_1为vAB的基波幅值。
综上，负载充电电流Io＝π2IDC/(8n)，负载充电电压Vo＝8nVDC/π2。可通过采样控制AC-DC变换电路1的直流输出电流IDC、电压VDC的方法，利用固定增益特性，来间接实现对负载充电电流Io、电压Vo的控制。在原边实现了闭环控制，不增加副边电路的体积重量；也无需依赖实时无线通信技术，不会因原副边的通信失联而导致系统失控，保证了系统的实用性和可靠性。另外，相比采样非接触谐振电路3输入交流电流、电压的交流采样电路，直流采样电路结构简洁、准确度高。
在一个实施方式中，直流采样电路二包括直流电流采样电路和直流电压采样电路，直流电流采样电路获取AC-DC变换电路1的当前输出直流电流，直流电压采样电路获取AC-DC变换电路1的当前输出直流电压。
在一个实施方式中，控制电路6包括充电信号输入端、电流采样输入端、电压采样输入端、控制信号输出端、电流调节器、电压调节器和PWM调制电路，充电信号输入端外接无线发射与接收电路，充电信号输入端连接电流调节器的使能端，电流调节器的输入端通过电流采样输入端连接直流采样电路二并获取AC-DC变换电路1的当前输出直流电流，充电信号输入端通过非门连接电压调节器的使能端，电压调节器的输入端通过电压采样输入端连接直流采样电路二并获取AC-DC变换电路1的当前输出直流电压，电流调节器的输出端与电压调节器的输出端分别通过PWM调制电路连接控制信号输出端，控制信号输出端外接驱动电路。
实施例还提供一种采用上述任一项恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统的充电方法，如图3，包括以下步骤：
S1、控制电路6通过直流采样电路二获取AC-DC变换电路1的当前输出直流电流、当前输出直流电压；
S2、充电状态检测电路5通过直流采样电路一获取负载的两端电压，与预设的充电切换电压相比较，进而获得负载的当前充电阶段信息，负载的当前充电阶段信息为当前所处的充电阶段是恒流充电阶段或恒压充电阶段；
S3、控制电路6通过无线发射与接收电路获取负载的当前充电阶段信息；
S4、控制电路6根据步骤S3获取的负载的当前充电阶段信息判断负载所需的充电类型：若需要恒流充电，进入步骤S5；若需要恒压充电，进入步骤S6；
S5、控制电路6结合步骤S1得到的电流采样信号生成电流调制信号，用来调节AC-DC变换电路1的输出电流恒定为预设值，进入步骤S7；
S6、控制电路6结合步骤S1得到的电压采样信号生成电压调制信号，用来调节AC-DC变换电路1的输出电压恒定为预设值，进入步骤S7；
S7、将步骤S5、S6所得电流调制信号、电压调制信号通过驱动电路，控制AC-DC变换电路1的输出为恒流输出模式或恒压输出模式。
该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法，利用固定增益特性，来间接实现对负载充电电流Io、电压Vo的控制。在原边实现了闭环控制，不增加副边电路的体积重量；也无需依赖实时无线通信技术，不会因原副边的通信失联而导致系统失控，保证了系统的实用性和可靠性。该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统，相比采样非接触谐振电路3输入交流电流、电压的交流采样电路，直流采样电路结构设计合理、准确度高。
结合实施例的一个具体示例进行说明如下：
如图4所示，给出了该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统中，接入单相电，AC-DC变换电路1优选采用BOOST PFC电路、高频逆变电路2优选为全桥逆变电路、整流滤波电路4优选为桥式整流LC滤波电路4、负载为电池的一种具体示例的电路结构示意图。图4中的AC-DC变换电路1、高频逆变电路2、整流滤波电路4也可更换为其他形式的AC-DC变换电路1、高频逆变电路2、整流滤波电路4。
图5给出了图4所示的恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统的控制框图。结合图5，进行工作原理说明如下：
负载两端电压经过直流采样电路一采样得到电压采样信号vo，直流采样电路一优选采用直流电压采样电路，将所得电压采样信号vo与电池的充电切换电压Vcc比较(为避免比较器输出高低电位来回跳变，实际比较器同相输入端电平可为Vcc-0.1V)后产生充电阶段信息vst(vst为正则表示此时负载需恒流充电，vst为负则表示此时负载需恒压充电)，经无线发射与接收电路传递至原边后，将充电阶段信息vst送入电流调节器的使能端，充电阶段信息vst经非门后送入电压调节器的使能端。
当充电阶段信息vst为正，电流调节器工作，将AC-DC变换电路1输出电流的电流采样信号idc与预设的电流基准信号iref进行比较放大后产生电流调制信号vi。
当充电阶段信息vst为负，电压调节器工作，将AC-DC变换电路1输出电压的电压采样信号vdc与预设的电压基准信号vref进行比较放大后产生电压调制信号vv。
同一时刻电流调制信号vi、电压调制信号vv中仅有一个为有效输出；将电流调制信号vi、电压调制信号vv送入PWM调制电路产生占空比并经过驱动电路放大后得到开关管的驱动信号，从而控制AC-DC变换电路1的开关管Sb进行开通与关断。
在原边完成采样、闭环控制，无线发射与接收电路仅需要正确传递信号的正负，对无线发射与接收电路的精确度以及实时性要求不高，避免了系统对实时无线通信技术的依赖，进而提高了系统稳定性。
由图6至图8的仿真结果，进行验证实施例的恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法的有效性。恒流充电电流为1A，恒压充电电压为200V，开关频率为40kHz，非接触变压器的参数为：n＝NS/NP＝28/28＝1，LL1＝325.05μH，LL2＝362.65μH，LM＝310.86μH，补偿参数为：LA＝3mH，C1＝4.761nF，C2＝43.655nF，C3＝50.928nF。
图6是具体示例在不同负载条件下，非接触谐振电路3的随工作频率变化的开环电流增益、开环电压增益和输入阻抗角的仿真曲线示意图。图6中，图6(a)是开环电流增益特性仿真结果示意图，图6(b)为开环电压增益特性仿真结果示意图，图6(c)为开环输入阻抗角仿真结果示意图。可发现，在开关频率40kHz处，电流、电压增益均为固定值，不随负载的变化而变化；且输入阻抗角始终为零，证明了系统的非接触谐振电路3的电流增益、电压增益值固定；且输入阻抗为纯阻，无功环流小。
图7是具体示例在输出恒流模式，不同负载条件下的AC-DC变换电路1的输出电流IDC、负载充电电流Io、非接触谐振电路3的输入电压vAB、电流i1、输出电压vOS和电流i2的工作波形示意图。图7中，图7(a)为负载的等效电阻为100Ω时的工作波形的示意图，图7(b)为负载的等效电阻为200Ω时的工作波形的示意图。在恒流充电模式，AC-DC变换电路1的输出电流IDC经闭环控制稳定在预设值0.82A。从图7中可以看出，当负载的等效电阻发生变化时，充电电流保持为1A，不随负载发生变化，具有良好的恒流特性。此外，i1波形始终正弦，不存在谐波分量，且与vAB始终同相，不会影响I1_1与IDC的关系，可通过控制IDC来控制I1_1，进而控制Io。也避免了无功环流。
图8是具体示例在输出恒压模式，不同负载条件下的AC-DC变换电路1的输出电压VDC、负载充电电压Vo、非接触谐振电路3的输入电压vAB、电流i1、输出电压vOS和电流i2的工作波形。图8中，图8(a)为负载的等效电阻为200Ω时的工作波形的示意图，图8(b)为负载的等效电阻为400Ω时的工作波形的示意图。当负载电压上升至200V时，系统的输出模式从恒流充电切换为恒压充电，令AC-DC变换电路1的输出电压VDC经闭环控制稳定在预设值250V。从图8中可以看出，负载的等效电阻发生变化时，充电电压稳定在200V，具有良好的恒压特性。
该种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统及方法，能够通过采样原边电流、电压并进行闭环调节来间接实现对输出电流、电压的控制，实现在原边对系统输出的控制，不依赖副边至原边的实时无线反馈，提高了可靠性；且工作过程中谐振电路3的输入阻抗为纯阻性，能够减小无功环流和器件应力，有效提高效率。
以上，仅为本发明专利优选的实施例，但本发明专利的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明专利所公开的范围内，根据本发明专利的技术方案及其发明专利构思加以等同替换或改变，都属于本发明专利的保护范围。

Claims (5)

1.一种恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统，其特征在于：包括AC-DC变换电路、高频逆变电路、非接触谐振电路、整流滤波电路、充电状态检测电路和控制电路；
AC-DC变换电路：用于给高频逆变电路提供直流电源；
高频逆变电路：用于给非接触谐振电路提供高频交流电源；
非接触谐振电路：包括附加电感、原边补偿电容、非接触变压器、副边第一补偿电容和副边第二补偿电容，附加电感、原边补偿电容、非接触变压器的原边绕组和高频逆变电路的输出端串联连接，非接触变压器的副边绕组与副边第一补偿电容串联后再与副边第二补偿电容并联，副边第二补偿电容与整流滤波电路的输入端并联；非接触谐振电路中，非接触谐振电路的输出比输入的电流增益Gi为：Gi＝i2/i1＝1/n，电压增益Gv为：Gv＝vOS/vAB＝n，其中i1、vAB为非接触谐振电路输入电流、电压，i2、vOS为非接触谐振电路输出电流、电压；得到固定增益特性，即电流增益Gi、电压增益Gv均固定，与负载大小、变压器耦合情况无关；利用固定增益特性，通过在原边控制i1、vAB恒定，以实现输出电流i2：i2＝i1/n、输出电压vOS：vOS＝n·vAB的恒定；
整流滤波电路：将非接触谐振电路的高频交流输出变为直流电用于给负载供电；
充电状态检测电路：通过直流采样电路一获取负载电压，并将所获取的负载电压与预设的充电切换电压相比较，进而获得负载的当前充电阶段信息，负载的当前充电阶段信息为当前所处的充电阶段是恒流充电阶段或恒压充电阶段；充电状态检测电路将所获得负载的当前充电阶段信息通过无线发射与接收电路无线反馈给控制电路；充电状态检测电路中，负载两端电压经过直流采样电路一采样得到电压采样信号vo，将所得电压采样信号vo与预设的充电切换电压Vcc经比较器后产生负载的当前充电阶段信息vst，其中，负载的当前充电阶段信息vst为正则表示此时负载需恒流充电，负载的当前充电阶段信息vst为负则表示此时负载需恒压充电；
控制电路：通过直流采样电路二获取AC-DC变换电路的当前输出直流电流、当前输出直流电压，并依据所获得负载的当前充电阶段信息，利用非接触谐振电路的固定增益特性，得出控制信号后，通过驱动电路发送控制信号给AC-DC变换电路，进而实现控制AC-DC变换电路的输出为恒流输出模式或恒压输出模式；控制电路包括充电信号输入端、电流采样输入端、电压采样输入端、控制信号输出端、电流调节器、电压调节器和PWM调制电路，充电信号输入端外接无线发射与接收电路，充电信号输入端连接电流调节器的使能端，电流调节器的输入端通过电流采样输入端连接直流采样电路二并获取AC-DC变换电路的当前输出直流电流，充电信号输入端通过非门连接电压调节器的使能端，电压调节器的输入端通过电压采样输入端连接直流采样电路二并获取AC-DC变换电路的当前输出直流电压，电流调节器的输出端与电压调节器的输出端分别通过PWM调制电路连接控制信号输出端，控制信号输出端外接驱动电路；控制电路中，在充电阶段信息vst为正，电流调节器工作，将AC-DC变换电路输出电流的电流采样信号idc与预设的电流基准信号iref进行比较放大后产生电流调制信号vi；在充电阶段信息vst为负，电压调节器工作，将AC-DC变换电路输出电压的电压采样信号vdc与预设的电压基准信号vref进行比较放大后产生电压调制信号vv；控制电路中，同一时刻电流调制信号vi、电压调制信号vv中仅有一个为有效输出；将电流调制信号vi、电压调制信号vv送入PWM调制电路产生占空比并经过驱动电路放大后得到AC-DC变换电路的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统，其特征在于：非接触谐振电路满足：
Figure FDA0003723153290000021
其中，fs为高频逆变电路的工作频率，LA为附加电感的电感值，LL1、LL2、LM分别为非接触变压器的原边漏感值、副边漏感值、原边激磁电感值，n为非接触变压器的副边绕组与原边绕组的匝数比，C1、C2、C3分别为原边补偿电容、副边第一补偿电容、副边第二补偿电容的电容值。
3.根据权利要求1所述的恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统，其特征在于：AC-DC变换电路的输入端接入电网，且AC-DC变换电路的输出端连接高频逆变电路，高频逆变电路连接非接触谐振电路的输入端，非接触谐振电路的输出端通过整流滤波电路连接负载，充电状态检测电路通过直流采样电路一连接负载，充电状态检测电路通过无线发射与接收电路与控制电路连接，控制电路通过直流采样电路二连接AC-DC变换电路的输出端，控制电路通过驱动电路连接AC-DC变换电路的控制端。
4.根据权利要求1-3任一项所述的恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统，其特征在于：直流采样电路二包括直流电流采样电路和直流电压采样电路，直流电流采样电路获取AC-DC变换电路的当前输出直流电流，直流电压采样电路获取AC-DC变换电路的当前输出直流电压。
5.一种采用权利要求1-4任一项所述的恒流-恒压输出模式可切换的感应式充电系统的充电方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1、控制电路通过直流采样电路二获取AC-DC变换电路的当前输出直流电流、当前输出直流电压；
S2、充电状态检测电路通过直流采样电路一获取负载的两端电压，与预设的充电切换电压相比较，进而获得负载的当前充电阶段信息，负载的当前充电阶段信息为当前所处的充电阶段是恒流充电阶段或恒压充电阶段；
S3、控制电路通过无线发射与接收电路获取负载的当前充电阶段信息；
S4、控制电路根据步骤S3获取的负载的当前充电阶段信息判断负载所需的充电类型：若需要恒流充电，进入步骤S5；若需要恒压充电，进入步骤S6；
S5、控制电路结合步骤S1得到的电流采样信号生成电流调制信号，用来调节AC-DC变换电路的输出电流恒定为预设值，进入步骤S7；
S6、控制电路结合步骤S1得到的电压采样信号生成电压调制信号，用来调节AC-DC变换电路的输出电压恒定为预设值，进入步骤S7；
S7、将步骤S5、S6所得电流调制信号、电压调制信号通过驱动电路，控制AC-DC变换电路的输出为恒流输出模式或恒压输出模式。
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