CN112994269B - 一种提升系统互操作性的无线电能传输装置及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种提升系统互操作性的无线电能传输装置与控制方法，装置包括依次级联的功率因数校正电路、逆变电路、谐振单元、整流电路、滤波电路与负载，还包括源侧调节器、逆变模式控制器与载侧调节器。本发明通过切换逆变电路与整流电路的工作模式，配合母线电压调节与可控整流技术，实现了IPT系统的互操作与高效率电能传输，能够在宽负载范围、宽耦合系数范围内满足多档功率等级传输需求。本发明用一套装置满足了EV WPT系统车载端设备的三类功率等级与三类传能距离的互操作需求，且在电路拓扑方面无需增加额外的电路元件，有效减小系统成本和安装空间，具有高性价比优势。

Description

一种提升系统互操作性的无线电能传输装置及控制方法
技术领域
本发明涉及一种提升IPT系统互操作性的电能传输装置及控制方法，属于无线充电的技术领域。
背景技术
随着全球化石能源的逐渐枯竭与环境污染日益严重，电动汽车（EV）以其能量利用率高、环保清洁和可利用能源种类多等优势受到广泛关注，受到了世界各国的大力推广，逐渐在市场商用。与接触式有线充电相比，无线供电技术（Wireless Power Transfer, WPT）具有便捷、安全、美观、自动化程度高等优点，易于实现无人化自动充电和分布断续补电，延长电动汽车的续驶里程，更有望与无人驾驶技术无缝对接，实现智能、安全、便捷的电能传输模式。
电动汽车无线充电系统包括地面装置和车载装置两部分，其中地面装置从电网取电，转化为高频交流电激励埋于地面下的供电线圈，产生高频交变磁场；车载装置通过安装在汽车底盘的接收线圈匝链高频交变磁通产生高频交流感应电动势，并经副边补偿网络和整流滤波网络变为直流电能，给车载储能设备供电。随着感应式无线电能传输技术的发展，电动汽车无线充电领域的技术路线与技术方案已基本成熟。现阶段，国、内外主流车企已开始无线充电量产车辆的规划及研发，电动汽车无线充电行业蓄势待发。然而，电动汽车无线充电进行规模化推广，需要解决不同型号、规格的地面设备和车载设备之间互联互通的问题，以支撑在公共充电场合下的安全、高性能无线充电。
在乘用车领域，现行的标准为美国机动车工程师学会制定的电动汽车无线充电标准SAE J2954轻型插电式/纯电动车无线充电与校准方法(Wireless Power Transfer forLight-Duty Plug-In/ Electric Vehicles and Alignment Methodology)。其中将轻量型电动汽车无线充电器按传输功率等级分为了3个类型，分别为WPT1 (3.7kW)、WPT2(7.7kW)、WPT3 (11kW)，并分别针对跑车、轿车与SUV三种车型车底盘的高度定义了三类传能距离Z1(100mm-150mmm)、Z2(140mm-210mm)、Z3(170mm-250mm)。因此对于地面端公共应用场景设备，需要支持9类车载端设备的充电需求。互操作性同时还要求系统在车辆充电电压范围内(280-420V)与全偏移工况下，均能够实现满功率输出，且系统效率不低于80%。为满足WPT系统的互操作需求，目前形成了两类主流的功率变换器方案，一是以美国Witricity公司为代表的基于LCC/LCC双边补偿及动态调谐技术的技术路线，如附图1、附图2所示；二是我国相关公司采用的BUCK+基于可控整流的LCC/LCC补偿谐振电路的技术方案，如附图3所示。其中动态调谐技术通过对谐振电容两端的电压信号进行采样，根据电压信号控制双向开关每半周期的无功能量注入来实现可调电容或可调电感，但增加的功率控制开关管和相应的驱动电路，增加了控制难度和系统成本。附图3所示的技术方案在地面端引入一级的Buck变换器来调节直流母线电压，并将车载端不控整流桥的两只下管替换为MOS管，通过控制MOS管的导通角直接调节输出增益，实现对输出的快速动态响应，相比于动态调谐方案，其控制复杂度大大降低，但额外引入DC/DC变换器也增加了系统的体积与成本。另外，可控整流电路同时也会改变谐振单元的等效负载性质，引入额外的容抗或感抗，导致电路失谐，影响传输效率。为兼容小功率传输需求与轻载工况，通常可控整流的调节深度需要很深，导致系统失谐程度高，传输效率低。
如何得到一种无线电能传输装置，既能够满足多档功率传输与传能距离需求，实现互操作；还能够兼顾效率与成本要求，成为本发明的设计重点。此外，对于三类功率等级的兼容，互操作还涉及到对单相和三相不同输入的要求，因此对于单相与三相输入下的第一部分整流模块还需要进一步研究。
发明内容
发明目的：针对上述无线电能传输系统的缺陷，本发明提供一种高效、高可靠、高性价比的无线电能传输装置，以及配合相应的控制策略，可提升IPT系统互操作性，满足系统功率传输与效率性能需求。
本发明的具体技术方案如下：
一种提升系统互操作性的无线电能传输装置，包括依次级联的功率因数校正电路、逆变电路、谐振单元、整流电路、滤波电路与负载，还包括源侧调节器、逆变模式控制器与载侧调节器，其中：
所述功率因数校正电路，用于将电网交流电变换为直流电，输出给所述逆变电路；
所述逆变电路，用于将功率因数校正电路输出的直流电转换为高频交流电，包括两个桥臂，分别为第一桥臂与第二桥臂，其中所述第一桥臂由功率管S1、S2串联构成，所述第二桥臂由功率管S3、S4串联构成；
所述整流电路，用于将高频交流电转换为直流电，包括两个桥臂，分别为第三桥臂与第四桥臂，其中所述第三桥臂由功率管D1、Q1串联构成，所述第四桥臂由功率管D2、Q2串联构成，所述功率管D1、Q1、D2、Q2中的两个或全部为可控开关管；
所述谐振单元，包括原边补偿网络、非接触变压器与副边补偿网络，所述谐振单元的两个输入端分别连接所述逆变电路的两个桥臂中点，两个输出端分别连接所述整流电路的两个桥臂中点；
所述源侧调节器，用于调节所述功率因数校正电路的输出直流母线电压和/或电流幅值；
所述逆变模式控制器，用于控制所述逆变电路在单桥臂与双桥臂两个工作模式间切换；
所述载侧调节器，用于控制所述整流电路在单桥臂与双桥臂两个工作模式间切换，同时用于控制所述整流电路中的可控开关管，来调节所述谐振单元的等效负载电阻，或调节所述负载电路接收到的电压或电流幅值；
所述逆变模式控制器、逆变模式控制器与载侧调节器协同控制，使电路满足无线电能传输系统的互操作需求。
控制无线电能传输装置中逆变电路与整流电路的工作模式的切换，配合所述源侧调节器对逆变电路输入直流母线电压的调节与所述载侧调节器对所述整流电路中可控开关管导通角的调节。逆变电路与整流电路的工作模式的切换指：逆变双桥臂整流双桥臂、逆变单桥臂整流双桥臂、逆变双桥臂整流单桥臂、逆变单桥臂整流单桥臂四个工作模式之间的切换。
进一步地，所述功率因数校正电路101采用单相和三相兼容的AC/DC电路，所述源侧调节器用于控制功率因数校正电路在单相与三相模式间切换；在单相模式时控制所述功率因数校正电路连接单相交流电，在三相模式时控制所述功率因数校正电路连接三相交流电；所述功率因数校正电路工作于单相模式或者三相模式时，输出的母线电压均高于550V。
进一步地，谐振单元中的原边补偿网络采用LCC补偿，包括补偿电感L f1 、补偿电容C 1、补偿电容C p1，副边补偿网络也采用LCC补偿，包括补偿电感L f2与补偿电容C 2与补偿电容C s1，其中补偿电感L f1、补偿电容C p1与非接触变压器原边绕组L 1依次连接，补偿电容C 1并联在原边绕组L p 与补偿电容C p1串联支路的两端，非接触变压器的副边绕组L s 与补偿电容C s1、补偿电感L f2依次连接，补偿电容C 2并联在副边绕组L s 与补偿电容C s1串联支路的两端，所述谐振元件参数满足如下表达式：
Figure 269185DEST_PATH_IMAGE001
其中，P omax为互操作要求的最大传输功率量级，V batmin为负载端电压设定的最小值，V Busmax为所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值，M min为非接触变压器原副边绕组间互感最小值。
进一步地，所述负载的功率量级分为WPT1、WPT2、WPT3三档，WPT3档为互操作要求的最大传输功率量级P omax。
一种提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，上述无线电能传输装置，根据负载所需功率量级与效率优化策略进行调节，具体控制步骤包括：
A1：按照启动的应用模式，控制所述功率因数校正电路的工作模式；
A2：调节所述整流电路中的可控开关管的导通角，以使所述滤波电路的输出电压或电流或功率追踪设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；
A3：实时获取谐振单元效率最优所需的输入电压基波有效值V 1，opt，和当前谐振单元输入电压基波有效值V 1，根据两者与功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值和最小值间的关系，选择逆变电路的工作模式，并利用逆变模式控制器进行切换；
A4：确定功率因数校正电路直流输出电压的基准值，采集功率因数校正电路的直流输出电压，与直流输出电压基准值比较，得到的差值经PI调节器控制功率因数校正电路；
A5：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载关系，切换整流电路的工作模式，并利用载侧调节器进行切换；
A6：重复以上A1-A5。
进一步地，所述步骤A3与步骤A4的执行顺序可以调换。
进一步地，所述步骤A1中，当负载所需功率量级大于6.6kW时，所述功率因数校正电路工作于三相模式；当负载所需功率量级小于等于6.6kW时，所述功率因数校正电路工作于单相或三相模式。
进一步地，所述控制方法还包括步骤A0，在系统启动前先预选择所述逆变电路与整流电路的工作模式，具体为：
A01：载端调节器将负载所需功率量级P ot ，通过无线的方式传送至源端调节器或逆变模式控制器；
A02：比较负载所需功率量级P ot 与非接触变压器原边绕组所能传输的最大功率量级P imax，根据比较结果选择逆变电路与整流电路的初始工作模式，具体为：
当P ot ≥ 0.5P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于双桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于双桥臂模式；
当0.3P imax<P ot < 0.5P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于单桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于双桥臂模式；
当P ot ≤ 0.3P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于单桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于单桥臂模式。
进一步地，所述步骤A2具体为：
实时测量所述滤波电路的直流输出电流或输出电压或输出功率，载侧调节器比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，并根据差值调节整流电路可控功率管的导通角，直至测量的电压或电流或功率等于设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；若可控功率管的导通角减小至零，测量的电压或电流或功率仍小于设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，则判断是否需要进行整流电路的模式切换。
进一步地，所述步骤A3包括如下步骤：
A3.1：逆变模式控制器根据当前系统工作状态通过实时计算或查离线表得到效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值V 1，opt；
A3.2：比较V 1，opt与当前谐振单元输入电压基波有效值V 1，如果V 1，opt= V 1，则跳转到步骤A3.5；如果V 1，opt ≠ V 1，则跳转到步骤A3.3；
A3.3：计算0.9V Busmin与0.45V Busmax，并比较二者大小，V Busmax为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值，V Busmin为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最小值；如果0.9V Busmin大于0.45V Busmax，则跳转步骤A3.4，否则跳转步骤A3.5；
A3.4：如果V 1，opt ≥ 0.9V Busmin，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式；如果V 1，opt≤ 0.45V Busmax，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式；如果0.45V Busmax≤ V 1，opt≤ 0.9V Busmin，比较V 1，opt与(0.9V Busmin+0.45V Busmax)/2的大小，如果V 1，opt≥(0.9V Busmin+0.45V Busmax)/2，则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式，反之则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式；
A3.5：如果V 1，opt ≥ 0.45V Busmax，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式，否则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式。
进一步地，步骤A3.1中，效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值V 1，opt可通过实时计算确定，其中实时计算的分析步骤如下：
步骤A3.1.1a：计算出所述无线电能传输装置谐振单元的能量传输效率，通过能量传输效率公式确定线圈损耗最小时，流过非接触变压器原边绕组的电流有效值I p 与流过副边绕组的电流有效值I s 间的比例关系为I p /I s =1/β，其中β为常系数；
步骤A3.1.2a：采集当前流过变压器原边绕组的电流有效值I p 与流过副边绕组的电流有效值I s ，计算测量值的比值I p /I s ，记为α；
步骤A3.1.3a：采集当前逆变电路输入的直流母线电压V Bus ，根据逆变电路当前的工作模式，计算出效率最优所需的谐振单元输入电压有效值
Figure DEST_PATH_IMAGE002A
；其中x为常系数，当当前逆变电路工作于双桥臂工作模式时，x=2，当当前逆变电路工作于单桥臂工作模式时，x=1。
进一步地，所述步骤A4包括如下步骤：
步骤A4.1：确定功率因数校正电路直流输出电压的初始基准值V Busref，ini；具体为：
对于逆变电路为双桥臂工作模式工况，设定V Busref，ini为V 1，opt/0.9；对于逆变电路为单桥臂工作模式工况，设定V Busref，ini为V 1，opt/0.45；
步骤A4.2：通过比较初始基准值V Busref，ini与V Busmax、V Busmin的大小，确定功率因数校正电路直流输出电压的基准值V Busref，具体为：
如果V Busref，ini≥V Busmax，设定V Busref 为V Busmax；如果V Busmin≤ V Busref，ini≤ V Busmax，设定V Busref 为V Busref，ini；如果V Busref，ini≤ V Busmin，设定V Busref 为V Busmin；其中V Busmax为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值，V Busmin为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最小值；
步骤A4.3：采集所述功率因数校正电路的直流输出电压，源侧调节器比较测量的电压与设定的电压基准值V Busref，得到的差值经PI调节器后控制功率因数校正电路。
进一步地，所述步骤A5包括如下步骤：
A5.1：读取当前整流电路的工作模式与可控功率管的导通角，当前导通角为0时，跳转步骤A5.2；当前导通角大于零时，跳转步骤A5.3；
A5.2：比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值的大小，若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则通过所述载侧调节器将所述整流电路切换到双桥臂工作模式；若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于双桥臂工作模式，则维持当前整流电路工作模式不变；
A5.3：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载决定是否进行模式切换，具体为：
如果当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则不进行模式切换；
如果当前整流电路工作于双桥臂工作模式，计算当前整流电路输入侧的等效负载，如果等效负载的实部小于ε2/π2 R L ，则通过所述载侧调节器将所述整流电路切换到单桥臂工作模式，其中R L 为当前负载两端的电压与负载充电电流的比值，ε为常系数，取值区间为0.8-1.2。
进一步地，所述逆变模式控制器采用移相变占空比的方式，实现逆变电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间的软切换；
所述载侧调节器采用变占空比的方式，实现整流电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间的软切换。
本发明相比现有技术，具有以下特点：
1.本发明通过切换逆变电路与整流电路的工作模式，配合母线电压调节与可控整流技术，实现了IPT系统的互操作与高效率电能传输，能够在宽负载范围、宽耦合系数范围内满足多档功率等级传输需求；
2.本发明用一套装置满足了EV WPT系统车载端设备的三类功率等级与三类传能距离的互操作需求，且在电路拓扑方面无需增加额外的电路元件，相比与现有的无线电能传输系统，省略了前级的Buck变换器与复杂的动态调谐控制装置，因此本发明能够有效减小系统成本和安装空间，具有高性价比优势；
3.本发明通过切换逆变电路与整流电路的工作模式，可使IPT系统在轻载条件下的效率保持在90％以上；
4.本发明中逆变电路仅需要切换工作模式，实现很简单，系统在充电过程中频率始终固定，不会出现频率分叉所带来的稳定性问题；
5.本发明提出的可控整流器的控制策略可对负载断路作出快速响应，避免器件损坏。
附图说明
图1为现有的基于LCC/LCC双边补偿及动态调谐的技术方案电路示意图；
图2为现有的动态调谐模块电路示意图；
图3为现有的基于BUCK与可控整流的技术方案电路示意图；
图4为本发明的一种可互操作的无线电能传输系统电路结构示意图；
图5为本发明的功率因数校正电路示意图；
图6为本发明的功率因数校正电路中切换模块与兼容模块开关控制电路示意图；
图7为本发明功率因数校正电路工作于三相模式时的等效电路示意图；
图8为本发明功率因数校正电路工作于单相模式时的等效电路示意图；
图9为本发明逆变电路工作于双桥臂工作模式时的等效电路示意图；
图10为本发明逆变电路工作于单桥臂工作模式的等效电路示意图；
图11为本发明中谐振单元的电路示意图；
图12为本发明中整流电路、滤波电路与负载连接电路示意图；
图13为本发明整流电路工作于双桥臂工作模式时关键变量的波形图；
图14(a)为本发明整流电路工作于单第三桥臂工作模式时的等效电路示意图；
图14(b)为本发明整流电路工作于单第四桥臂工作模式时的等效电路示意图；
图15为本发明整流电路工作于双桥臂工作模式时关键变量的波形图；
图16为本发明电路装置工作于逆变双桥臂、整流双桥臂模式时的等效电路示意图；
图17为本发明电路装置工作于逆变双桥臂、整流单桥臂模式时的等效电路示意图；
图18为本发明电路装置工作于逆变单桥臂、整流双桥臂模式时的等效电路示意图；
图19为本发明电路装置工作于逆变单桥臂、整流单桥臂模式时的等效电路示意图；
图20为本发明的可互操作的无线电能传输系统控制方法流程图；
图21为本发明中谐振单元输入电压基波有效值V 1与直流母线电压V Bus 的关系曲线图(0.9V Busmin> 0.45V Busmax)；
图22为本发明中谐振单元输入电压基波有效值V 1与直流母线电压V Bus 的关系曲线图(0.9V Busmin≤ 0.45V Busmax)；
图23为本发明的无线电能传输装置在三类功率等级WPT1 (3.7kW)、WPT2(7.7kW)、WPT3 (11kW)下的AC/AC传输效率曲线；
图24为本发明的无线电能传输装置在三类功率等级WPT1 (3.7kW)、WPT2(7.7kW)、WPT3 (11kW)下的DC/DC传输效率曲线。
变量说明如下：L 1——非接触变压器原边绕组自感，L 2——非接触变压器副边绕组自感，M——非接触变压器原边与副边绕组间的互感，L f1——原边补偿电感，C 1——原边并联补偿电容，C p1——原边串联补偿电容，L f2——原边补偿电感，C 2——副边并联补偿电容，C s1——副边串联补偿电容，P omax——负载所需最大功率量级，V batmin——负载端电压最小值，V Busmax——功率因数校正电路输出的直流母线电压的最大值，V Busmin——功率因数校正电路输出直流母线电压的最小值，M min——非接触变压器原副边绕组间互感最小值，V Bus ——逆变电路输入的直流母线电压，γ——可控整流管的导通角，P ot ——负载所需功率，P imax——逆变电路所能提供的最大传输功率，V 1——谐振单元输入电压的基波有效值，V 1，opt——实现效率最优所需的谐振单元输入电压的基波有效值，V Busref，ini——功率因数校正电路直流输出电压的初始基准值，R L ——负载电路的等效电阻，R Lf_max ——整流电路工作于双桥臂工作模式时整流电路输入侧的等效负载电阻最大值，R Lh_max ——整流电路工作于单桥臂工作模式时整流电路输入侧的等效负载电阻最大值，R Lopt ——谐振单元效率最大对应的最优负载电阻，V 2——整流电路输入侧电压的基波有效值，I 2——整流电路输入侧电流的基波有效值，Z L ——整流电路输入侧的等效负载阻抗，v 2——整流电路输入侧电压，i 2——整流电路输入侧电流，θ——整流电路输入侧电压与电流的基波相位差，V bat ——负载两端直流电源，I o——滤波电路的直流输出电流，k——非接触变压器原边与副边绕组间的耦合系数；
图中：100-电网；101-功率因数校正电路；102-逆变电路；103-谐振单元；104-整流电路；105-滤波电路；106-负载。
具体实施方式
为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。
实施例一：装置实施例：
图4为本发明提升IPT系统互操作性的电能传输装置的结构示意图。如图4所示，本发明提升IPT系统互操作性的电能传输装置包括依次级联的功率因数校正电路101、逆变电路102、谐振单元103、整流电路104、滤波电路105与负载106，还包括源侧调节器、逆变模式控制器与载侧调节器。
其中：功率因数校正电路为单相和三相兼容的AC/DC电路，用于接收电网100提供的交流电，并整为直流电，输出给所述逆变电路；逆变电路由第一桥臂与第二桥臂并联连接构成，用于将功率因数校正电路输出的直流电转换为高频交流电，第一桥臂由功率管S1、S2串联构成，第二桥臂由功率管S3、S4串联构成，第一桥臂与第二桥臂并联在功率因数校正电路的输出端；谐振单元，包括原边补偿网络、非接触变压器与副边补偿网络，其两个输入端分别连接逆变电路第一桥臂的桥臂中点与逆变电路第二桥臂的桥臂中点，两个输出端分别连接整流电路的两个桥臂中点；整流电路由第三桥臂与第四桥臂并联连接构成，用于将高频交流电转换为直流电，其中第三桥臂由功率管D1、Q1串联构成，第四桥臂由功率管D2、Q2串联构成，功率管D1、Q1、D2、Q2中的两个或全部为可控开关管。
源侧调节器用于控制功率因数校正电路101，具体为：控制功率因数校正电路在单相和三相模式间切换，并调节功率因数校正电路输出的直流母线电压或电流幅值；逆变模式控制器用于提供所述逆变电路中功率管的驱动信号，并控制逆变电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间切换；载侧调节器用于控制整流电路，具体为：控制整流电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间切换，并调节整流电路中可控功率管的导通角，以调节整流电路输入侧的等效负载电阻，或调节负载电路接收到的电压或电流幅值。由于源侧调节器与逆变模式控制器均位于无线电能传输系统的发射端，因此源侧调节器与逆变模式控制器可共用数字控制芯片。
需要说明的是，在本实施例中，以功率管S 1、S 2、S 3、S 4、Q 1、Q 2为MOS管(Metal OxideSemiconductor)，功率管D 1、D 2为不控二极管为较佳的实施方式，但本发明并不以此为限。图4中，功率管D1、D2也可以为可控开关器件，功率管S 1、S 2、S 3、S 4、Q 1、Q 2也可为其他可控开关器件。可控开关具体为MOS管(Metal Oxide Semiconductor)或IGBT(Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或BJT(Bipolar Junction Transistor，双极结型晶体管)或SCR(可控硅整流器)或GTO(电流型全控器件)或P-MOSFET(P沟道场效应管)或MCT(场效应管控制晶闸管)或SIT(Static Induction Transistor，静态感应晶体管)。
实施例二：功率因数校正电路与源侧调节器
本发明中，功率因数校正电路101为单相和三相兼容的AC/DC电路。图5示出了较佳单三相兼容AC/DC电路图，包括依次级联的切换模块101a、兼容模块101b与功率模块101c。
如图5所示，所述切换模块101a包括三个交流输入端口，一个接地输入端口，三个开关K a *、K b *、K c *，与三个交流输出端口，其中三个所述开关的首端分别与所述三个交流输入端口相连，三个所述开关的尾端分别与所述三个交流输出端口相连，所述三个开关K a *、K b *、K c *受所述源侧调节器控制，在切换模块101a连接三相交流电时，控制三个开关均闭合；在切换模块101a连接单相交流电时，控制输入端口所在支路开关闭合，其余输入端口所在支路的开关断开。所述兼容模块101b包括三个开关K a 、K b 、K c ，三个所述开关的一端分别连接三个交流输出端口，另一端均与接地输入端口相连，三个开关K a 、K b 、K c 受所述源侧调节器控制，在切换模块101a连接三相交流电时，控制K a 、K b 、K c 均断开；在切换模块101a连接单相交流电时，控制输入端口所在支路连接的开关断开，其余输入端口所在支路连接的开关闭合。所述功率模块采用三相维也纳拓扑结构。
图5中，开关K a *、K b *、K c *、K a 、K b 、K c 为继电器或其他可控开关。图6示出了所述开关为继电器时，一种较佳的控制电路实例。如图6所示，继电器的线圈采用三极管控制，信号由DSP给出，高电平时三极管饱和导通，集电极电流即继电器线圈电流使得衔铁吸附，继电器闭合，低电平时三极管截止，线圈电流通过二极管D a 续流，保护三极管不被损坏，同时衔铁恢复断开状态，继电器断开，从而达到输入电切入切出的功能。附图7给出了所述功率因数校正电路工作在三相模态时等效电路示意图，可以看到，此时三相电均接入电路，兼容模块的控制信号均置低，各相继电器均保持断开，电路工作于三相三线制VIENNA模态；附图8给出了所述功率因数校正电路工作在单相模态时(A相为例)等效电路示意图，可以看到，此时仅A相输入电接入电路，兼容模块中连接A相电的继电器K a 保持断开，而连接B相与C相的继电器K b 、K c 闭合，PFC功率模块101c工作于单相两路交错并联VIENNA模态。相比于传统的单相维也纳电路，本发明中充分利用了整个拓扑中的电感，极大地增加了电感利用率。另外，本实施例中采用的维也纳拓扑结构能够将单相工作模式下的输出电压等级(即母线电压)也提升至800V，与三相模式下的直流母线电压量级统一。而现有的单三相兼容PFC变换器，其工作于单相工况下时的直流母线电压均在400V左右。
如图5所示，功率因数校正电路的功率模块受源侧调节器控制，具体可采用基于abc坐标系的SPWM双环控制，也可采用基于dq坐标系的空间矢量脉宽调制，电压外环控制通过采集输出直流母线电压V bus ，再与设定的参考电压V busref 作比较，比较误差值经PI控制器后与网测电压采样构成电流内环的参考量；电流内环的参考量与实际的电网输入电流作比较后，经PI控制器输出后进行PWM调制产生功率器件的开关信号。
通过源侧调节器控制PFC功率模块，功率因数校正电路的直流输出母线电压幅值V bus 为可调节变量，因此所述逆变电路的输入可等效为一个幅值可变的直流源。
实施例三：逆变电路与逆变模式控制器
图9、图10分别给出了逆变电路在双桥臂工作模式与单桥臂工作模式下的等效电路图。所述逆变电路受逆变模式控制器控制，由于逆变模式控制器与源侧控制器均位于非接触变压器的原边侧，因此逆变模式控制器与源侧控制器可共用数字控制芯片。所述逆变模式控制器提供逆变电路中功率管S 1、S 2、S 3、S 4的驱动信号，其中S 1与S 2互补导通，S 3与S 4互补导通。当逆变电路工作于双桥臂工作模式时，逆变电路的输出v 1为高电平为V bus 、低电平为-V bus 的方波信号，基于傅里叶分解可求得双桥臂工作模式下逆变电路输出电压v 1的基波有效值为
Figure DEST_PATH_IMAGE003
当逆变电路工作于单桥臂工作模式时，所述功率管S3的驱动信号的占空比为0、功率管S4的驱动信号占空比为1，或者所述功率管S1的驱动信号的占空比为0、功率管S2的驱动信号占空比为1，图10给出了单桥臂工作模式下逆变电路的等效电路图。此时逆变电路的输出v 1为高电平为V bus 、低电平为0的方波信号，基于傅里叶分解可求得单桥臂工作模式下逆变电路输出电压v 1的基波有效值为
Figure 524716DEST_PATH_IMAGE004
可以理解的是，在两种工作模式下，逆变电路的输出电压波形不同：双桥臂工作模式下，逆变电路的输出电压波形正负对称，无直流分量；单桥臂工作模式下，逆变电路的输出电压波形只存在正半周或负半周，有直流分量。另外，两种工作模式下，逆变电路输出电压的基波有效值不同。双桥臂工作模式下逆变电路的输出电压为单桥臂工作模式下输出电压的两倍，对于同样的负载电压，其能提供的传输功率也是两倍，因此可兼容多档传输功率等级。
实施例四：谐振单元电路
为实现互操作性，本发明谐振单元中的谐振元件参数设计要求能够在最小互感、最小负载电压要求下满足最大功率传输需求。图11示出了本发明的电能传输装置中谐振单元电路的实施例。如图11所示，谐振单元中的原边补偿网络103a采用LCC补偿，包括补偿电感L f1 、补偿电容C 1、C p1，副边补偿网络103c也采用LCC补偿，包括补偿电L f2与补偿电容C 2与C s1。其中L f1、C p1与非接触变压器103b的原边绕组L 1依次连接，C 1并联在原边绕组L p 与C p1串联支路的两端，非接触变压器103b的副边绕组L s 与C s1、L f2依次连接，补偿电容C 2并联在副边绕组L s 与补偿电容C s1串联支路的两端。谐振元件参数需满足如下表达式：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
需要注意的是，采用双边LCC补偿拓扑仅是本发明中谐振单元的较佳实例，本发明谐振单元中的补偿拓扑还可采用其他补偿形式，包括但不限于原边串联/副边串联、原边串联/副边并联、原边LCC/副边串联、原边LCC/副边并联、原边LCC/副边串并联补偿拓扑。
实施例五：整流电路与载侧调节器
本发明的整流电路受载侧调节器控制。图12、图13、图14、图15分别给出了整流电路处于双桥臂工作模式与单桥臂工作模式时的等效电路图与主要工作波形示意图。其中，图12、图13分别为整流电路处于双桥臂工作模式时的等效电路图的主要工作波形示意图，图14(a)为单第三桥臂工作时的等效电路示意图，图14(b)为单第四桥臂工作时的等效电路示意图，图15为单第三桥臂工作时的主要工作波形示意图。本实施例中，晶体管Q 1、Q 2为可控整流管，晶体管D1、D2为不控整流二极管，在其他实施例中，晶体管D1、D2也可以为可控整流管，晶体管Q 1、Q 2为不控二极管，或者晶体管D1、D2、Q 1、Q 2均为可控开关管。图中，v gq1、v gq2是Q 1、Q 2的门极驱动电压， v 2为整流电路的输入电压，也是谐振单元的输出电压，i 2是整流电路的输入电流，也是谐振单元的输出电流，γ为可控整流管的导通角。由附图13可知，整流电路处于双桥臂工作模式时，v gq1、v gq2的占空比相同，v 2有三个电平状态，分别为V bat、0、-V bat，其中零电平状态持续的时间受可控整流管的导通角决定；而整流电路处于单桥臂工作模式时，如附图15所示，v gq1、v gq2的占空比不相同，功率管Q1或者功率管Q2的驱动信号的占空比为1，整流桥的输入电压v 2仅有V bat与0两个电平状态。可以理解的是，在两种工作模式下，整流电路的输入侧的电压波形不同：双桥臂工作模式下，整流电路的输入电压波形正负对称，无直流分量；单桥臂工作模式下，整流电路的输出电压波形只存在正半周或负半周，有直流分量。
对整流电路两种模式下的v 2做傅里叶分解，可以求得整流电路输入电压在两种工作模式下的输入电压基波有效值
Figure 666984DEST_PATH_IMAGE006
可以理解的是，当导通角γ为0时，整流电路等效为不控整流电路；而当导通角γ为π时，整流电路等效短路，v 2为零。调节整流电路中可控开关管的导通角，可控制整流电路输入电压的波形，调节整流电路的输入电压有效值。对于相同的整流电路输入电流，控制导通角γ，即可控制系统的传输功率；同样切换整流电路的工作模式，也可以调节系统的传输功率。
基于基波等效，可以将整流电路、滤波电路与负载等效用阻抗Z L 表示，Z L 计算表达式为
Figure 223867DEST_PATH_IMAGE007
其中V 2为整流电路输入电压的基波有效值，I 2为整流电路输入电流的基波有效值，θ为v 2与i 2的基波相位差，不考虑谐波影响，θ近似为0.5γ。由式(5)可知，调节整流电路中可控开关管的导通角，还能调节整流电路输入侧的等效负载。
不同补偿网络虽然输出增益特性、效率特性均不相同，但通常都会在特定负载条件下得到优良的电路特性。通过调节整流电路的导通角来调节谐振单元的等效负载，能够使得最优负载进入工作区间，从而优化系统性能。结合附图13与附图15不难看出，导通角为零时，忽略谐波影响，两种工作模式下整流电路输入侧均可用一个电阻来等效，且由傅里叶分解可计算整流电路输入侧的等效负载电阻最大为
Figure 38371DEST_PATH_IMAGE008
其中R L 为所述负载电路的等效电阻，R L =V bat /I o 。由式(6)可以看到，单桥臂工作模式下整流电路输入侧的等效负载R eqL 是双桥臂工作模式下的0.25倍。在轻载工况下或者小功率传输需求下，负载电路的等效电阻R L 会增大，为了使最优负载进入工作区间，可调节可控整流管的导通角使得整流电路输入侧的等效负载即为最优负载电阻R L,opt 。显然，当R L,opt ≤2/π2 R L 时，整流电流采用单桥臂工作模式的导通角会小得多。因此，通过切换整流电路的工作模式可以在轻载工况下削弱等效阻抗的电抗部分，使整流电路的等效阻抗接近阻性，降低系统的失谐程度，提高传输效率。实际应用中，由于谐波以及电路谐振元件偏移的影响，通常并不是Re(Z L )等于R L,opt 时系统性能最优，而是在Re(Z L )等于εR L,opt 时系统性能最优。这里ε为常系数，取值区间一般为0.8-1.2，ε的具体取值取决于具体的电路结构与电路参数。
实施例六：基于以上实施例中各电路的控制原理
由公式(3)，结合图11，可以求得谐振单元的输出功率P o 为：
Figure 768429DEST_PATH_IMAGE009
可以看到，输出功率与非接触变压器原副边互感M、逆变桥臂中点电压V 1、整流桥臂中点电压V 2成正比，与谐振电感L f1、L f2成反比。那么，输入输出电压的乘积V 1 V 2要求满足：
Figure 171729DEST_PATH_IMAGE010
其中P omax为互操作要求的最大功率传输量级，P omin为互操作要求的最小功率传输量级，M max为互操作要求的最小传能距离下测得的互感值，M min为互操作要求的最大传能距离下测得的互感值。在三类传能距离Z1(100mm-150mm)、Z2(140mm-210mm)与Z3(170mm-250mm)下，非接触变压器的耦合系数(互感)会存在3倍左右的变化范围。结合三类功率传输等级需求，WPT1 (3.7kW)、WPT2 (7.7kW)、WPT3 (11kW)，由式(8)可以计算得到V 1 V 2大概需要8.9倍的变化范围。如果副边不进行调控，对母线电压的调节范围要求很宽，而功率因数校正电路的母线电压调节范围有限，因此常用的做法是在功率因数校正电路与逆变电路间加一级DC/DC变换器，如附图3中的方案，调控压力都将集中在原边附加的Buck变换器上，配合对逆变电路的移相控制来实现对谐振单元输入电压的连续调节，但难以保证高效率。本发明与现有图3所示装置的区别在于，省略了Buck变换器，同时简化了系统对逆变电路的控制。如公式(1)、(2)与(4)所示，通过本发明的逆变电路与整流电路模式切换，在不调节直流输入母线电压与整流桥导通角的情况下，就能够自然实现V 1 V 2四倍范围的变化，这使得输入直流母线与整流桥导通角的调节压的大大减小。因此仅通过功率因数校正电路即能够满足电压调节需求，有助于减小系统成本与体积重量。
根据逆变电路与整流电路的工作模式，本发明的无线电能装置存在四种工作模式，附图16-附图19示出了四种工作模式的等效电路图，其中功率因数校正电路等效为了一个幅值可变的直流源V Bus 。图16为逆变电路与整流电路均处于双桥臂工作模式时的等效电路图，图17为逆变电路处于双桥臂工作模式、整流电路处于单桥臂工作模式时的等效电路图，图18为逆变电路处于单桥臂工作模式、整流电路处于单桥臂工作模式时的等效电路图，图19为逆变电路与整流电路均处于单桥臂工作模式时的等效电路图。
综上所述，本发明公开的提升系统互操作性的无线电能传输装置，创造性地结合了逆变电路、整流电路模式切换，与母线电压调节和可控整流技术，控制实现简单，能够满足多档功率等级传输与传能距离互操作需求的同时，兼顾效率与成本要求。
实施例七：控制方法：
本发明公开一种基于所述提升系统互操作性的无线电能传输控制方法。
附图20给出了本发明控制方法的流程，控制方法包括：
A1：按照启动的应用模式，控制所述功率因数校正电路的工作模式；
A2：调节所述整流电路中的可控开关管的导通角，使所述滤波电路的输出电压或电流或功率追踪设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；或者调节所述整流电路中的可控开关管的导通角，使整流电路输入侧的等效负载追踪谐振单元效率最大对应的最优负载；
A3：实时获取谐振单元效率最优所需的输入电压基波有效值V 1，opt，和当前谐振单元输入电压基波有效值V 1，根据二者与功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值和最小值间的关系，选择逆变电路的工作模式，并利用逆变模式控制器进行切换；
A4：确定功率因数校正电路直流输出电压的基准值，采集功率因数校正电路的直流输出电压，与直流输出电压基准值比较，得到的差值经PI调节器控制功率因数校正电路；
A5：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载关系情况，切换整流电路的工作模式，并利用载侧调节器进行切换；
A6：重复以上A1-A5。
步骤A1中，当负载所需功率量级大于6.6kW时，功率因数校正电路工作于三相模式；当负载所需功率量级小于等于6.6kW时，功率因数校正电路工作于单相或三相模式。
A1的具体执行方法时，通常单相电仅支持最大输出功率为6.6kW的充电机，而三相电可支持最高输出功率为22kW的充电机。如电网的接入采用源侧调节器控制，则源侧调节器可根据负载所需功率量级，选择连接单相交流电或三相交流电。如电网的接入采用人工实现，则源侧调节器需要先获取具体的应用模式，该应用模式的获取可以是人工向源侧调节器发送的应用模式信息，也可以是源侧调节器根据电网接线后运行参数的差异进行判断，最后确定的应用模式。
本实施例中A2在系统软起动过程中，整流电路中可控开关管的导通角控制为π，将所述谐振单元的输出短路；或者整流电路中可控开关管的导通角控制为0，以使整流电路按不控整流电路启动。
本实施例中A2在负载充电过程中，具体为：采集所述滤波电路的直流输出电流或输出电压或输出功率，载侧调节器比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，并根据差值调节功率管Q 1、Q 2的导通角，使得测量的电压或电流或功率等于设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；若功率管Q 1、Q 2的导通角减小至零，测量的电压或电流或功率仍小于设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，则判断是否需要进行整流电路的模式切换，并根据判断结果通过载侧调节器选择整流电路的工作模式。
可以理解的是，这里功率管Q 1、Q 2导通角的调节算法可以采用PID算法、动态PID算法、爬山算法等。
实施例八：
本实施例的控制方法在系统启动前可以先进行逆变电路与整流电路工作模式的预选择，具体包括如下步骤：
A01；载端调节器将负载所需功率量级P ot ，通过无线的方式传送至源端调节器或逆变模式控制器；
A02：比较负载所需功率量级P ot 与非接触变压器原边绕组所能传输的最大功率量级P imax，根据比较结果选择逆变电路与整流电路的初始工作模式，具体为：
当P ot ≥ 0.5P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于双桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于双桥臂模式；
当0.3P imax<P ot < 0.5P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于单桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于双桥臂模式；
当P ot ≤ 0.3P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于单桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于单桥臂模式。
实施例九：
本实施例中A3可以具体采用如下步骤：
A3.1：逆变模式控制器根据当前系统工作状态通过实时计算或查离线表得到效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值V 1，opt；
A3.2：比较V 1，opt与当前谐振单元输入电压基波有效值V 1，如果V 1，opt= V 1，则跳转到步骤A3.5；如果V 1，opt ≠ V 1，则跳转到步骤A3.3；
A3.3：计算0.9V Busmin与0.45V Busmax，并比较二者大小，V Busmax为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值，V Busmin为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最小值；如果0.9V Busmin大于0.45V Busmax，则跳转步骤A3.4，否则跳转步骤A3.5；
A3.4：如果V 1，opt ≥ 0.9V Busmin，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式；如果V 1，opt≤ 0.45V Busmax，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式；如果0.45V Busmax≤ V 1，opt≤ 0.9V Busmin，比较V 1，opt与(0.9V Busmin+0.45V Busmax)/2的大小，如果V 1，opt≥(0.9V Busmin+0.45V Busmax)/2，则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式，反之则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式；
A3.5：如果V 1，opt ≥ 0.45V Busmax，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式，否则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式。
对于逆变电路输出电压基波分量的获取，可以通过采集逆变电路的直流输入母线电压，然后通过傅里叶变换公式计算；另外也可以通过电压传感器采集逆变电路的输出电压，然后通过滤波器对采集的输出电压进行滤波，将高次谐波滤除，获得输出电压的基波分量。另外也可以通过其他方式获得逆变电路的输出电压基波分量，本申请实施例中不做具体限定。
附图21与附图22示出了谐振单元输入电压基波有效值V 1与直流母线电压V Bus 的关系曲线，母线电压的可调节范围为V Busmin ~ V Busmax，其中附图21为0.9V Busmin大于0.45V Busmax工况，附图22为0.9V Busmin小于等于0.45V Busmax工况。结合附图21与附图 22，不难理解，通过切换逆变电路的工作模式，可将谐振单元输入电压基波有效值的变化范围扩至0.45V Busmin ~ 0.45V Busmax加上0.9V Busmin ~ 0.9V Busmax(附图21)，以及0.45V Busmin ~ 0.9V Busmax (附图22)。
实施例十：
需要说明的是，上面实施例中步骤A3.1中，效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值V 1，opt可通过查离线表确定，其中离线表可通过以下步骤建立：
步骤A3.1.1：建立谐振单元的传输效率模型与功率传输模型；
步骤A3.1.2：通过数值分析软件列出不同耦合系数、负载传输功率与负载电压下，谐振单元输入电压基波有效值V 1与整流电路输入侧电压基波有效值V 2的对应关系；
步骤A3.1.3：计算出步骤3.1.2中每组V 1、V 2下谐振单元的能量传输效率，不同耦合系数、负载传输功率与负载电压下，找出效率最大对应的那组V 1、V 2，建离线表存储于逆变模式控制器的数字控制芯片中；
本实施例中步骤A3.1中，效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值V 1，opt可通过实时计算确定，其中实时计算的分析步骤如下：
步骤A3.1.1a：计算出所述无线电能传输装置谐振单元的能量传输效率，通过能量传输效率公式确定线圈损耗最小时，流过非接触变压器原边绕组的电流有效值I p 与流过副边绕组的电流有效值I s 间的比例关系为I p /I s =1/β，其中β为常系数；
步骤A3.1.2a：采集当前流过变压器原边绕组的电流有效值I p 与流过副边绕组的电流有效值I s ，计算测量值的比值I p /I s ，记为α；
步骤A3.1.3a：采集当前逆变电路输入的直流母线电压V Bus，根据逆变电路当前的工作模式，计算出效率最优所需的谐振单元输入电压有效值
Figure DEST_PATH_IMAGE002AA
；其中x为常系数，当当前逆变电路工作于双桥臂工作模式时，x=2，当当前逆变电路工作于单桥臂工作模式时，x=1。
实施例十一：
本实施例中A4可以具体采用如下步骤：
步骤A4.1：确定功率因数校正电路直流输出电压的初始基准值V Busref，ini；具体为：
对于逆变电路为双桥臂工作模式工况，设定V Busref，ini为V 1，opt/0.9；对于逆变电路为单桥臂工作模式工况，设定V Busref，ini为V 1，opt/0.45；
步骤A4.2：通过比较初始基准值V Busref，ini与V Busmax、V Busmin的大小，确定功率因数校正电路直流输出电压的基准值V Busref，具体为：
如果V Busref，ini≥V Busmax，设定V Busref 为V Busmax；如果V Busmin≤ V Busref，ini≤ V Busmax，设定V Busref 为V Busref，ini；如果V Busref，ini≤ V Busmin，设定V Busref 为V Busmin；
步骤A4.3：采集所述功率因数校正电路的直流输出电压，源侧调节器比较测量的电压与设定的电压基准值V Busref，得到的差值经PI调节器后控制功率因数校正电路。
实施例十二：
进一步地，本实施例中A3与A4的执行顺序可以调换，采用扰动观察法调节功率因数校正电路的直流输出电压，使系统效率达到最优，具体为：
源侧调节器设置目标V Busref ，采集所述功率因数校正电路的直流输出电压与直流输出电流，计算系统的输入功率，并根据无线充电系统的输出功率获得当前系统效率，如果当前系统效率比上次系统效率增加，则将上次目标V Busref 增加预设电压步长作为本次目标V Busref ，如果当前系统效率小于上次系统效率，则将上次目标V Busref 减少预设电压步长作为本次目标V Busref ；如果本次目标V Busref 大于V Busmax或者V Busref 小于V Busmin，则判断是否需要进行逆变电路的模式切换，并根据判断结果通过逆变模式控制器选择逆变电路的工作模式。
其中逆变电路工作模式的判断过程如下：
A4.1a：计算0.9V Busmin与0.45V Busmax，并比较二者大小，V Busmax为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值，V Busmin为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最小值；如果0.9V Busmin大于0.45V Busmax，则跳转步骤A4.2a，否则跳转步骤A4.3a；
A4.2a：根据当前逆变电路的工作模式，计算本次目标V Busref 下逆变电路输出电压的目标基波有效值V 1ref，如果V 1ref ≥ 0.9V Busmin，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式；如果V 1ref≤ 0.45V Busmax，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式；如果0.45V Busmax≤V 1ref≤ 0.9V Busmin，比较V 1ref与(0.9V Busmin+0.45V Busmax)/2的大小，如果V 1ref≥(0.9V Busmin+0.45V Busmax)/2，则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式，反之则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式；
A4.3a：如果V 1ref ≥ 0.45V Busmax，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式，否则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式。
本实施例中V 1ref的计算公式为：
Figure 227409DEST_PATH_IMAGE011
实施例十三：
本实例中A5可以具体采用如下步骤：
A5.1：读取当前整流电路的工作模式与可控功率管的导通角，当前导通角为0时，跳转步骤A5.2；当前导通角大于零时，跳转步骤A5.3；
A5.2：比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值的大小，若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则通过所述载侧调节器将所述整流电路切换到双桥臂工作模式；若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于双桥臂工作模式，则维持当前整流桥工作模式不变；
A5.3：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载决定是否进行模式切换，具体为：
如果当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则不进行模式切换；
如果当前整流电路工作于双桥臂工作模式，计算当前整流电路输入侧的等效负载，如果等效负载的实部小于ε2/π2 R L ，则通过所述载侧调节器将所述整流电路切换到单桥臂工作模式，其中R L 为当前负载两端的电压与负载充电电流的比值，ε为常系数，取值区间为0.8-1.2。
可以理解的是，本实施例中载侧调节器对整流电路中可控开关管导通角的控制使得系统满足电压或电流或功率传输需求，源侧调节器与逆变模式控制器的控制使得系统能量传输效率得到优化。对于直流母线电压与逆变电路工作模式的控制属于周期性循环控制，需要不断调整直流母线电压与逆变电路的工作模式，直到寻找到系统的最优效率。对于整流电路工作模式的控制也属于周期性循环控制，为避免控制紊乱，对于整流电路工作模式的调节周期应大于直流母线电压与逆变电路工作模式控制的控制周期。
实施例十四：仿真验证：
为验证本发明的可行性，利用saber仿真软件进行了仿真验证，仿真所用补偿拓扑为附图11所示的双边LCC补偿拓扑。仿真所用谐振单元参数如表1所示。
表1仿真所用谐振元件参数
Figure 762165DEST_PATH_IMAGE012
本仿真实例中，设置母线电压调节范围为680V-900V，即V Busmin = 680V、V Busmax =900V。负载电池电压变化范围为540V~650V，耦合系数变化范围为0.097~0.219。附图23、附图24给出了本发明的无线电能传输装置在三类功率等级WPT1 (3.7kW)、WPT2 (7.7kW)、WPT3 (11kW)下的传输效率，其中附图23为谐振单元的AC/AC传输效率，附图24为直流母线到负载的DC/DC传输效率。可以看到，本发明的无线电能传输装置能够满足三类功率等级的互操作需求，在宽耦合系数、负载电池电压变化范围内，均能够满足功率传输需求。同时，在互操作工况下，系统的直流传输效率均保持在90%以上。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (13)

1.一种提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，具体控制步骤包括：
A1：按照启动的应用模式，控制功率因数校正电路的工作模式；
A2：调节整流电路中的可控开关管的导通角，以使滤波电路的输出电压或电流或功率追踪设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；
A3：实时获取谐振单元效率最优所需的输入电压基波有效值，和当前谐振单元输入电压基波有效值，根据两者与功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值和最小值间的关系，选择逆变电路的工作模式，并利用逆变模式控制器进行切换；
A4：确定功率因数校正电路直流输出电压的基准值，采集功率因数校正电路的直流输出电压，与直流输出电压基准值比较，得到的差值经PI调节器控制功率因数校正电路；
A5：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载关系，切换整流电路的工作模式，并利用载侧调节器进行切换；
A6：重复以上A1-A5；
所述A3步骤具体包括：
A3.1：逆变模式控制器根据当前系统工作状态通过实时计算或查离线表得到效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值V 1，opt；
A3.2：比较V 1，opt与当前谐振单元输入电压基波有效值V 1，如果V 1，opt= V 1，则跳转到步骤A3.5；如果V 1，opt ≠ V 1，则跳转到步骤A3.3；
A3.3：计算0.9V Busmin与0.45V Busmax，并比较二者大小，V Busmax为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值，V Busmin为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最小值；如果0.9V Busmin大于0.45V Busmax，则跳转步骤A3.4，否则跳转步骤A3.5；
A3.4：如果V 1，opt ≥ 0.9V Busmin，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式；如果V 1，opt≤ 0.45V Busmax，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式；如果0.45V Busmax≤ V 1，opt≤ 0.9V Busmin，比较V 1，opt与(0.9V Busmin+0.45V Busmax)/2的大小，如果V 1，opt≥(0.9V Busmin+0.45V Busmax)/2，则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式，反之则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式；
A3.5：如果V 1，opt ≥ 0.45V Busmax，通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于双桥臂工作模式，否则通过所述逆变模式控制器控制逆变电路的工作于单桥臂工作模式。
2.根据权利要求1所述的提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，其特征在于，所述步骤A3与步骤A4的执行顺序可以调换。
3.根据权利要求1所述的提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，其特征在于，所述步骤A1中，当负载所需功率量级大于6.6kW时，所述功率因数校正电路工作于三相模式；当负载所需功率量级小于等于6.6kW时，所述功率因数校正电路工作于单相或三相模式。
4.根据权利要求1所述的提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括步骤A0，在系统启动前先预选择所述逆变电路与整流电路的工作模式，具体为：
A01：载端调节器将负载所需功率量级P ot ，通过无线的方式传送至源端调节器或逆变模式控制器；
A02：比较负载所需功率量级P ot 与非接触变压器原边绕组所能传输的最大功率量级P imax，根据比较结果选择逆变电路与整流电路的初始工作模式，具体为：
当P ot ≥ 0.5P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于双桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于双桥臂模式；
当0.3P imax<P ot < 0.5P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于单桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于双桥臂模式；
当P ot ≤ 0.3P imax时，所述逆变模式控制器控制逆变电路工作于单桥臂模式；所述载侧调节器控制整流电路工作于单桥臂模式。
5.根据权利要求1所述的提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，其特征在于，所述步骤A2具体为：
实时测量所述滤波电路的直流输出电流或输出电压或输出功率，载侧调节器比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，并根据差值调节整流电路可控功率管的导通角，直至测量的电压或电流或功率等于设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；若可控功率管的导通角减小至零，测量的电压或电流或功率仍小于设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，则判断是否需要进行整流电路的模式切换。
6.根据权利要求1-5之一所述的提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，其中步骤A3.1中，效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值V 1，opt可通过实时计算确定，其中实时计算的分析步骤如下：
步骤A3.1.1a：计算出所述无线电能传输装置谐振单元的能量传输效率，通过能量传输效率公式确定线圈损耗最小时，流过非接触变压器原边绕组的电流有效值I p 与流过副边绕组的电流有效值I s 间的比例关系为I p /I s =1/β，其中β为常系数；
步骤A3.1.2a：采集当前流过变压器原边绕组的电流有效值I p 与流过副边绕组的电流有效值I s ，计算测量值的比值I p /I s ，记为α；
步骤A3.1.3a：采集当前逆变电路输入的直流母线电压V Bus，根据逆变电路当前的工作模式，计算出效率最优所需的谐振单元输入电压有效值
Figure 45498DEST_PATH_IMAGE001
；其中x为常系数。
7.根据权利要求6所述的提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，其特征在于，所述步骤A4包括如下步骤：
步骤A4.1：确定功率因数校正电路直流输出电压的初始基准值V Busref，ini；具体为：
对于逆变电路为双桥臂工作模式工况，设定V Busref，ini为V 1，opt/0.9；对于逆变电路为单桥臂工作模式工况，设定V Busref，ini为V 1，opt/0.45；
步骤A4.2：通过比较初始基准值V Busref，ini与V Busmax、V Busmin的大小，确定功率因数校正电路直流输出电压的基准值V Busref，具体为：
如果V Busref，ini≥VBusmax，设定V Busref为V Busmax；如果V Busmin≤ V Busref，ini≤ V Busmax，设定V Busref为V Busref，ini；如果V Busref，ini≤ V Busmin，设定V Busref为V Busmin；其中V Busmax为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值，V Busmin为设定的所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最小值；
步骤A4.3：采集所述功率因数校正电路的直流输出电压，源侧调节器比较测量的电压与设定的电压基准值V Busref，得到的差值经PI调节器后控制功率因数校正电路。
8.根据权利要求7所述的提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，其特征在于，所述步骤A5包括如下步骤：
A5.1：读取当前整流电路的工作模式与可控功率管的导通角，当前导通角为0时，跳转步骤A5.2；当前导通角大于零时，跳转步骤A5.3；
A5.2：比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值的大小，若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则通过所述载侧调节器将所述整流电路切换到双桥臂工作模式；若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于双桥臂工作模式，则维持当前整流电路工作模式不变；
A5.3：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载决定是否进行模式切换，具体为：
如果当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则不进行模式切换；
如果当前整流电路工作于双桥臂工作模式，计算当前整流电路输入侧的等效负载，如果等效负载的实部小于ε2/π2 R L ，则通过所述载侧调节器将所述整流电路切换到单桥臂工作模式，其中R L 为当前负载两端的电压与负载充电电流的比值，ε为常系数，取值区间为0.8-1.2。
9.根据权利要求1所述的提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，其特征在于，
所述逆变模式控制器采用移相变占空比的方式，实现逆变电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间的软切换；
所述载侧调节器采用变占空比的方式，实现整流电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间的软切换。
10.基于权利要求1所述方法的提升系统互操作性的无线电能传输装置，该装置包括：依次级联的功率因数校正电路(101)、逆变电路(102)、谐振单元(103)、整流电路(104)、滤波电路(105)与负载(106)，其特征在于，还包括源侧调节器、逆变模式控制器与载侧调节器，其中：
所述功率因数校正电路，用于将电网交流电变换为直流电，输出给所述逆变电路；
所述逆变电路，用于将功率因数校正电路输出的直流电转换为高频交流电，包括两个桥臂；
所述整流电路，用于将高频交流电转换为直流电，包括两个桥臂；
所述谐振单元，包括原边补偿网络、非接触变压器与副边补偿网络，所述谐振单元的两个输入端分别连接所述逆变电路的两个桥臂中点，两个输出端分别连接所述整流电路的两个桥臂中点；
所述源侧调节器，用于调节所述功率因数校正电路的输出直流母线电压和/或电流幅值；
所述逆变模式控制器，用于控制所述逆变电路在单桥臂与双桥臂两个工作模式间切换；
所述载侧调节器，用于控制所述整流电路在单桥臂与双桥臂两个工作模式间切换，同时用于控制所述整流电路中的可控开关管，来调节所述谐振单元的等效负载电阻，或调节负载电路接收到的电压或电流幅值；
所述源侧调节器、逆变模式控制器与载侧调节器协同控制，使电路满足无线电能传输系统的互操作需求。
11.根据权利要求10所述的提升系统互操作性的无线电能传输装置，其特征在于，所述功率因数校正电路(101)采用单相和三相兼容的AC/DC电路，所述源侧调节器用于控制功率因数校正电路在单相与三相模式间切换；在单相模式时控制所述功率因数校正电路连接单相交流电，在三相模式时控制所述功率因数校正电路连接三相交流电；所述功率因数校正电路工作于单相模式或者三相模式时，输出的母线电压均高于550V。
12.根据权利要求10所述的提升系统互操作性的无线电能传输装置，其特征在于，所述负载的功率量级分为WPT1、WPT2、WPT3三档，WPT3档为互操作要求的最大传输功率量级P omax。
13.根据权利要求10-12之一所述的提升系统互操作性的无线电能传输装置，其特征在于，谐振单元中的原边补偿网络采用LCC补偿，包括补偿电感L f1 、补偿电容C 1、补偿电容C p1，副边补偿网络也采用LCC补偿，包括补偿电感L f2与补偿电容C 2与补偿电容C s1，其中补偿电感L f1、补偿电容C p1与非接触变压器原边绕组L 1依次连接，补偿电容C 1并联在原边绕组L p 与补偿电容C p1串联支路的两端，非接触变压器的副边绕组L s 与补偿电容C s1、补偿电感L f2依次连接，补偿电容C 2并联在副边绕组L s 与补偿电容C s1串联支路的两端，谐振元件参数满足如下表达式：
Figure 493797DEST_PATH_IMAGE002
其中，ω为工作角频率，P omax为互操作要求的最大传输功率量级，V batmin为负载端电压设定的最小值，V Busmax为所述功率因数校正电路输出直流母线电压的最大值，M min为非接触变压器原副边绕组间互感最小值。
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