CN113726132B - 一种控制导通时间变化的反激式转换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种控制导通时间变化的反激式转换器，属于转换电路技术领域。该反激式转换器包含一初级侧和一次级侧，初级侧包含一栅极开关串联一初级线圈耦合到反激式转换器的输入，栅极开关的栅极接收一栅极控制信号，控制初级线圈的电流的导通；次级侧包含一次级线圈耦合反激式转换器的输出端以连接一输出负载；当栅极开关的工作频率在预设定的第一开关频率和第二开关频率之间的范围内时，栅极开关的导通时间连续变化以响应输出负载的变化；当栅极开关的工作频率高于第一开关频率时，栅极开关的导通时间固定；第一开关频率高于第二开关频率。上述技术方案的有益效果是：控制导通时间呈线性变化，避免在对导通时间进行调整时产生过大的输出电压波纹，从而提升电路效率。

Description

一种控制导通时间变化的反激式转换器

技术领域

本发明涉及转换电路技术领域，尤其涉及一种控制导通时间变化的反激式转换器。

背景技术

反激式转换器(Flyback Converter)属于开关电源中的一种，反激式转换器可以在输入级和输出级之间提供绝缘隔离，因此被广泛应用在交流转直流(AC/DC)的电流切换场景中。

反激式转换器的工作过程主要分为两个阶段，即开关闭合导通阶段和开关断开阶段。

在开关闭合导通阶段，反激式转换器的变压器初级侧的初级线圈(Primary Coil)被直接连接在输入电压上，初级线圈中的电流和变压器磁芯中的磁场增加，在磁芯中储存能量。此时在变压器次级侧的次级线圈(Secondary Coil)中产生的电压是反向的，因此使得二极管处于反偏状态而不能导通。此时，由次级线圈侧的电容向负载提供电压和电流。

在开关断开阶段，初级线圈中的电流为0，同时磁芯中的磁场开始下降。此时在次级线圈上感应出正向电压，次级线圈侧的二极管处于正偏状态而被导通，导通的电流流入次级线圈侧的电容和负载中，也就是磁芯中存储的能量被转移至电容和负载中。

上述两个阶段循环执行，从而构成了反激式转换器的整个工作过程。

现有技术中，应用于AC/DC场景中的反激式转换器，其结构通常如图1中所述，初级侧的控制器1(Primary Controller)主要负责控制栅极开关的导通和断开。次级侧的控制器2(Secondary Controller)主要负责导通时间T_ON的计算以及导通/断开指令的发送，初级侧的控制器1和次级侧的控制器2之间通过隔离器3(Isolator)传输信号。在如图1中所示的电路中，次级侧的控制器2通过一路线路向初级侧控制器1传输开关导通的指令信号，以及通过另一路线路向初级侧的控制器1传输开关断开的指令信号。

在现有的反激式转换器中，固定导通时间(Constant ON Time,COT)的控制方式中，反激式转换器的栅极开关的开关频率通常取决于其次级侧的输出负载，当输出负载降低，那么开关频率就相应降低，反之亦然。当开关频率降低至人耳可听的声音频率范围(20Hz～20kHz)时，就会产生人耳可听见的音频噪声，从而干扰到用户的产品正常使用。

为了解决上述在低负载运行时因开关频率过低导致的音频噪声现象，如图2-3中所示，现有技术中通常在负载降低时，会在开关频率降低至可听频率范围的上限时(f_{s_TON_EN}，降低开关导通时间的启动频率)，对导通时间进行调整，使其尽量缩短，使得变压器的磁通量密度充分降低，从而提升开关频率来避免音频噪声。并且，在从无负载进行加载时，从小的开关导通时间开始，在开关频率提升接近降低开关导通时间的解除频率(f_{s_TON_DIS})时，对导通时间进行调整，在保持开关频率高于可听频率范围的上限时，使导通时间尽量延长，以提高效率。具体地，输出负载为无负载时，开关导通时间设定为最短的第三阶开关导通时间降低准位(T_{ONR_3})。如图3中所示，随着输出负载逐渐增加并在转换为稍长的第二阶开关导通时间降低准位(T_{ONR_2})之前，开关频率接近于降低开关导通时间的解除频率(f_{s_TON_DIS})。随着输出负载逐渐增加，开关导通时间转换为更长的第一阶开关导通时间降低准位(T_{ONR_1})并最终转换为最长的正常输出负载开关导通时间T_ON。相应地，如图2中所示，输出负载由重载下调至卸载的过程，也经过多次相反的开关导通时间转换，以减少开关导通时间，提高开关频率。在典型设计案例中，开关导通时间降低准位分别为原始固定开关导通时间的80％,64％与50％。在低输出负载连续变化过程中，开关导通时间的变化不是连续可变的，而是跳跃变化的。现有技术中，当开关频率降低至可听频率范围的上限之前，导通时间通常保持不变(即维持在初始水平)，这样在调整时会因为输出功率过大而产生明显的输出电压波纹。输出负载由重载下调且在同一个负载下的频率为略高于降低开关导通时间的启动频率(f_{s_TON_EN})。上述两种变化状况相比较，当输出负载从无负载开始增加，并且维持在一定的导通时间降低准位上时，会导致较高的开关频率以及较低的电路效率(比较图2和图3中的A、B和C区域)。

发明内容

根据现有技术中存在的上述问题，现提供一种控制导通时间变化的反激式转换器的技术方案，旨在通过低负载时调整开关切换周期控制的参考电压来控制导通时间呈连续线性变化，避免在对导通时间进行突然调整时产生过大的输出电压波纹，从而提升电路效率。

上述技术方案包括：

一种反激式转换器，包含一初级侧和一次级侧，所述的初级侧包含一初级线圈连接一栅极开关耦合所述反激式转换器的输入，所述栅极开关的一栅极接收一栅极控制信号，控制初级线圈电流的导通；

所述的次级侧包含一次级线圈耦合所述反激式转换器的输出端以连接一负载；

其中，当栅极开关工作在预设定的第一开关频率和第二开关频率范围，栅极开关的导通时间连续变化以响应输出负载的变化，当栅极开关工作在高于第一开关频率范围，栅极开关的导通时间固定；其中，第一开关频率高于第二开关频率。

优选的，所述导通时间随开关切换周期呈线性变化。

所述的反激式转换器，还包括一导通调整单元，该导通调整单元接收栅极控制信号，并输出一参考电压以调整栅极开关的导通时间。

其中，所述的导通调整单元包括一充放电模块，所述充放电模块接收栅极控制信号，并输出一电压与栅极开关的切换周期正相关。

其中，所述的导通调整单元还包括一电压放大模块，接收所述充放电模块的输出电压，输出所述的参考电压，与所述的充放电模块输出的电压负相关。

上述技术另一方案包括：

一种控制导通时间变化的反激式转换器，所述反激式转换器的初级侧和次级侧分别设置一控制器；

其中，采用其中一个所述控制器作为主控制器以控制所述反激式转换器的栅极开关的导通时间；

所述主控制器包括一输入单元和一比较单元；

所述输入单元的输入端接收所述反激式转换器的一个检测信号，输出端连接所述比较单元的正向比较端；

所述比较单元的反向比较端连接一参考电压端，所述比较单元用于根据所述正向比较端和所述反向比较端的电压比较结果输出一导通控制信号来控制所述反激式转换器的栅极开关的导通时间；

所述反激式转换器还包括一导通调整单元，该导通调整单元接收栅极控制信号，并输出一参考电压连接所述参考电压端，所述参考电压与所述栅极开关的切换周期负相关，通过调整所述参考电压端的参考电压的方式对所述栅极开关的导通时间进行调整。

在一优选实施例中，所述导通调整单元包括一充放电模块以及一电压放大模块，所述充放电模块的输入端连接所述栅极开关的栅极，所述充放电模块的输出端连接所述电压放大模块的输入端，所述电压放大模块的输出端连接所述参考电压端；

所述充放电模块被配置为根据所述栅极开关的栅极控制信号进行充放电操作，以使所述充放电模块的输出电压与所述栅极开关的切换周期正相关；

于所述电压放大模块中设置一分压电阻，所述分压电阻被配置为使得所述电压放大模块输出至所述参考电压端的参考电压与所述充放电模块的输出电压负相关。

优选的，该反激式转换器，其中，所述充放电模块包括：

升缘触发器，所述升缘触发器的输入端作为所述充放电模块的输入端，所述升缘触发器的输出端连接至一第一节点，所述升缘触发器用于检测所述栅极控制信号的上升沿并输出一第一脉冲信号；

降缘触发器，所述降缘触发器的输入端连接所述第一节点，所述降缘触发器的输出端连接一第一开关的控制端，所述降缘触发器用于检测所述升缘触发器输出的所述第一脉冲信号的下降沿并输出一第二脉冲信号，所述第一开关根据所述第二脉冲信号控制一外部的恒定电流源与接地端之间的第一充放电支路的通断；

第一电容，所述第一电容连接在一第二节点与所述接地端之间，所述第二节点还接入所述恒定电流源的输出端，所述恒定电流源和所述第一电容组成一常通的第二充放电支路，所述第一充放电支路和所述第二充放电支路并联；

第二开关，所述第二开关的控制端接入所述第一节点，所述第二开关根据所述第一脉冲信号控制所述第二节点和所述充放电模块的输出端之间的通断；

第二电容，所述第二电容连接在所述充放电模块的输出端与所述接地端之间。

优选的，该反激式转换器，其中，所述充放电模块还包括：

单位增益放大器，所述单位增益放大器被配置在所述第二节点和所述第二开关之间，所述单位增益放大器的正向输入端连接所述第二节点，输出端连接所述第二开关。

优选的，该反激式转换器，其中，所述电压放大模块包括：

转换器，所述转换器的输入端作为所述电压放大模块的输入端，所述转换器的输出端通过一第三节点连接所述电压放大模块的输出端，所述转换器用于将所述电压放大模块的输入电压放大一第一预设倍数后形成输出电流；

电流镜，所述电流镜的输入端连接所述第三节点，所述电流镜的输出端连接一第四节点，所述电流镜用于将输入电流放大一第二预定倍数后输出；

所述分压电阻的一端接入所述第四节点。

优选的，该反激式转换器，其中，所述电压放大模块还包括：

补偿电流控制器，所述补偿电流控制器连接在所述第三节点和接地端之间，用于提供一预设的补偿电流。

优选的，该反激式转换器，其中，于所述分压电阻远离所述第四节点的第一侧接入一第一钳位电路，以将所述分压电阻的所述第一侧的电压钳制在一第一预设电压；以及

于所述分压电阻靠近所述第四节点的第二侧接入一第二钳位电路，以将所述分压电阻的所述第二侧的电压钳制在一第二预设电压；

所述第一预设电压高于所述第二预设电压。

优选的，该反激式转换器，其中，将所述反激式转换器的初级侧的控制器作为所述主控制器；

所述反激式转换器的初级侧的初级线圈的一端连接所述反激式转换器的输入端，另一端连接所述栅极开关的漏极，所述栅极开关的栅极连接所述主控制器；

所述反激式转换器的次级侧的次级线圈耦合所述反激式转换器的输出端，所述次级侧的控制器耦合到所述次级侧并根据所述反激式转换器的输出端的输出产生一第一控制信号；

所述主控制器通过一隔离器与所述次级侧的控制器连接；

所述主控制器包括：

接收单元，通过所述隔离器与所述次级侧的控制器连接，并通过所述隔离器接收所述次级侧的控制器产生的所述第一控制信号，所述接收单元输出所述第一控制信号作为导通触发信号；

驱动单元，耦合接收所述第一控制信号，并输出一栅极控制信号控制所述栅极开关导通；

控制单元，接收所述驱动单元输出的所述栅极控制信号，并在一固定导通时间之后，输出一第二控制信号耦合到所述驱动单元，作为断开触发信号，触发所述驱动单元输出一栅极控制信号控制所述栅极开关断开。

优选的，该反激式转换器，其中，所述控制单元的第一输入端连接一第一电压端，所述控制单元的第二输入端连接所述栅极开关的栅极，所述控制单元根据所述第一电压端的第一电压以及所述栅极开关的栅极电压处理得到所述第二控制信号，所述第一电压端的第一电压与所述反激式转换器的输入端的输入电压成比例相关。

优选的，该反激式转换器，其中，所述主控制器还包括一触发器，所述控制单元的输出端连接所述触发器的置零端，所述接收单元的输出端连接所述触发器的置位端，所述触发器的输出端通过所述驱动单元连接至所述栅极开关的栅极；

当所述接收单元向所述触发器的置位端输出所述第一控制信号时，所述驱动单元驱动所述栅极开关导通；以及

当所述控制单元向所述触发器的置零端输出所述第二控制信号时，所述驱动单元驱动所述栅极开关断开；

当所述栅极开关导通时，所述控制单元根据所述第一电压处理得到并输出所述第二控制信号；以及

当所述栅极开关断开时，所述控制单元不输出所述第二控制信号。

优选的，该反激式转换器，其中，所述反激式转换器工作于断续模式下；

所述控制单元进一步包括：

第一放大模块，所述第一放大模块的输入端连接所述第一电压端，所述第一放大模块的输出端通过一第五节点连接一第一比较器的正向输入端，所述第一放大模块用于将流经所述第一放大模块的电流或电压放大一第三预定倍数输出；

第一场效应管，所述第一场效应管的栅极通过一反向器连接所述栅极开关的栅极，所述第一场效应管的漏极通过所述第五节点连接所述第一比较器的正向输入端，所述第一场效应管的源极接地；

第三电容，所述第三电容的一端通过所述第五节点连接所述第一比较器的正向输入端，另一端接地；

第一参考端，所述第一参考端连接所述第一比较器的反向输入端，用于提供一参考电压；

所述第一比较器的输出端连接所述控制单元的输出端；

当所述第一比较器的正向输入端的电压值大于所述参考电压时，所述第一比较器的输出端输出所述第二控制信号；

所述第一放大模块、所述第一场效应管和所述第三电容形成所述主控制器的所述输入单元；

所述第一比较器形成所述主控制器的所述比较单元。

优选的，该反激式转换器，其中，将所述反激式转换器的次级侧的控制器作为所述主控制器；

所述反激式转换器的初级侧的初级线圈的一端连接所述反激式转换器的输入端，另一端连接所述栅极开关的漏极，所述栅极开关的栅极连接所述初级侧的控制器；

所述反激式转换器的次级侧的次级线圈耦合所述反激式转换器的输出端，所述主控制器耦合到所述次级侧，并通过一隔离器与所述初级侧的控制器连接；

所述主控制器包括：

接收模块，所述接收模块的输入端通过一检测电阻连接所述次级线圈，用于检测所述次级线圈的电流；

第二放大模块，所述第二放大模块的输入端连接所述接收模块的输出端，用于将所述接收模块输出的电流放大一第四预定倍数输出；

第二场效应管，所述第二场效应管的栅极通过一反向器连接所述栅极开关的栅极，所述第二场效应管的漏极通过一第六节点连接所述第二比较器的正向输入端，所述第二场效应管的源极接地；

第四电容，所述第四电容的一端通过所述第六节点连接所述第二比较器的正向输入端，另一端接地；

第二参考端，所述第二参考端连接所述第二比较器的反向输入端，用于接收所述的参考电压；

所述第二比较器的输出端连接所述主控制器的输出端；

当所述第二比较器的正向输入端的电压值大于所述参考电压时，所述第二比较器的输出端输出所述导通控制信号；

所述主控制器输出的所述导通控制信号经由所述隔离器被传输至所述初级侧的控制器，以供所述初级侧的控制器对所述栅极开关进行导通控制。

所述第二放大模块、所述第二场效应管和所述第四电容形成所述主控制器的所述输入单元；

所述第二比较器形成所述主控制器的所述比较单元。

优选的，该反激式转换器，其中，所述接收模块包括一采样保持电路，所述采样保持电路的输入端连接所述检测电阻，输出端连接所述第二放大模块的输入端。

上述技术方案的有益效果为：通过调整开关切换周期控制的参考电压来控制导通时间随开关切换周期呈线性变化，避免在对导通时间进行突然调整时产生过大的输出电压波纹，从而提升电路效率。

附图说明

图1是反激式转换器的电路结构示意图；

图2-3是现有技术中的反激式转换器在进行导通时间调整时的输出负载与开关频率的曲线关系图；

图4是本发明中的反激式转换器中的导通调整单元的电路结构示意图；

图5是本发明中的反激式转换器的导通调整单元的电路信号波形时序示意图；

图6是本发明中的反激式转换器的导通调整单元对导通时间进行调整的变化率示意图；

图7是本发明的实施例一中，将反激式转换器的次级侧的控制器作为主控制器时，该次级侧的控制器的电路结构示意图；

图8是本发明的实施例二中，将反激式转换器的初级侧的控制器作为主控制器时，该反激式转换器的总体电路框图；

图9-23是本发明的实施例二中，反激式转换器的初级侧的控制器的多种不同的电路结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

本发明中，基于现有技术中存在的上述问题，现提供一种控制导通时间变化的反激式转换器，该反激式转换器的结构可以类似如图1中所示，包含初级侧和次级侧，初级侧包含初级线圈连接栅极开关耦合反激式转换器的输入；次级侧包含次级线圈耦合反激式转换器的输出负载。包括在初级侧设置的控制器1以及在次级侧设置的控制器2。采用其中一个控制器作为该反激式转换器的主控制器，即该反激式转换器可以由初级侧的控制器1进行栅极开关的导通控制，也可以由次级侧的控制器2进行栅极开关的导通控制。当栅极开关工作频率在预设定的第一开关频率和第二开关频率范围，该主控制器控制所述反激式转换器的栅极开关的导通时间连续变化以响应输出负载的变化，当栅极开关工作频率在高于第一开关频率范围，该主控制器控制所述反激式转换器的栅极开关的导通时间固定；其中，第一开关频率高于第二开关频率。优选的，所述导通时间随开关切换周期呈线性变化，所述开关切换周期是栅极开关工作频率的倒数。

本发明中，上述主控制器可以具有一输入单元和一比较单元，输入单元的输入端接收反激式转换器的一个检测信号，输出端连接比较单元的正向比较端；

比较单元的反向比较端连接一参考电压端，比较单元用于根据正向比较端和反向比较端的电压比较结果输出一导通控制信号来控制反激式转换器的栅极开关的导通时间；

反激式转换器还包括一导通调整单元，该导通调整单元接收栅极控制信号，并输出一参考电压连接比较单元的反向比较端，以调整栅极开关的导通时间，该参考电压与栅极开关的切换周期负相关。在一优选实施例中，该导通调整单元如图4中所示，包括一充放电模块41以及一电压放大模块42，充放电模块41的输入端连接栅极开关的栅极，即接入栅极控制信号TON。充放电模块41的输出端连接电压放大模块42的输入端。电压放大模块42的输出端连接参考电压端，用以输出参考电压V_{REF_ON}；

充放电模块41被配置为根据栅极开关的栅极控制信号TON进行充放电操作，以使充放电模块41的输出电压与栅极开关的切换周期正相关；

于电压放大模块42中设置一分压电阻R_DP，分压电阻R_DP被配置为使得电压放大模块42输出至参考电压端的参考电压V_{REF_ON}与充放电模块41的输出电压负相关，通过调整参考电压端的参考电压V_{REF_ON}的方式对栅极开关的导通时间进行调整。

进一步地，本发明的较佳的实施例中，充放电模块41包括：

升缘触发器P-Trig，升缘触发器P-Trig的输入端作为充放电模块41的输入端，升缘触发器P-Trig的输出端连接至一第一节点D1，升缘触发器P-Trig用于检测栅极控制信号TON的上升沿并输出一第一脉冲信号；

降缘触发器N-Trig，降缘触发器N-Trig的输入端连接第一节点D1，降缘触发器N-Trig的输出端连接一第一开关S1的控制端，降缘触发器N-Trig用于检测升缘触发器P-Trig输出的第一脉冲信号的下降沿并输出一第二脉冲信号，第一开关S1根据第二脉冲信号控制一外部的恒定电流源与接地端之间的第一充放电支路的通断；

第一电容C1，第一电容C1连接在一第二节点D2与接地端之间，第二节点D2还接入恒定电流源的输出端，恒定电流源和第一电容C1组成一常通的第二充放电支路，该第一充放电支路和第二充放电支路并联；

第二开关S2，第二开关S2的控制端接入第一节点D1，第二开关S2根据第一脉冲信号控制第二节点D2和充放电模块的输出端之间的通断；

第二电容C2，第二电容C2连接在充放电模块41的输出端与接地端之间。

电压放大模块42包括：

转换器421，转换器421的输入端作为电压放大模块42的输入端，转换器421的输出端通过一第三节点D3连接电压放大模块42的输出端，转换器421用于将电压放大模块42的输入电压放大一第一预设倍数K后形成输出电流；

电流镜422，电流镜422的输入端连接第三节点D3，电流镜的输出端连接一第四节点D4，电流镜422用于将输入电流放大一第二预定倍数M后输出；

分压电阻R_DP的一端接入第四节点D4。

上述导通调整单元的各电路信号的波形时序变化如图5中所示，在初始状态下，恒定电流源(1nA-100μA，优选为100nA)通过常通的第二充放电支路持续向第一电容C1(0.1pF-100pF，优选为2pF)充电，使得第一电容C1中储存的电量持续上升。而当升缘触发器P-Trig检测到栅极控制信号的上升沿时(即栅极开关接收到控制信号并被导通时)，升缘触发器P-Trig输出一个第一脉冲信号，该第一脉冲信号为一个瞬时的触发信号，以控制第二开关S2瞬时导通，从而使得第一电容C1经一单位增益放大器411(unity-gain amplifier)开始向第二电容C2(0.1pF-100pF，优选为1pF)充电，在第一电容C1向第二电容充电C2充电的过程中，基于采样保持的原理，流经第二开关S2的电压V_SH与第一电容C1的电压相等。

当降缘触发器N-Trig检测到第一脉冲信号的下降沿(即此时第一脉冲信号已为低电平信号)时，该降缘触发器N-Trig输出一个第二脉冲信号(高电平信号)，以导通上述第一开关S1，从而导通上述第一充放电支路。该第一充放电支路被导通后，第一电容C1的电压被放电至低准位。如图5中所示，由于栅极开关的开关切换周期T_S3＞T_S2＞T_S1，因此图5中的V_SH不断上升。

上述第二开关S2连接一转换器421，该转换器421为电压转电流的转换器(V-to-IConverter)，即将V_SH转换成第一预定倍数(K倍)的电流并输出，该第一预定倍数K可以被表示为：

其中I_O用于表示上述转换器421的输出电流，V_I用于表示上述转换器421的输入电压。该第一预定倍数K的取值范围可以为0.1μA/V-50μA/V，优选地为2μA/V。

经过转换器421被转换并放大K倍的输出电流流经电流镜422后被放大第二预定倍数M倍后再输出至电压放大模块42的输出端，作为输入至比较单元的反向端的参考电压V_{REF_ON}。上述第二预定倍数M默认被设置为1，可被选择的数值范围为0.01-100。

本实施例中，由于第四节点D4上还接入一分压电阻R_DP，因此导致最终输出的参考电压V_{REF_ON}与流经第二开关S2的电压V_SH成负相关，即当电压V_SH上升时，输出的参考电压V_{REF_ON}下降。

综合上述导通调整单元的电路构成和工作原理，并结合图5中的波形随时序变化的示意图可以看到，最终输出的参考电压V_{REF_ON}的变化与开关切换周期存在一定联系，即开关切换周期越长，反激式转换器的开关频率就越低，第一电容C1的充电时间就越长，放电时流经第二开关S2的电压V_SH就越高，则输出的参考电压V_{REF_ON}就越低，最终反馈到主控制器来对栅极开关的导通时间进行调整。

进一步地，本发明的较佳的实施例中，仍然如图4中所示，电压放大模块还包括：

补偿电流控制器423，补偿电流控制器423连接在第三节点D3和接地端之间，用于提供一预设的补偿电流I_offset。

并且：

于分压电阻R_DP远离第四节点D4的第一侧接入一第一钳位电路424，以将分压电阻R_DP的第一侧的电压钳制在一第一预设电压V_C1(0.2V-5V，优选为2V)；以及

于分压电阻R_DP靠近第四节点D4的第二侧接入一第二钳位电路425，以将分压电阻R_DP的第二侧的电压钳制在一第二预设电压V_C2(0.1V-2.5V，优选为1V)；

上述第一预设电压高于第二预设电压。

具体地，设定第一钳位电路424的目的是将分压电阻两侧的电压的最高值钳制在该第一钳位电路424所对应的第一预设电压，即该分压电阻的电压最高只能上升到该第一预设电压。同样地，设定第二钳位电路425的目的是将分压电阻两侧的电压的最低值钳制在该第二钳位电路425所对应的第二预设电压，即该分压电阻的电压最低只能下降到该第二预设电压。换言之，通过上述第一钳位电路424和第二钳位电路425将分压电阻R_DP两侧的电压限制在第一预设电压V_C1和第二预设电压V_C2之间，从而限定了参考电压V_{REF_ON}在第一预设电压V_C1和第二预设电压V_C2之间的变化，进而限定了反激式转换器的开关导通时间变化的上限和下限。也就是说，上述第一钳位电路424和第二钳位电路425的设置是为了反激式转换器的开关导通时间的变化范围要求来设定的。具体地，上述第一预设电压V_C1用于限定上述第一开关频率工作时的导通时间，也就是栅极开关的最长导通时间；相应地，上述第二预设电压V_C2用于限定上述第二开关频率工作时的导通时间，也就是栅极开关的最短导通时间。

本发明中，以上述第一预设电压为2V，上述第二预设电压为1V，恒定电流源I＝100nA，第一电容C1＝2pF，第二电容C2＝1pF，第一预设倍数K为2μA/V，第二预设倍数M为1，补偿电流I_OFFSET＝1μA这些优选的电路参数作为示例形成上述导通调整单元，则参照图6中的导通时间变化率的线性曲线(变化率为当前的导通时间与初始的导通时间的比值)可以看到，经过上述导通调整单元的导通时间控制，使得反激式转换器的导通时间呈现线性变化的状态，并且导通时间变化率的最高值不超过1(由第一钳位电路424决定)，最低不低于0.5(由第二钳位电路425决定)。具体地，初始导通时间正比于第一钳位电路的第一预设电压(2V)。当开关切换周期T_S小于10μs(相当于第一开关频率100KHz)时，流入电流镜422的电流I1＝0，此时连接分压电阻的第四节点D4的电压被钳制在电压上限2V，因此此时的变化率为2V/2V＝1，导通时间为T_ON。而当开关切换周期T_S大于50μs(相当于第二开关频率20KHz)时，第一预设电压与M*I1*R_DP的差值小于第二预设电压，此时上述第四节点D4的电压被钳制在电压下限1V，因此此时的变化率为1V/2V＝0.5，导通时间为0.5T_ON。因此，可以根据第一预设电压和第二预设电压，使得当栅极开关工作在预设定的第一开关频率和第二开关频率范围，控制反激式转换器的栅极开关的导通时间在T_ON和(V_C2/V_C1)T_ON之间连续变化以响应输出负载的变化，且当栅极开关工作在高于第一开关频率范围，控制反激式转换器的栅极开关的导通时间固定为T_ON；其中，第一开关频率高于第二开关频率。并且，可以合理选择导通调整单元中的各个电路参数，使得当栅极开关工作在预设定的第一开关频率和第二开关频率范围，导通时间随开关切换周期呈线性变化。

由于电路涉及要求的不同，上述导通调整单元中的各个电路参数的设置也会有所不同，但是基本的导通调整原理如上文中所述，即采用导通调整单元可以将反激式转换器的导通时间在设定的范围内调整为随开关切换周期呈线性变化不会产生明显的输出电压波纹。

综上所述，本发明技术方案中，反激式转换器通过位于初级侧或者次级侧的主控制器控制其栅极开关的导通。主控制器根据反激式转换器的电流和/或电压与一参考电压V_{REF_ON}进行比较，从而输出开关一导通控制信号来控制栅极开关的导通时间。

相应地，栅极控制信号会被送入导通调整单元中，导通调整单元根据栅极控制信号控制第一充电支路的通断，从而控制一恒定电流源向第一电容C1充电或者由第一电容C1向第二电容C2放电。流经第二开关S2的电压V_SH经过转换器421和电流镜422的电压-电流转换以及放大后，经由分压电阻R_DP并最终输出称为参考电压V_{REF_ON}并送入主控制器，从而使得参考电压V_{REF_ON}随着栅极开关的切换周期而调整，使得栅极开关的导通时间呈现线性变化的态势。

本发明中，基于反激式转换器中可以实现初级侧的控制器作为主控制器来对栅极开关进行导通控制，也可以实现次级侧的控制器作为主控制器来对栅极开关进行导通控制，下文中分为多个不同的实施例来分别对这两种情况下的栅极开关导通时间的线性控制进行详细描述：

实施例一：

本实施例中将讨论反激式转换器的次级侧的控制器作为主控制器的情况，这种情况是现有技术中的反激式转换器中最常见的控制方式，反激式转换器的初级侧的初级线圈的一端连接反激式转换器的输入端，另一端连接栅极开关的漏极，栅极开关的栅极连接初级侧的控制器(如图1)；

反激式转换器的次级侧的次级线圈耦合反激式转换器的输出端，主控制器耦合到次级侧，并通过一隔离器与初级侧的控制器连接；

则上述主控制器(即次级侧的控制器)如图7中所示，包括：

接收模块61，接收模块61的输入端通过一检测电阻R_DET连接次级线圈，用于检测次级线圈的电流；该接收模块61包括一采样保持电路(S/H电路，Sample/Hold)，该采样保持电路的输入端连接检测电阻R_DET，输出端连接第二放大模块62的输入端，用于将流经检测电阻R_DET的电路信号放大后输出I_DET。

第二放大模块62，第二放大模块62的输入端连接接收模块61的输出端，用于将接收模块61输出的电流放大一第四预定倍数输出；该第二放大模块62可以为一电流镜，用于将接收模块61输出的电路信号放大预设倍数K后输出形成K*I_DET。这里的K的取值范围为0.1m—10m，优选的可以取值为2m。

第二场效应管Q2，第二场效应管Q2的栅极通过一反向器接收初级侧的栅极开关的栅极控制信号，第二场效应管Q2的漏极通过一第六节点D6连接第二比较器COM2的正向输入端，第二场效应管Q2的源极接地；

第四电容C4，第四电容C4的一端通过第六节点D6连接第二比较器COM2的正向输入端，另一端接地；

第二参考端Ref2，第二参考端Ref2连接第二比较器COM2的反向输入端，用于提供一参考电压V_{REF_ON}，该参考电压V_{REF_ON}即为由导通调整单元输出的参考电压；

第二比较器COM2的输出端连接主控制器的输出端；

当第二比较器COM2的正向输入端的电压值大于参考电压V_{REF_ON}时，第二比较器的输出端输出一导通控制信号；

主控制器输出的导通控制信号经由隔离器被传输至初级侧的控制器，以供初级侧的控制器对栅极开关进行导通控制。

第二放大模块62、第二场效应管Q2和第四电容C4形成主控制器的输入单元；

第二比较器COM2形成主控制器的比较单元。

本实施例中，采用反激式转换器的次级侧的控制单元作为该反激式转换器的主控制器，该主控制器的输入端接入次级侧的线路，用于采集通过一检测电阻R_DET得到次级侧的电路信号。该次级侧的电路信号经过一采样保持电路以及一电流镜后输出电路信号K*I_DET后输入至第二比较器COM2，与导通调整单元输出的参考电压V_{REF_ON}进行比较后输出导通控制信号，并经由隔离器被传输至初级侧的控制器，以供初级侧的控制器对反激式转换器的栅极开关进行导通控制。

实施例二：

本实施例中将讨论反激式转换器的初级侧的控制器作为主控制器的情况，这种情况与现有技术中将次级侧的控制器作为主控制器的情况有所不同，因此本实施例中将详细介绍这种情况下的一些不同的处理方式。

本实施例中，该反激式转换器的大体电路框架如图8中所示，该反激式转换器的变压器的初级侧的初级线圈P的一端连接反激式转换器的输入端V_IN，另一端通过一栅极开关G接地。栅极开关的一栅极连接作为主控制器的初级侧的控制器A的输出端，接收该控制器A输出的栅极控制信号(GATE),控制栅极开关G作为所述反激式转换器开关的导通和断开。反激式转换器的变压器的次级侧的次级线圈S的一端直接或经一二极管连接反激式转换器的输出端V_O，另一端连接一次级侧参考地电位。次级侧的控制器B耦合到次级侧以获取该反激式转换器的输出信息,并产生一第一控制信号。

其中，初级侧的控制器A包括控制单元A1，接收单元A2和驱动单元A3。接收单元A2的一输入端通过一隔离器C与次级侧的控制器B连接，并通过隔离器C接收次级侧的控制器B发送的第一控制信号；接收单元A2的一输出端输出第一控制信号并耦合到驱动单元A3，作为导通触发信号(Trigger-on)以触发驱动单元A3输出栅极控制信号控制栅极开关G导通。初级侧的控制器A中的控制单元A1接收驱动单元A3输出的栅极控制信号,并在一固定导通时间T_ON之后，输出一第二控制信号并耦合到驱动单元A3，作为断开触发信号(Trigger-off),以触发驱动单元A3输出栅极控制信号控制栅极开关G断开。

进一步地，如图9中所示，上述控制单元A1的第一输入端连接一第一电压端，控制单元A1的第二输入端连接栅极开关G的栅极控制信号GATE，控制单元A1的输出端连接一触发器A4的置零端R。基于上述连接关系，控制单元A1根据第一电压端输入的第一电压以及栅极开关的栅极电压处理得到一第二控制信号并输出至触发器A4的置零端R，第一电压端的第一电压与反激式转换器的输入端的输入电压V_IN成比例相关；

上述接收单元A2连接在隔离器C与触发器A4的置位端S之间，用于将第一控制信号输出至触发器A4的置位端S；

触发器A4的输出端Q通过一驱动单元A3连接至栅极开关G的栅极；

当接收单元A2向触发器A4的置位端S输出第一控制信号时，驱动单元A3驱动栅极开关G导通，从而驱动反激式转换器进入开关闭合导通阶段；以及

当控制单元A1向触发器A4的置零端R输出第二控制信号时，驱动单元A3驱动栅极开关G断开，从而驱动反激式转换器进入开关断开阶段；

并且：

当栅极开关G导通时，控制单元A1根据第一电压处理得到并输出第二控制信号；以及

当栅极开关G断开时，控制单元A1不输出第二控制信号。

基于上述描述，本实施例中，采用初级侧的控制器A作为主控制器的反激式转换器的工作原理为：

当反激式转换器处于开关闭合导通阶段时，初级侧的线圈P被直接连接在输入电压上的回路中，初级侧的线圈P中的电流和变压器磁芯中的磁场增加，在磁芯中储存能量。此时在次级线圈S中产生的电压是反向的，因此使得次级线圈S侧的二极管处于反偏状态而不能导通。此时，由次级线圈S侧的电容向负载提供电压和电流。

此时，控制单元A1能够获得来自第一电压端的第一电压以及来自栅极开关G的栅极电压，因此可以通过电路进行一段时间T_ON的处理后输出第二控制信号(高电平信号)至触发器A4的置零端R，使得触发器A4的输出端Q输出一低电平信号，经由驱动单元A3控制栅极开关G的栅极电压拉低，从而使得栅极开关G被断开，由此进入反激式转换器的开关断开阶段。

当反激式转换器处于开关断开阶段时，流经栅极开关G的电流为0，同时磁芯中的磁场开始下降。此时在次级侧的线圈S上感应出正向电压，次级侧的线圈S一侧的二极管处于正偏状态而被导通，导通的电流流入次级侧的线圈S一侧的电容和负载中，也就是磁芯中存储的能量被转移至电容和负载中。

此时，控制单元A1无法获得来自第一电压端的第一电压以及来自栅极开关G的栅极电压，因此不会做电路处理。而由于次级线圈S侧的二极管被导通，次级侧控制器B能够接收信号并通过隔离器C发送至初级侧控制器A中的接收单元A2，该接收单元A2相应输出第一控制信号(高电平信号)至触发器A4的置位端S，使得触发器A4的输出端Q输出一高电平信号，经由驱动单元A3控制栅极开关G的栅极电压拉高，从而使得栅极开关G被导通，由此进入反激式转换器的开关闭合导通阶段。

上述两个阶段循环往复，从而构成本发明中反激式转换器的工作过程。

本实施例中，相对于实施例一中采用次级侧的控制器实现栅极开关的导通控制而言，由于采用了初级侧的控制器来实现栅极开关的导通时间计算和控制，初级侧的输入电压等相关信息较容易被获取，因此使得计算复杂度大大降低，不会对系统中的同步整流器的检测造成影响。并且，将导通时间的计算过程放在初级侧，避免了次级侧计算并向初级侧传输指令的过程，次级侧的控制器只需要向初级侧控制器传输开关导通时的信号即可。这样既节省了一个传输线路，又避免了传输误差，不需要在系统中设置开关导通/断开的消隐时间，从而使得本发明中的反激式转换器能够适用在高开关频率的场景中，扩展了反激式转换器的适用范围。

下文中阐述工作于断续模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)的反激式转换器中的其中一种初级侧的控制单元A1的典型的电路结构组成，该控制单元A1如图10中所示，包括：

第一放大模块101，第一放大模块101的输入端连接第一电压端，第一放大模块的输出端通过一第五节点D5连接一第一比较器COM1的正相输入端，第一放大模块Mirror1用于将流经第一放大模块101的电流放大一第三预定倍数K后再输出。

第一场效应管Q1，第一场效应管Q1的栅极通过一反向器连接栅极开关的栅极，第一场效应管Q1的漏极通过第五节点D5连接第一比较器COM1的正相输入端，第一场效应管Q1的源极接地；

第三电容C3，第三电容C3的一端通过第五节点D5连接第一比较器COM1的正相输入端，另一端接地；

第一参考端Ref1，第一参考端Ref1连接第一比较器COM1的反相输入端，用于提供一参考电压；

第一比较器COM1的输出端连接控制单元A1的输出端；

当第一比较器COM1的正相输入端的电压值大于导通调整单元提供的参考电压V_{REF_ON}时，第一比较器的输出端输出第二控制信号。

该种电路结构中，第一电压端通过一第一电阻R1连接一辅助线圈AUX，辅助线圈AUX与初级侧的线圈P之间具有一预定的匝数比，以使第一电压V_AUX与反激式转换器的输入端的输入电压V_IN成比例相关。

该种电路结构中，上述第一放大模块实际为一电流镜，该电流镜将输入的电流放大第三预定倍数K后输出。该电流镜还接入一外部电压VDD，在此不再赘述。

本实施例中，当反激式转换器处于开关闭合导通阶段时，上述第一放大模块接收到经由第一电压端传输的去磁电流(I_DMAG)，该电流由一辅助绕组的电流检测引脚检测得到。随后第一放大模块101将该去磁电流放大第三预定倍数K(K*I_DMAG)后输出至第一比较器COM1的正相输入端，该第三预定倍数K为一固定数值，其可能的取值范围可以为[0.001,0.1]，优选地可以为0.01。

相应地，上述第一参考端Ref1持续向第一比较器COM1的反相输入端输入由导通调整单元提供的参考电压V_{REF_ON}，则第一比较器COM1持续比较其正相输入端和反相输入端输入的信号，当正相输入端的输入信号高于反相输入端的第一参考电压时，第一比较器COM1的输出端输出一高电平信号作为第二控制信号(T_{ON_END})。

换言之，基于上述控制单元A1的电路构成以及信号处理过程，整个反激式转换器的开关导通时间(T_ON)由K倍的去磁电流(K*I_DMAG)、第一电容C1的电容值以及参考电压V_{REF_ON}决定，而依据上文中的描述，由于导通调整单元根据栅极开关的开关切换周期对参考电压V_{REF_ON}进行调整，因此使得栅极开关的开关导通时间呈现线性变化，降低了导通时间突然变化带来的输出电压波纹。

进一步地，本实施例中，上述第一电阻R1的电阻值可以经由下述公式确定：

其中，

N_A用于表示辅助绕组AUX的绕组匝数；

N_P用于表示初级线圈P的绕组匝数；

可选地，本实施例中，仍然如图10中所示，第一电压端和第一电阻R1之间具有一连接节点D_R；

则反激式转换器中还包括一第二电阻R2，第二电阻R2连接在连接节点D_R与接地端之间。上述第二电阻R2可依据实际情况选择性配置，在此不再赘述。

本实施例中，反激式转换器同样工作于DCM模式下的另一种典型的电路结构如图11-12所示，该种电路结构与如图9-10中所示的电路结构的区别在于：

1)第一电压端所产生的第一电压不再是由辅助绕组AUX产生的与输入电压V_IN成比例的电压，而是直接检测输入电压V_IN，从而得到与输入电压V_IN成比例相关的第一电压V_DET。

2)本实施例中的第一放大模块101不再是电流镜，而是电压转电流模块(V-to-IConverter)，其将第一电压V_DET转换成一第三预定倍数K的K·V_DET并输出。

3)本实施例中的第三预定倍数K可以采用上述公式(1)计算得到：

其中，

I_O表示第一放大模块101的输出电流；

V_I表示第一放大模块101的输入电压。

进一步地，上述第一预定倍数K的取值范围可以为[0.1μA/V,100μA/V]，优选地可以为2μA/V。

4)本实施例中的第二电阻R2为必选的电路组件，第一电阻R1和第二电阻R2之间的阻值关系可以通过下述公式确定：

其中，

gain用于表示理论上的增益值；

C用于表示第一电容C1的电阻值；

V_{REF_ON}用于表示第一参考电压的电压值；

f_s用于表示栅极开关的开关频率；

L_m用于表示初级线圈的电感量；

P_O用于表示次级侧的输出功率；

R1用于表示第一电阻的电阻值；

R2用于表示第二电阻的电阻值；

K用于表示第一预设倍率，其计算公式如上述公式(1)所示。

相应地，当反激式转换器工作于连续模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下，且采用初级侧的控制器作为反激式转换器的主控制器，其中一种典型的电路结构如图13所示。该种电路结构与图10中电路结构的区别在于多了一设定电压端，该设定电压端包括一参考电阻R_SET和一设定电流端Ref3，分别连接至一参考模块的输入端；

参考电阻R_SET具有一预定阻值，设定电流端Ref3具有一预定的输入电流I_SET；

则上述参考模块包括：

放大器gm，放大器gm的输入端作为参考模块的输入端，放大器的输出端连接第一比较器COM1，放大器gm用于按照一第五预定倍数M对设定电压端输出的电压进行放大处理后输出。

该种电路结构中，设定电压端通过设定输入电流I_SET以及R_SET获得一个参考的输入电压V_RSET，再经过放大器gm的处理后放大第五预定倍数M倍形成M·V_RSET并输出以参与比较。

上述第五预定倍数M的取值范围可以为[0.1μA/V,100μA/V]，优选地可以为1μA/V。

上述设定电压端输出的用于参考的电压V_RSET的取值范围可以为[0.1V,5V]，优选地可以为0.65V。

上述参考电阻R_SET的阻值范围可以为0Ω-10kΩ。

则第一比较器COM1的正相输入端的输入信号由K·I_DMAG、M·V_RSET、第三电容C3的电容值C以及参考电压V_{REF_ON}来决定，其工作原理与上文中描述的电路结构相同，即：当反激式转换器处于开关闭合导通阶段时，控制单元A1开始工作。当第一比较器COM1的正相输入端的输入信号大于反相输入端的参考电压V_{REF_ON}，则第一比较器COM1的输出端输出第二控制信号(高电平信号)，以控制栅极开关G断开，反激式转换器进入开关断开阶段。

进一步地，在图13的基础上，如图14中所示，在设定电压端设置了一个开关S3。由此在实际的系统运行过程中可以将设定电压端锁住。具体工作原理为：首先闭合并导通开关S3，并在设定电流端Ref3处设定输入电流I_SET。设定完成之后再将开关S3断开，相应的输入电压就被锁存在数模转换器DAC中了。这样做的好处在于，由于输入电压V_RSET能够被锁存在数模转换器DAC中，不再需要额外引出一个引脚来设置参考电阻R_SET，该参考电阻R_SET完全可以直接接入系统中原本就有的引脚(例如图15中所示的情况)。

本实施例中，反激式转换器同样工作于CCM模式下，另外一种典型的电路结构如图16中所示，其总体电路结构可以参考图11。

该种电路结构与图13中电路结构的区别在于：第一电压端不再由辅助线圈AUX提供辅助绕组电压V_AUX，而是直接检测初级侧的输入电压V_IN以得到与输入电压V_IN成比例相关的第一电压，该种电路结构中的第二电阻R2是必选的电阻。并且，第一放大模块101采用电压转电流模块(V-to-I Converter)实现。

换言之，将图12中的第一电压端的结构设定与图13中的其余结构设定进行结合能够得到该种电路结构中控制单元A1的具体构成。因此，在该种电路结构中：

第一电阻R1和第二电阻R2的阻值可以通过上述公式(3)确定。

第三预定倍数K的取值范围可以为[0.1μA/V,100μA/V]，优选地可以为2μA/V。

参考电阻R_SET的阻值与上述图13中的电路结构中R_SET的设置相同。

第五预定倍数M与上文中相同，其取值范围可以为[0.1μA/V,100μA/V]，优选地可以为1μA/V。

本实施例中，反激式转换器同样工作于CCM模式下，另外一种典型的电路结构如图17中所示，其总体电路框架可以参考图11。相对于图14-15中展示的电路结构，该种电路结构中的第一电压端不再由辅助线圈AUX提供辅助绕组电压V_AUX，而是直接检测初级侧的输入电压V_IN以得到与输入电压V_IN成比例相关的第一电压，并且第二电阻R2是必选的电阻，第一放大模块101也是采用电压转电流模块(V-to-I Converter)实现的。

换言之，将图12中的第一电压端的结构设定与图14中的其余结构设定进行结合能够得到该种电路结构中的控制单元A1的电路结构。因此，在该种电路结构中：

第一电阻R1和第二电阻R2的阻值可以通过上述公式(3)确定。

第三预定倍数K的取值范围可以为[0.1μA/V,100μA/V]，优选地可以为2μA/V。

参考电阻R_SET的阻值与图14中所示的电路结构中的相同结构的设定相同。

第五预定倍数M与上文中的设定相同，其取值范围可以为[0.1μA/V,100μA/V]，优选地可以为1μA/V。

本实施例中，当反激式转换器既支持DCM模式，也支持CCM模式时，其电路结构可以为上述支持单一的DCM模式或者CCM模式的电路结构的组合，具体地，可以将同时支持DCM模式和CCM模式的电路结构划分为两种不同的分类：

其中一种的总体电路框图如图18中所示，即控制单元A1的输入端连接辅助线圈AUX，并采集得到与辅助线圈AUX的电压V_AUX成比例的输入电压。

另一种的总体电路框图如图21中所示，即控制单元A1的输入端直接连接初级侧的输入电压V_IN，并采集得到与V_IN成比例的输入电压。

下文中依次对这两种电路结构进行描述：

图19中所示的电路结构是以图18为基础展开的，该种电路结构实际为将图10和图13相结合后得到的一种电路结构。该种电路结构中，第一电压端通过第一电阻R1连接辅助线圈AUX，辅助线圈AUX与初级线圈P具有预定的匝数比，以使第一电压端输入的电压与反激式转换器的输入端的输入电压成比例相关；

第一电压端还通过第三电阻R3连接上述辅助线圈AUX，辅助线圈AUX与初级线圈P具有一预定的匝数比，以使第一电压端输入的电压与反激式转换器的输入端的输入电压成比例相关。

第一电压端和第一电阻R1之间具有一第一连接节点D_R1；

第二电阻R2连接在第一连接节点D_R1与接地端之间；

第一电压端和第三电阻R3之间具有一第二连接节点D_R2；

第四电阻R4连接在第二连接节点D_R2与接地端之间。

与上文中的示例类似的是，上述第二电阻R2和第四电阻R4是可选的。

则如图19中所示的电路结构中，一路支路采用图10中的电路原理构建，并最终通过比较器输出一分支信号；另一路支路采用图13中的电路原理构建，并最终通过比较器输出另一个分支信号。最后采用一或门电路模块E对两个分支信号进行判断，当该或门电路模块的两个输入端其中之一输入高电平信号时，该或门电路模块的输出端输出第二控制信号(高电平信号)，以驱动栅极开关G断开，反激式转换器进入开关断开阶段。

图19中，两个电流镜所对应的预定放大倍数K1和K2的取值范围均可以为[0.001,0.1]，优选地可以为0.01。放大器gm的放大倍数M可以参照上文中所述的取值范围，在此不再赘述。图中的I_DMAG1和I_DMAG2分别表示两个不同支路的去磁电流。

图20中所示的电路结构是在图19中所示电路结构的基础上增加数模转换器DAC以及开关S3形成类似图14中的电路信号锁存功能形成，其电路工作原理结合图19和图14中的电路工作原理实现，在此不再赘述。

图22中所示的电路结构是以图21为基础展开的，该种电路结构实际为将图12和图16相结合后得到的一种电路结构，该种电路结构中，第一电压端通过第一电阻R1接入反激式转换器的输入端，以使第一电压端输入的电压与反激式转换器的输入端的输入电压V_IN成比例相关；

第一电压端和第一电阻R1之间具有一第一连接节点D_R1；

第二电阻R2连接在第一连接节点D_R1与接地端之间；

第一电压端还通过一第三电阻R3接入反激式转换器的输入端，以使第一电压端输入的电压与反激式转换器的输入端的输入电压V_IN成比例相关；

第一电压端和第三电阻R3之间具有一第二连接节点D_R2；

第四电阻R4连接在第二连接节点D_R2与接地端之间。

则如图22中所示的电路结构中，一路支路采用图12中的电路原理构建，并最终沟通过比较器输出一分支信号；另一路支路采用如图16中的电路原理构建，并最终通过比较器输出另一个分支信号。最后采用或门电路模块E对两个分支信号进行判断，当该或门电路模块的两个输入端其中之一输入高电平信号时，该或门电路模块的输出端输出第二控制信号(高电平信号)，以驱动栅极开关G断开，反激式转换器进入开关断开阶段。

图22中，两个电压转电流的转换器(V-to-I Converter)分别对应放大倍数K1和K2，V_DET1和V_DET2分别为输入至两个转换器的检测电压。放大器gm的放大倍数M可以参照上文中所述的取值范围，在此不再赘述。

图23中所示的电路结构是在图22中所示电路结构的基础上增加数模转换器DAC以及开关S3形成类似图17中的电路信号锁存功能形成，其电路工作原理结合图22和图17中的电路工作原理实现，在此不再赘述。

综上，本发明的实施例二中，采用初级侧控制器执行反激式转换器的导通时间的计算和控制过程，便于获取输入电压等相关信息，降低了计算复杂度，减少了初级侧控制器和次级侧控制器之间的传输线路连接，也不会影响到系统中的同步整流器的检测。同时，采用初级侧控制器执行反激式转换器的导通时间的计算和控制过程，不需要担心传输误差问题，因此不需要在系统中设置开关导通/断开的消隐时间，使得反激式转换器能够适用于高开关频率的场景中。因此实施例二中的反激式转换器相对于现有技术中的相关结构具有更好的电路性能。

以上所述仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。

Claims (20)

1.一种反激式转换器，包含一初级侧和一次级侧，所述初级侧包含一栅极开关串联一初级线圈耦合到反激式转换器的输入，所述栅极开关的栅极接收一栅极控制信号，控制所述初级线圈的电流的导通；

所述次级侧包含一次级线圈耦合所述反激式转换器的输出端以连接一输出负载；

其特征在于：

当所述栅极开关的工作频率在预设定的第一开关频率和第二开关频率之间的范围内时，所述栅极开关的导通时间连续变化以响应所述输出负载的变化；

当所述栅极开关的工作频率高于所述第一开关频率时，所述栅极开关的导通时间固定；

所述第一开关频率高于所述第二开关频率；

还包括一导通调整单元，所述导通调整单元接收所述栅极控制信号，并输出一参考电压以调整所述栅极开关的导通时间。

2.如权利要求1所述的反激式转换器，其特征在于，所述导通时间随所述栅极开关的开关切换周期呈线性变化，所述开关切换周期是所述栅极开关的工作频率的倒数。

3.如权利要求2所述的反激式转换器，其特征在于，所述参考电压与所述栅极开关的所述开关切换周期负相关。

4.如权利要求3所述的反激式转换器，其特征在于，所述导通调整单元包括一充放电模块，所述充放电模块接收所述栅极控制信号，并输出一电压与所述栅极开关的所述开关切换周期正相关。

5.如权利要求4所述的反激式转换器，其特征在于，所述导通调整单元还包括一电压放大模块，接收所述充放电模块的输出电压，输出所述参考电压，所述参考电压与所述充放电模块的输出电压负相关。

6.如权利要求5所述的反激式转换器，其特征在于，所述电压放大模块包括：

第一钳位电路，将所述参考电压钳制在一第一预设电压，所述第一预设电压用于限定所述第一开关频率工作时的最长导通时间；以及

第二钳位电路，将所述参考电压钳制在一第二预设电压，所述第二预设电压用于限定所述第二开关频率工作时的最短导通时间；

所述第一预设电压高于所述第二预设电压；

其中，所述栅极开关的导通时间被限定在所述第二预设电压所限定的所述最短导通时间与所述第一预设电压所限定的所述最长导通时间之间连续变化。

7.一种控制导通时间变化的反激式转换器，所述反激式转换器的初级侧和次级侧分别设置一控制器；

其特征在于，采用其中一个所述控制器作为主控制器以控制所述反激式转换器的栅极开关的导通时间；

所述主控制器包括一输入单元和一比较单元；

所述输入单元的输入端接收所述反激式转换器的一个检测信号，输出端连接所述比较单元的正向比较端；

所述比较单元的反向比较端连接一参考电压端，所述比较单元用于根据所述正向比较端和所述反向比较端的电压比较结果输出一导通控制信号来控制所述反激式转换器的栅极开关的导通时间；

所述反激式转换器还包括一导通调整单元，该导通调整单元接收栅极控制信号，并输出一参考电压连接所述参考电压端，所述参考电压与所述栅极开关的切换周期负相关，通过调整所述参考电压端的参考电压的方式对所述栅极开关的导通时间进行调整。

8.如权利要求7所述的反激式转换器，其特征在于，所述导通调整单元包括一充放电模块以及一电压放大模块，所述充放电模块的输入端接收所述栅极控制信号，所述充放电模块的输出端连接所述电压放大模块的输入端，所述电压放大模块的输出端连接所述参考电压端。

9.如权利要求8所述的反激式转换器，其特征在于，所述充放电模块被配置为根据所述栅极开关的栅极控制信号进行充放电操作，以使所述充放电模块的输出电压与所述栅极开关的切换周期正相关；

所述电压放大模块中设置一分压电阻，所述分压电阻被配置为使得所述电压放大模块输出至所述参考电压端的参考电压与所述充放电模块的输出电压负相关。

10.如权利要求9所述的反激式转换器，其特征在于，所述充放电模块包括：

升缘触发器，所述升缘触发器的输入端作为所述充放电模块的输入端，所述升缘触发器的输出端连接至一第一节点，所述升缘触发器用于检测所述栅极控制信号的上升沿并输出一第一脉冲信号；

降缘触发器，所述降缘触发器的输入端连接所述第一节点，所述降缘触发器的输出端连接一第一开关的控制端，所述降缘触发器用于检测所述升缘触发器输出的所述第一脉冲信号的下降沿并输出一第二脉冲信号，所述第一开关根据所述第二脉冲信号控制一外部的恒定电流源与接地端之间的第一充放电支路的通断；

第一电容，所述第一电容连接在一第二节点与所述接地端之间，所述第二节点还接入所述恒定电流源的输出端，所述恒定电流源和所述第一电容组成一常通的第二充放电支路，所述第一充放电支路和所述第二充放电支路并联；

第二开关，所述第二开关的控制端接入所述第一节点，所述第二开关根据所述第一脉冲信号控制所述第二节点和所述充放电模块的输出端之间的通断；

第二电容，所述第二电容连接在所述充放电模块的输出端与所述接地端之间。

11.如权利要求10所述的反激式转换器，其特征在于，所述充放电模块还包括：

单位增益放大器，所述单位增益放大器被配置在所述第二节点和所述第二开关之间，所述单位增益放大器的正向输入端连接所述第二节点，输出端连接所述第二开关。

12.如权利要求9所述的反激式转换器，其特征在于，所述电压放大模块包括：

转换器，所述转换器的输入端作为所述电压放大模块的输入端，所述转换器的输出端通过一第三节点连接所述电压放大模块的输出端，所述转换器用于将所述电压放大模块的输入电压放大一第一预设倍数后形成输出电流；

电流镜，所述电流镜的输入端连接所述第三节点，所述电流镜的输出端连接一第四节点，所述电流镜用于将输入电流放大一第二预定倍数后输出；

所述分压电阻的一端接入所述第四节点。

13.如权利要求12所述的反激式转换器，其特征在于，所述电压放大模块还包括：

补偿电流控制器，所述补偿电流控制器连接在所述第三节点和接地端之间，用于提供一预设的补偿电流。

14.如权利要求12所述的反激式转换器，其特征在于，于所述分压电阻远离所述第四节点的第一侧接入一第一钳位电路，以将所述分压电阻的所述第一侧的电压钳制在一第一预设电压；以及

于所述分压电阻靠近所述第四节点的第二侧接入一第二钳位电路，以将所述分压电阻的所述第二侧的电压钳制在一第二预设电压；

所述第一预设电压高于所述第二预设电压。

15.如权利要求7所述的反激式转换器，其特征在于，将所述反激式转换器的初级侧的控制器作为所述主控制器；

所述反激式转换器的初级侧的初级线圈的一端连接所述反激式转换器的输入端，另一端连接所述栅极开关的漏极，所述栅极开关的栅极连接所述主控制器；

所述反激式转换器的次级侧的次级线圈耦合所述反激式转换器的输出端，所述次级侧的控制器耦合到所述次级侧并根据所述反激式转换器的输出端的输出产生一第一控制信号；

所述主控制器通过一隔离器与所述次级侧的控制器连接；

所述主控制器包括：

接收单元，通过所述隔离器与所述次级侧的控制器连接，并通过所述隔离器接收所述次级侧的控制器产生的所述第一控制信号，所述接收单元输出所述第一控制信号作为导通触发信号；

驱动单元，耦合接收所述第一控制信号，并输出所述栅极控制信号控制所述栅极开关导通；

控制单元，接收所述驱动单元输出的所述栅极控制信号，并在一固定导通时间之后，输出一第二控制信号耦合到所述驱动单元，作为断开触发信号，触发所述驱动单元输出一栅极控制信号控制所述栅极开关断开。

16.如权利要求15所述的反激式转换器，其特征在于，所述控制单元的第一输入端连接一第一电压端，所述控制单元的第二输入端连接所述栅极开关的栅极，所述控制单元根据所述第一电压端的第一电压以及所述栅极开关的栅极电压处理得到所述第二控制信号，所述第一电压端的第一电压与所述反激式转换器的输入端的输入电压成比例相关。

17.如权利要求16所述的反激式转换器，其特征在于，所述主控制器还包括一触发器，所述控制单元的输出端连接所述触发器的置零端，所述接收单元的输出端连接所述触发器的置位端，所述触发器的输出端通过所述驱动单元连接至所述栅极开关的栅极；

当所述接收单元向所述触发器的置位端输出所述第一控制信号时，所述驱动单元驱动所述栅极开关导通；以及

当所述控制单元向所述触发器的置零端输出所述第二控制信号时，所述驱动单元驱动所述栅极开关断开；

当所述栅极开关导通时，所述控制单元根据所述第一电压处理得到并输出所述第二控制信号；以及

当所述栅极开关断开时，所述控制单元不输出所述第二控制信号。

18.如权利要求17所述的反激式转换器，其特征在于，所述反激式转换器工作于断续模式下；

所述控制单元进一步包括：

第一放大模块，所述第一放大模块的输入端连接所述第一电压端，所述第一放大模块的输出端通过一第五节点连接一第一比较器的正向输入端，所述第一放大模块用于将流经所述第一放大模块的电流或电压放大一第三预定倍数输出；

第一场效应管，所述第一场效应管的栅极通过一反向器连接所述栅极开关的栅极，所述第一场效应管的漏极通过所述第五节点连接所述第一比较器的正向输入端，所述第一场效应管的源极接地；

第三电容，所述第三电容的一端通过所述第五节点连接所述第一比较器的正向输入端，另一端接地；

第一参考端，所述第一参考端连接所述第一比较器的反向输入端，用于提供一参考电压；

所述第一比较器的输出端连接所述控制单元的输出端；

当所述第一比较器的正向输入端的电压值大于所述参考电压时，所述第一比较器的输出端输出所述第二控制信号；

所述第一放大模块、所述第一场效应管和所述第三电容形成所述主控制器的所述输入单元；

所述第一比较器形成所述主控制器的所述比较单元。

19.如权利要求7所述的反激式转换器，其特征在于，将所述反激式转换器的次级侧的控制器作为所述主控制器；

所述反激式转换器的初级侧的初级线圈的一端连接所述反激式转换器的输入端，另一端连接所述栅极开关的漏极，所述栅极开关的栅极连接所述初级侧的控制器；

所述反激式转换器的次级侧的次级线圈耦合所述反激式转换器的输出端，所述主控制器耦合到所述次级侧，并通过一隔离器与所述初级侧的控制器连接；

所述主控制器包括：

接收模块，所述接收模块的输入端通过一检测电阻连接所述次级线圈，用于检测所述次级线圈的电流；

第二放大模块，所述第二放大模块的输入端连接所述接收模块的输出端，用于将所述接收模块输出的电流放大一第四预定倍数输出；

第二场效应管，所述第二场效应管的栅极通过一反向器连接所述栅极开关的栅极，所述第二场效应管的漏极通过一第六节点连接第二比较器的正向输入端，所述第二场效应管的源极接地；

第四电容，所述第四电容的一端通过所述第六节点连接所述第二比较器的正向输入端，另一端接地；

第二参考端，所述第二参考端连接所述第二比较器的反向输入端，用于接收所述的参考电压；

所述第二比较器的输出端连接所述主控制器的输出端；

当所述第二比较器的正向输入端的电压值大于所述参考电压时，所述第二比较器的输出端输出所述导通控制信号；

所述主控制器输出的所述导通控制信号经由所述隔离器被传输至所述初级侧的控制器，以供所述初级侧的控制器对所述栅极开关进行导通控制；

所述第二放大模块、所述第二场效应管和所述第四电容形成所述主控制器的所述输入单元；

所述第二比较器形成所述主控制器的所述比较单元。

20.如权利要求19所述的反激式转换器，其特征在于，所述接收模块具体包括一采样保持电路，所述采样保持电路的输入端连接所述检测电阻，输出端连接所述第二放大模块的输入端。