CN209767389U - 电流倍增dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

本实用新型涉及电流倍增DC‑DC转换器。本实用新型涉及具有有效睡眠模式的电流倍增DC‑DC转换器。示例性实施方案包括：变压器；第一电感器和第二电感器，所述第一电感器和所述第二电感器在第一电压输出端子处耦接在一起；蓄能电容器，所述蓄能电容器耦接到第二输出电压端子；初级开关阵列；次级开关阵列；以及控制器。所述第一电感器和所述第二电感器各自具有耦接到变压器次级线圈的驱动端子。所述初级开关阵列在所述变压器初级线圈上提供正向电压脉冲和反向电压脉冲。所述次级开关阵列将所述第一电感器的驱动端子选择性地耦接到所述蓄能电容器的充电端子或耦接到所述第二电压输出端子。所述控制器在睡眠模式期间至少暂时暂停所述初级开关阵列的操作，并且使用所述蓄能电容器维持所述第一电压输出端子处的电压。

Description

电流倍增DC-DC转换器
技术领域
本公开整体涉及电压转换器，并更具体地讲，涉及具有有效睡眠模式的电流倍增DC-DC转换器。
背景技术
功率转换器提供在不同形式的电功率之间进行转换的能力，包括从据称48V的直流(DC)电压到适于集成电子器件的DC电压，例如1.8V。各种功率转换器设计是已知的并被使用，包括图1A中所示的“电流倍增器”设计，其提供具有相对高的操作效率的经济实施方式。
图1A的设计包括呈半桥形式的初级开关阵列101，其交替地闭合(“接通”)n沟道功率MOSFET P1和P2，以将输入DC电压Vin转换成跨变压器初级线圈的交流电压Vp。电容器C1和电容器C2提供电荷存储并关闭通过变压器初级线圈的电流路径。(寄生电感Lm和寄生电感Lp在这里被示为分别表示变压器芯的磁化电感和漏电感，并且为了设计评估目的包括在这里。然而，关于本文以下公开的实用新型实施方案，能够设想，这些电感值可以经由定制变压器设计而有意地调整和/或用离散电感器增强以扩展操作范围并改善转换器的效率性能特性。)
变压器T是降压变压器，这意味着变压器次级线圈中的电流是变压器初级线圈中的电流的放大版本，即使在次级电压Vs被减小了相同倍数时也是如此。次级电流方向响应于初级电压Vp的交替而交替。在次级开关阵列中，n沟道功率MOSFET S1和MOSFET S2默认“接通”，从而将电感器Ls1和Ls2的驱动端子连接到地并由此使得通过电感器的任何持续电流能够经由电感器和输出电容器的公共连接端子继续对输出电容器Co充电。当次级电压Vs为正时，晶体管S1打开(“关断”)，使得Vs能够使通过电感器Ls1的驱动端子的电流升压。类似地，当Vs为负时，晶体管S2打开，使得通过电感器Ls2的驱动端子的电流升压。通过电感器Ls1和电感器Ls2的电流能够由此交替地升压，从而将输出电容器充电到输出电压Vout(Voutp与Voutn之间的差值)。电流传感器生成电流感测信号Is1和Is2，它们分别指示通过电感器Ls1和电感器Ls2的电流。
该设计包括控制器102，该控制器生成开关控制信号PWM_P1、PWM_P2、PWM_S1、PWM_S2，它们可以具有数字逻辑电平。栅极驱动器104分别将开关控制信号PWM_P1、PWM_P2转换成晶体管P1和晶体管P2的栅极信号，并且栅极驱动器106分别将开关控制信号PWM_S1、PWM_S2转换成晶体管S1和晶体管S2的栅极信号。(晶体管可能需要栅极电压远远超过数字逻辑电平。)
控制器102响应于Vin、Vout(或如图所示，Voutp和Voutn)、Is1和Is2的测量而生成开关控制信号。控制器包括脉冲宽度调制(PWM)信号发生器107，其以固定频率生成PWM_P1和PWM_P2开关控制信号的交替脉冲，但是根据需要调整脉冲的宽度来调节输出DC电压Vout。(然而，应注意，脉冲宽度被限制为周期的至多50％，因为P1和P2不允许被同时闭合。)因为电流感测信号Is1和电流感测信号Is2表示已路由到输出电容器的电感器存储的能量，所以发生器107可以采用它们来增加反馈回路的稳定性和鲁棒性。
当PWM_P1和PWM_P2分别被断言时，反相器108致使PWM_S1和PWM_S2开关控制信号解除断言，使得施加到变压器初级线圈的能量分别适当地输送到电感器Ls1或电感器Ls2。延迟元件Ds将来自PWM_P1和PWM_P2的转变的小延迟引入到PWM_S1和PWM_S2的转变。(根据设计，延迟元件Ds可能仅使向上转变、向下转变或两种类型的转变延迟。)如果正确地设定(例如，通过自适应训练)，那么延迟元件实现晶体管S1和S2的软切换(例如，零电压切换(ZVS)或零电流切换(ZCS))，从而减少转换器中的切换相关的功率损耗。软切换技术是本领域的技术人员所熟知的，并且这里不需要详细地讨论。
图1B示出了电流倍增器设计，其包括呈全桥形式的初级开关阵列111，以将输入电压Vin从DC电压转换成交流电压Vp。图1A的电容器C1、电容器C2由n沟道功率MOSFET P3、MOSFET P0代替。晶体管P1和晶体管P0闭合在一起以提供通过变压器初级线圈的正向电流流动路径，并且在交替时间，晶体管P2和晶体管P3闭合在一起以提供通过初级线圈的反向电流流动路径。栅极驱动器114将开关控制信号转换成晶体管P0至晶体管P3的栅极信号，任选地包括相移(即，延迟元件)，以提供这些晶体管的软切换并由此进一步减少转换器中的切换相关的功率损耗。转换器的次级级保持相同。
在半桥电流倍增器设计和全桥电流倍增器设计中，电感器电流交替地升压，并且升压速率受到50％最大脉冲宽度限制。这种特性限制转换器对负载瞬态的响应性。此外，在可发生反向功率传送条件的系统中(例如，负载释放瞬态或快速控制斜降)，晶体管S1和晶体管S2可能必须维持升高电压，从而需要使用更昂贵并且可能效率更低的部件。期望的是，在不折损电流倍增器设计的效率和经济优势的情况下解决这些缺点。
实用新型内容
为了解决现有电流倍增器设计的睡眠模式低效问题，本文中公开了具有有效睡眠模式的电流倍增DC-DC转换器。根据本申请的一个方面，提供了一种电流倍增DC-DC转换器，其特征在于包括：变压器，所述变压器具有初级线圈和次级线圈；第一电感器和第二电感器，该第一电感器和该第二电感器在第一电压输出端子处耦接在一起，该第一电感器和该第二电感器各自具有耦接到变压器的次级线圈的相应端子的驱动端子；蓄能电容器，该蓄能电容器耦接到第二电压输出端子，该蓄能电容器具有充电端子；初级开关阵列，该初级开关阵列操作以将输入电压转换成变压器的初级线圈上的正向电压脉冲和反向电压脉冲；次级开关阵列，该次级开关阵列将第一电感器的驱动端子选择性地耦接到充电端子或第二电压输出端子；以及控制器，所述控制器在睡眠模式期间至少暂时暂停初级开关阵列的操作，致使蓄能电容器维持第一电压输出端子处的电压。
在一个实施方案中，该电流倍增DC-DC转换器的特征在于，次级开关阵列还将第二电感器的驱动端子选择性地耦接到充电端子或第二电压输出端子。
在一个实施方案中，该电流倍增DC-DC转换器的特征在于，次级开关阵列包括耦接到第一电感器的驱动端子的第一组开关和耦接到第二电感器的驱动端子的第二组开关，其中在睡眠模式期间，控制器至少暂时暂停第二组开关的操作，而继续驱动第一组开关的操作。
在一个实施方案中，该电流倍频DC-DC转换器的特征在于，在睡眠模式期间，控制器周期性地驱动初级开关阵列和第二组开关的操作以对蓄能电容器再充电。
在一个实施方案中，该电流倍频DC-DC转换器的特征在于，次级开关阵列包括耦接到第一电感器的驱动端子的第一组开关和耦接到第二电感器的驱动端子的第二组开关，其中在睡眠模式期间，控制器暂停第二组开关的操作，而继续驱动第一组开关的操作，并且其中该转换器还包括辅助转换器，该辅助转换器在睡眠模式期间周期性地对蓄能电容器再充电。
在一个实施方案中，该电流倍增DC-DC转换器的特征在于，在睡眠模式期间，控制器暂停次级开关阵列的操作，其中该转换器还包括第一辅助转换器，该第一辅助转换器在睡眠模式期间从蓄能电容器汲取电力以维持第一电压输出端子处的电压。
在一个实施方案中，该电流倍增DC-DC转换器的特征在于，第一辅助转换器是降压转换器。
在一个实施方案中，该电流倍频DC-DC转换器的特征在于，在睡眠模式期间，控制器周期性地驱动初级开关阵列和次级开关阵列的操作以对蓄能电容器再充电。
在一个实施方案中，该电流倍频DC-DC转换器的特征在于，该转换器还包括第二辅助转换器，该第二辅助转换器在睡眠模式期间周期性地对蓄能电容器再充电。
附图说明
在附图中：
图1A是半桥驱动DC-DC转换器的示意图。
图1B是全桥驱动DC-DC转换器的示意图。
图2A是示例性半桥驱动快速响应电流倍增DC-DC转换器的示意图。
图2B是示例性全桥驱动快速响应电流倍增DC-DC转换器的示意图。
图2C是具有零电压切换半桥驱动器的示例性快速响应电流倍增DC-DC转换器的示意图。
图3是示例性脉冲宽度调制信号发生器的示意图。
图4是示例性电源的示意图。
图5A是示例性模式控制DC-DC转换器的示意图。
图5B是示例性模式控制DC-DC转换器的时序图。
图6A是具有任选辅助转换器的模式控制DC-DC转换器的示意图。
图6B是具有辅助转换器的示例性模式控制DC-DC转换器的时序图。
应当理解，附图和对应的详细描述并不限制本公开，而是相反，为理解落在所附权利要求范围内的所有修改形式、等同形式和替代形式提供基础。
具体实施方式
本申请涉及标题为“Fast response for current doubling DC-DC converter”并于2018年3月29日由发明人Gang Chen和Michael Stapleton提交的美国专利申请15/940,299。
图2A是使用与图1A的设计类似的原理操作的电流倍增DC-DC转换器的示意图，但是还包括蓄能电容器Cc和增强次级开关阵列(S0至S3)。与图1A至图1B的设计一样，晶体管S1和晶体管S2默认“接通”以将电感器Ls1和电感器Ls2的驱动端子连接到负输出电压端子，使得通过电感器的任何持续电流能够继续将电流引导到正输出电压端子并由此对输出电容器Co充电。除了可由控制器202或栅极驱动器206引入以提供软切换的较小定时延迟之外，晶体管S0在S1闭合时打开，并且在S1打开时闭合。类似地，晶体管S3在S2闭合时打开，并且在S2打开时闭合。因此，次级开关阵列在负输出电压端子(用以提供输出电容器的持续充电)与蓄能电容器的充电端子(用以使电流升压，并且在正常操作期间，用以对蓄能电容器充电并保持蓄能电容器上的电压)之间切换电感器Ls1的驱动端子。类似地，次级开关阵列在负输出电压端子与蓄能电容器的充电端子之间切换电感器Ls2的驱动端子。
控制器202包括脉冲宽度调制(PWM)信号发生器207，除了响应于Vin、Vout和电流感测信号Is1、电流感测信号Is2的测量之外，该PWM信号发生器还在确定信号PWM1和信号PWM2的占空比时考虑蓄能电容器电压Vc。虽然参考图3详细地描述，但是我们在此注意，PWM信号发生器207减小或增大PWM1信号和PWM2信号的占空比以调节输出电容器Co上的电压Vout。控制器202还可以包括选通逻辑209，该选通逻辑允许PWM_P1开关控制信号和PWM_P2开关控制信号中的至多一者在给定时间被断言，并且在所示实施方案中，如果PWM1和PWM2两者同时地被断言，则致使两个开关控制信号禁用。在这种选通逻辑防止晶体管P1和晶体管P2同时地接通的情况下，PWM信号发生器207能够被设计成超过图1A至图1B的50％占空比限制，并且实际上，可以在需要时将PWM1和PWM2的占空比设为100％。
虽然所示实施方案在PWM1和PWM2的断言重叠时禁用初级开关阵列，但是蓄能电容器Cc可用于使通过电感器Is1和电感器Is2中的任一者或两者的电流升压，其中占空比仅受到蓄能电容器的大小限制。图2A的实施方案由此实现对负载瞬态的快速响应。此外，在反向功率传送情况下，蓄能电容器Cc可用于存储功率并平滑功率传送。示例性反向功率传送情况可以包括负载释放瞬态和输出电压的快速受控斜降。在这种情况下，图1A至图1B的设计可以将次级开关阵列的晶体管暴露于高电压应力，这将需要在次级开关阵列中使用更鲁棒、昂贵的晶体管。相比之下，具有蓄能电容器的实施方案能够限制次级开关阵列晶体管所暴露的电压，从而使得能够使用具有较低额定电压的晶体管。
控制器202包括延迟元件Ds，以在初级开关阵列晶体管和次级开关阵列晶体管的切换之间引入小延迟，从而在正常操作期间提供软切换以及因此更有效的能量转换。(在正常操作期间，可以绕过延迟元件Dp。)可以预设小Ds延迟，或可以由控制器基于第一电感器和第二电感器中的电流电平而自适应地确定小Ds延迟。在反向功率传送情况期间，可以绕过延迟元件Ds，并且采用延迟元件Dp在次级开关阵列晶体管和初级开关阵列晶体管的切换之间引入小延迟，从而提供软切换以及向转换器的输入端子的更有效的能量传送。可以预设小Dp延迟，或可以由控制器基于第一电感器和第二电感器中的电流电平而自适应地确定小Dp延迟。应注意，延迟元件Ds和延迟元件Dp可以根据需要提供向上转变和向下转变的不同延迟，以最小化开关损耗和导通损耗。
图2B是具有呈全桥形式的初级开关阵列的快速响应电流倍增DC-DC转换器的示意图。栅极驱动器214以与栅极驱动器114(图1B)类似的方式操作，但是可以或可以不提供用于软切换的相移。
图2C是具有被配置用于零电压切换(ZVS)的呈半桥形式的初级开关阵列221的快速响应电流倍增DC-DC转换器的示意图，这与在变压器初级电流下降至零时将会采用零电流切换(ZCS)的图2A的实施方案形成对比。在图2C的实施方案中，晶体管P0在P1闭合时打开，并且在P1打开时闭合。晶体管P3在P2闭合时打开，并且在P2打开时闭合。因此，当P1和P2关断时，晶体管P0和晶体管P3为通过变压器初级线圈的电流提供循环路径，并且帮助晶体管P1和晶体管P2实现零电压切换。
图3是可与图2A至图2C中的实施方案中的每个一起使用的示例性PWM信号发生器207的示意图。在所示发生器207中，误差放大器302在其反相输入端经由补偿滤波器Zcomp接收DC-DC转换器输出电压Vout的滤波版本，并且在其非反相输入端接收参考电压Vref。误差放大器用由反馈阻抗Zfb和反馈阻抗Zcomp确定的增益和相位放大其反相输入端与非反相输入端之间的差值。放大的差值能够用作标记为下限比较器阈值(CMPL)的误差信号，其随着滤波的输出电压下降到目标值以下而上升。上限比较器阈值(CMPU)信号由电压控制的电流源304生成，该电压控制的电流源驱动电流通过电阻R以生成CMPL的电压移位版本。CMPU与CMPL之间的裕度与输出电压Vout成比例，但是除了瞬态效应之外，CMPU一般遵循CMPL，随着滤波的输出电压下降到目标值以下而上升。
信号发生器包括下降斜坡发生器306。当被触发时，斜坡发生器306将斜坡信号R0的电压快速地升高到预设值并以与输出电压Vout成比例的速率线性地减小R0，直到斜坡达到最小值。虽然电流感测单元308伪装成一对斜坡发生器，但是斜坡信号CSR1代表通过电感器Ls1的电流(相对于在单元触发时的初始设定点)，并且因此在电流升压时平滑地增大，而在电感器的驱动端子耦接到地时平滑地减小，使得充电电流能够持续流动。类似地，斜坡信号CSR2代表当单元触发时相对于初始设定点的通过电感器Ls2的电流。电流感测单元308可以基于蓄能电容器电压Vc而调整斜坡信号CSR1、斜坡信号CSR2的斜率，从而随着电压Vc的增大而增大斜率。
斜坡发生器306和电流感测单元308的触发基于来自PWM信号发生器207的输出信号PWM1和输出信号PWM2。PWM1是用于提供斜坡信号CSR1的触发信号，而PWM2是用于提供斜坡信号CSR2的触发信号。比较器330将斜坡信号CSR1与上限比较器阈值CMPU进行比较，从而在斜坡信号超过阈值时断言S-R触发器327的复位输入，并且由此对PWM1解除断言。类似地，比较器332将斜坡信号CSR2与CMPU进行比较，从而在斜坡信号超过阈值时使S-R触发器329复位，从而对PWM2解除断言。换句话说，斜坡信号CSR1、斜坡信号CSR2分别控制PWM1和PWM2的复位定时。
一对单触发元件(又名单稳态多谐振荡器)310各自响应于PWM1、PWM2中的向上转变而生成脉冲，并且逻辑或门312组合脉冲信号以提供具有固定或最小脉冲宽度的多路复用触发信号PWMM。PWMM用作斜坡发生器306的触发信号，其与CSR1、CSR2斜坡信号中的选定一者组合地控制PWM1信号和PWM2信号的起始定时。逻辑非门314使PWMM信号反相，并且单触发元件316在反相的PWMM信号中基本上引入固定延迟，然后将其作为时钟信号供应到D型触发器318。触发器318被配置为随着时钟信号的每次断言交替地从高到低或从低到高切换。触发器318的延迟时钟对PWM1、PWM2的切换频率施加最大限制。
非反相的输出信号Q1作为选择信号被供应到多路复用器320，该多路复用器将斜坡信号CSR1和斜坡信号CSR2中的选定一者转发到求和元件322。(当Q1被断言时，选择CSR1，并且当Q1被解除断言时，选择CSR2。)Q2是Q1的逻辑补充。求和元件322将斜坡信号CSR1和斜坡信号CSR2中的选定一者与来自斜坡发生器306的斜坡信号R0相加，从而产生组合的斜坡信号CSR0。比较器324将组合的斜坡信号CSR0与下限比较器阈值CMPL进行比较，从而在CSR0下降到CMPL以下时断言多路复用的置位信号SM。如果Q1被断言(并且CSR0是R0和CSR1的和)，那么逻辑与门326将多路复用的置位信号SM转发到S-R触发器327，从而致使PWM1被断言。相反，如果Q2被断言(并且CSR0是R0和CSR2的和)，那么逻辑与门328将SM转发到S-R触发器329，从而致使PWM2被断言。
斜坡发生器306操作以确保PWM1、PWM2的交替断言确实以某个最小频率进行。为了闭合回路，还想到，PWM1或PWM2的断言致使相应CSR1、CSR2斜坡信号开始增大，在通过对应电感器的电流达到其目标值时，最终导致被断言的PWM1、PWM2信号复位。此外，PWM1或PWM2的断言致使D触发器318进行切换，使得比较器324能够确定是否应使另一个PWM1、PWM2信号被断言。PWM1和PWM2两者能够同时地被断言。
因此，控制器207是2相PWM控制器，该2相PWM控制器感测输出电压并调节输出电压以使其跟随参考电压。通过调整误差放大器302的参考电压Vref，能够快速地调整输出电压Vout的目标电平，使得输出电压能够快速地设定并保持在相当大的电压范围内。因为PWM控制器能够在快速瞬态期间生成两个PWM信号之间的脉冲重叠，所以两个电感器中的电流能够通过存储在蓄能电容器中的能量快速地泵浦在一起。
图4是采用前述原理的示例性电源400的示意图。控制器402将一组初级开关控制信号P提供到初级开关阵列401，以将DC输入电压转换成跨变压器初级线圈的交流电压。在所示的实施方案中，初级开关阵列401包括功率MOSFET，该功率MOSFET能够根据系统规范针对48V的标称输入电压切换80伏或100伏(其中预期实际电压在约36伏至60伏的范围内)。控制器进一步向次级开关阵列提供一组次级开关控制信号S1、次级开关控制信号S2，该次级开关阵列包括功率MOSFET开关403A、403B，每个功率MOSFET开关能够针对标称1.25V/50A输出电压/电流切换25伏(其中预期实际电压在约0.5伏至2伏的范围内)。因为次级开关阵列中使用了较低额定电压开关，所以能够实现更高效率。对于更高输出电流要求，可以并联地布置多个转换器。
这里我们注意到，因为所公开的DC-DC转换器包括蓄能电容器Cc，所以存在进一步提高操作效率的机会。更具体地讲，因为蓄能电容器提供中间能量存储装置，该中间能量存储装置本身可能足以保持输出电压Vout一段时间，所以控制器能够在轻载条件期间暂时性地或周期性地暂停初级开关阵列的切换，以进一步减少开关损耗，并且由此提高效率。当初级开关阵列操作切换暂停时，可以说控制器处于“休眠”模式，这与其中初级开关阵列用于经由变压器供电的“活动”模式相反。
图5A是示例性模式控制DC-DC转换器的示意图，其类似于图2A的示意图，但是包括具有模式控制支持的控制器502。当控制器502的模式控制输入Mcntl被断言时，控制器502以活动模式操作，从而驱动初级开关控制信号和次级开关控制信号将功率从输入电压Vin输送到蓄能电容器Cc并输送到输出电容器Co。当模式控制输入Mcntl被解除断言时，控制器502以休眠模式操作，从而将初级开关控制信号保持在解除断言状态来禁用经由变压器的功率传送。在休眠模式中，控制器502根据需要驱动次级开关控制信号以从蓄能电容器Cc向输出电容器Co输送功率。在示例性实施方案中，控制器502继续驱动次级开关控制信号PWM_S0和次级开关控制信号PWM_S1以仿真单相降压转换器，并且保持次级开关控制信号PWM_S2和次级开关控制信号PWM_S3解除断言。因为在轻载条件期间操作更少部件，所以实现更高效率。此外，单相降压转换器能够以连续导通模式(CCM)操作以进一步提高效率，但是可以自动地采用不连续导通模式(DCM)来节省功率。
图5A的示意图包括比较器503，该比较器将蓄能电容器电压Vc与参考电压进行比较，从而在Vc下降到参考电压以下时断言唤醒信号。如果唤醒信号或MODE输入信号被断言，那么逻辑或门断言模式控制输入Mcntl，从而致使控制器502进入活动模式。MODE输入信号可以由例如用户可操作的按钮或由确定何时降低输出功率要求的系统元件从外部提供。或者，控制器502可以自动地检测输出功率要求何时低于阈值并在内部生成MODE信号。
图5B提供了示例性时序图以示出图5A的模式控制DC-DC转换器的操作。当MODE信号被断言时，驱动初级开关控制信号和次级开关控制信号以将功率从Vin输送到Vout，从而将蓄能电容器电压Vc保持在支持对任何负载瞬态的快速响应的期望电平。当MODE信号被解除断言时，初级开关控制信号PWM_P1、初级开关控制信号PWM_P2和次级开关控制信号PWM_S2、次级开关控制信号PPWM_S3被禁用，直到蓄能电容器电压下降到参考电压以下之时(图5A)。次级开关控制信号PWM_S0、次级开关控制信号PPWM_S1以互补方式切换以仿真降压转换器，从而根据需要从蓄能电容器Cc向输出电容器Co传送功率。一旦蓄能电容器电压Vc下降到参考电压以下，Mcntl信号被断言，直到克服比较器503的滞后，从而使控制器502返回到活动模式足够长的时间以将一些电荷恢复到蓄能电容器。(在替代实施方案中，单触发元件用于确定蓄能电容器的再充电时间。)因此，当MODE信号被解除断言时，控制器502使开关功率损耗最小化，并且当MODE信号再次被断言时，控制器502返回到活动模式。
图6A是采用一个或多个辅助转换器650、辅助转换器652的替代模式控制DC-DC转换器实施方案的示意图。辅助转换器可以通过针对低功率操作进行优化来支持额外的效率增益。在图6A的实施方案中，控制器602仅在MODE信号被断言时驱动初级开关控制信号和次级开关控制信号，并且在MODE信号被解除断言时使初级开关控制信号和次级开关控制信号被解除断言，如图6B所示。为了在休眠模式期间将功率从蓄能电容器Cc输送到输出电容器Co，控制器602启用辅助降压转换器650或一些其他形式的低功率优化DC-DC转换器。当蓄能电容器电压下降到参考电压以下时，控制器602可以使得辅助DC-DC转换器652能够周期性地对蓄能电容器再充电，而不是周期性地重新进入活动模式。与辅助转换器650一样，转换器652可以针对低功率操作进行优化。
在具有处理从蓄能电容器Cc到输出电容器Co的功率传送的仅一个辅助转换器650的替代实施方案中，可以通过简单地重新进入活动模式来执行蓄能电容器的周期性再充电，如参考图5A至图5B所述。在具有处理蓄能电容器的周期性再充电的仅一个辅助转换器652的另一个替代实施方案中，从蓄能电容器Cc到输出电容器Co的功率传送由仿真降压转换器的次级开关阵列的子集执行，如参考图5A至图5B所述。
因此，前述实施方案能够减少对负载瞬态的响应时间，同时屏蔽次级开关阵列免受归因于反向功率传送条件的高电压应力。能够用软切换和模式控制实现效率增强，以使得能够以小形状因数提供高效率转换器。
因此，本文中公开了具有有效睡眠模式的改进的电流倍增DC-DC转换器。示例性转换器实施方案包括：变压器；第一电感器和第二电感器，该第一电感器和该第二电感器在第一电压输出端子处耦接在一起；蓄能电容器，该蓄能电容器耦接到第二输出电压端子；初级开关阵列；次级开关阵列；以及控制器。第一电感器和第二电感器各自具有耦接到变压器次级线圈的相应端子的驱动端子。初级开关阵列操作以将输入电压转换成变压器初级线圈上的正向电压脉冲和反向电压脉冲。次级开关阵列将第一电感器的驱动端子选择性地耦接到蓄能电容器的充电端子或耦接到第二电压输出端子。控制器在睡眠模式期间至少暂时暂停初级开关阵列的操作，并且使用蓄能电容器维持第一电压输出端子处的电压。
DC-DC转换器的示例性实施方案通过以下方式起作用：在活动模式下运行；以及在睡眠模式下运行。在活动模式下运行包括：操作初级开关阵列以将输入电压转换成具有耦接在第一电感器的驱动端子和第二电感器的驱动端子之间的次级线圈的变压器的初级线圈上的正向电压脉冲和反向电压脉冲，第一电感器和第二电感器各自具有耦接到第一输出电压端子的公共端子；将第一电感器的驱动端子选择性地耦接到蓄能电容器的充电端子或耦接到第二输出电压端子，第一电感器的驱动端子至少在正向电压脉冲期间耦接到充电端子；以及将第二电感器的驱动端子选择性地耦接到蓄能电容器的充电端子或耦接到第二输出电压端子，第二电感器的驱动端子至少在反向电压脉冲期间耦接到充电端子。在睡眠模式下运行包括：至少暂时暂停初级开关阵列的操作；以及当暂停初级开关阵列的操作时，使用来自蓄能电容器的电荷维持第一输出端子处的电压。
DC-DC转换器的示例性实施方案通过以下方式制造：提供具有初级线圈和次级线圈的变压器，该次级线圈连接在第一电感器的驱动端子与第二电感器的驱动端子之间，第一电感器和第二电感器各自具有耦接到第一输出电压端子的公共端子；将第一组开关连接到第一电感器的驱动端子，该第一组开关可操作以将第一电感器的驱动端子选择性地耦接到蓄能电容器的充电端子或第二输出电压端子；将第二组开关连接到第二电感器的驱动端子，该开关可操作以将第二电感器的驱动端子选择性地耦接到充电端子或第二输出电压端子；将初级开关阵列连接到变压器初级线圈；以及用控制器控制初级开关阵列以及第一组开关和第二组开关，该控制器具有模式信号，该模式信号使控制器在正常操作期间在活动模式下运行而在低功率操作期间在睡眠模式下运行，其中在睡眠模式期间，控制器至少暂时暂停初级开关阵列和第二组开关的操作并采用来自蓄能电容器的电荷维持第一电压输出端子处的电压。
前述实施方案中的每个可以以任何合适的组合采用以下任选特征中的一个或多个：1.次级开关阵列还将第一电感器和第二电感器的驱动端子选择性地耦接到充电端子或第二电压输出端子。2.次级开关阵列包括耦接到第一电感器的驱动端子的第一组开关和耦接到第二电感器的驱动端子的第二组开关。3.在睡眠模式期间，控制器至少暂时暂停第二组开关的操作，而继续驱动第一组开关的操作。4.在睡眠模式期间，控制器周期性地驱动初级开关阵列和第二组开关的操作以对蓄能电容器再充电。5.在睡眠模式期间，控制器暂停第二组开关的操作，而继续驱动第一组开关的操作。6.转换器还包括辅助转换器，该辅助转换器在睡眠模式期间周期性地对蓄能电容器再充电。7.在睡眠模式期间，控制器暂停次级开关阵列的操作。8.转换器还包括第一辅助转换器，该第一辅助转换器在睡眠模式期间从蓄能电容器汲取电力以维持第一电压输出端子处的电压。9.第一辅助转换器是降压转换器。10.转换器还包括第二辅助转换器，该第二辅助转换器在睡眠模式期间周期性地对蓄能电容器再充电。11.用第一组开关执行第一电感器的驱动端子的选择性耦接，并且用第二组开关执行第二电感器的驱动端子的选择性耦接。12.用第一组开关执行所述使用来自蓄能电容器的电荷，并且在睡眠模式下运行还包括：至少暂时地暂停第二组开关的操作。13.在睡眠模式下运行还包括周期性地操作初级开关阵列和第二组开关以对蓄能电容器再充电。14.在睡眠模式下运行还包括：暂停第二组开关的操作；以及用辅助转换器周期性地对蓄能电容器再充电。15.在睡眠模式下运行还包括：暂停第一组开关和第二组开关的操作；以及使用第一辅助转换器执行所述使用来自蓄能电容器的电荷。16.在睡眠模式下运行还包括用第二辅助转换器周期性地对蓄能电容器再充电。17.提供可在睡眠模式期间操作的第一辅助转换器，以使用来自蓄能电容器的电荷维持第一电压输出端子处的电压。18.提供可在睡眠模式期间操作的第二辅助转换器，以周期性地对蓄能电容器再充电。
前述描述可能省略复杂因素，诸如寄生阻抗、电流限制电阻器、电平移位器、线夹等，它们可以存在但不对所公开的电路的操作造成有意义的影响。一旦完全理解了上述公开的内容，对于本领域技术人员来说这些和许多其他修改形式、等价形式和替代形式就将变得显而易见。旨在使以下权利要求书被解释为在适用情况下包含所有此类修改形式、等价形式和替代形式。

Claims (7)

1.一种电流倍增DC-DC转换器，其特征在于，包括：
变压器，所述变压器具有初级线圈和次级线圈；
第一电感器和第二电感器，所述第一电感器和所述第二电感器在第一电压输出端子处耦接在一起，所述第一电感器和所述第二电感器各自具有耦接到所述变压器的次级线圈的相应端子的驱动端子；
蓄能电容器，所述蓄能电容器耦接到第二电压输出端子，所述蓄能电容器具有充电端子；
初级开关阵列，所述初级开关阵列操作以将输入电压转换成所述变压器的初级线圈上的正向电压脉冲和反向电压脉冲；
次级开关阵列，所述次级开关阵列将所述第一电感器的驱动端子选择性地耦接到所述充电端子或所述第二电压输出端子；以及
控制器，所述控制器在睡眠模式期间至少暂时暂停所述初级开关阵列的操作，致使所述蓄能电容器维持所述第一电压输出端子处的电压。
2.根据权利要求1所述的电流倍增DC-DC转换器，其特征在于，所述次级开关阵列还将所述第二电感器的驱动端子选择性地耦接到所述充电端子或所述第二电压输出端子。
3.根据权利要求2所述的电流倍增DC-DC转换器，其特征在于，所述次级开关阵列包括耦接到所述第一电感器的驱动端子的第一组开关和耦接到所述第二电感器的驱动端子的第二组开关，其中，在所述睡眠模式期间，所述控制器至少暂时暂停所述第二组开关的操作，而继续驱动所述第一组开关的操作。
4.根据权利要求2所述的电流倍增DC-DC转换器，其特征在于，所述次级开关阵列包括耦接到所述第一电感器的驱动端子的第一组开关和耦接到所述第二电感器的驱动端子的第二组开关，
其中，在所述睡眠模式期间，所述控制器暂停所述第二组开关的操作，而继续驱动所述第一组开关的操作，并且
其中，所述电流倍增DC-DC转换器还包括辅助转换器，所述辅助转换器在所述睡眠模式期间周期性地对所述蓄能电容器再充电。
5.根据权利要求2所述的电流倍增DC-DC转换器，其特征在于，在所述睡眠模式期间，所述控制器暂停所述次级开关阵列的操作，其中，所述电流倍增DC-DC转换器还包括第一辅助转换器，所述第一辅助转换器在所述睡眠模式期间从所述蓄能电容器汲取电力以维持所述第一电压输出端子处的所述电压。
6.根据权利要求5所述的电流倍增DC-DC转换器，其特征在于，所述第一辅助转换器是降压转换器。
7.根据权利要求5所述的电流倍增DC-DC转换器，其特征在于，所述电流倍增DC-DC转换器还包括第二辅助转换器，所述第二辅助转换器在所述睡眠模式期间周期性地对所述蓄能电容器再充电。
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