CN101710786A - 开关稳压电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有频谱整形功能的开关稳压电路及方法，基于该开关稳压器及方法根据开关频率的变化调整其频谱整形范围，当其开关频率变高时，其频谱整形范围变大；当其开关频率变低时，其频谱整形范围减小。该开关稳压电路及方法可有效降低电磁干扰。

Description

开关稳压电路及方法

技术领域

本发明涉及一种开关稳压电路，特别地，涉及一种具有频谱整形功能的开关稳压电路及方法。

背景技术

如今，许多电子设备均需要直流电压供电，而该直流供电电压通常来自于适配器。适配器从墙上插座(电网)获得交流电压，通过一整流桥将该交流电压转换为一不控直流电压，并通过一开关电源将该不控直流电压转换为所需的直流供电电压。

开关电源通常采用变压器或电感作为储能元件。例如在反激变换器中即采用变压器作为储能元件，一开关耦接至变压器的原边，控制电路控制该开关的导通与关断，使能量交替地在变压器中被存储或被传递到变压器的副边。变压器的副边经过滤波器在输出电容两端产生一输出电压，该输出电压即为反激变换器的直流输出电压。直流输出电压的增大和减小与传递到负载的功率大小相反，负载增大会导致直流输出电压减小，而负载减小则会导致直流输出电压增大。通常情况下，直流输出电压被反馈至控制电路以使开关电源能补偿负载的变化。

为了实现小体积和高效率，开关电源的开关频率通常很高(例如几十KHz)。开关电源中高频的开关切换会导致严重的电磁干扰(EMI)，不仅降低电网质量，还影响与开关电源相连或位于开关电源附近的电子设备的正常工作，甚至会对无线电波和电视信号造成干扰。为此，各国均针对开关电源产生的电磁干扰制定了严格的标准。

现有的降低电磁干扰的方法为通过调节开关频率，将原本集中在一频率的能量(或是在窄频带中的能量)改为分布在一宽广的频带。但现有降低电磁干扰的方法，其频谱范围固定，因此不适合开关频率随负载变化而变化的情况.

发明内容

因此本发明的目的在于提供一种能根据输出的反馈信号调节开关的开关频率和开关频率频谱整形的频率范围的开关稳压电路及方法。

根据上述目的，本发明提供了一种开关稳压电路，包括

储能元件，能够储存能量；

开关，耦接至所述储能元件，在所述开关导通时所述储能元件存储能量，在所述开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载；

反馈电路，采样所述开关稳压电路的输出信号，并产生与所述开关稳压电路的输出信号相关的反馈信号；

控制电路，接收流过所述开关的采样电流和所述反馈信号，控制所述开关的导通与关断；

所述控制电路包括频谱整形电路，接收所述反馈信号，产生频谱整形信号，以调节所述开关的开关频率和所述开关频率频谱整形的频率范围。

本发明还提供了一种开关稳压开关稳压方法，包括：

将开关电耦接至储能元件，在所述开关导通时所述储能元件存储能量，在所述开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载；

采样流过所述开关的电流，并产生代表流过所述开关的电流的电流采样信号；

采样输出电压，并产生与所述输出电压相关的反馈信号；

根据所述电流采样信号和所述反馈信号控制所述开关的导通与关断；

根据所述反馈信号调节所述开关的开关频率和所述开关频率频谱整形的频率范围。

本发明采用上述电路和/或方法，能够接收反馈信号，并根据反馈信号的变化而调节开关稳压电路的开关频率，以及开关频率频谱整形的频率范围，从而有效降低电磁干扰，结合本发明的更详细的有益效果在具体实施方式进行描述。

附图说明

图1示出根据本发明一个实施例的开关稳压电路100。

图2示出根据本发明另一实施例的开关稳压电路100`。

图3(a)、3(b)示出根据本发明另一个实施例的开关稳压电路200。

图3(c)示出根据图3(a)中控制芯片IC₁的另一内部模块图220。

图3(d)示出根据图3(a)中控制芯片IC₁的又一内部模块图230。

图4示出开关稳压电路200中频谱整形电路207输出的三角波波形。

图5示出开关稳压电路200中频谱整形电路207的输出、时钟发生电路205的频率以及驱动主开关的波形。

图6示出根据本发明另一实施例的开关稳压方法的流程图600。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。以下均以包括反激变换器的AC/DC(交流/直流变换)电路为例对本发明进行说明，但本领域的技术人员可知，本发明还可用于任何DC/DC(直流/直流变换)拓扑，如BUCK(降压)电路、BOOST(升压)电路、BUCK-BOOST(升-降压)电路、FLYBACK(反激)电路以及FORWARD(正激)电路等。

如图1所示，为根据本发明一个实施例的开关稳压电路100。在该实施例中，开关稳压电路100包括整流桥101、输入电容C_IN、  变压器T、主开关M、二极管D₁、输出电容C_OUT、电流采样电路102、反馈电路103、比较电路104、时钟发生电路105、逻辑电路106以及频谱整形电路107。其中变压器T为储能元件，包括初级绕组T₀和次级绕组T₁。整流桥101接收一交流输入电压V_IN，并将其转换成一不控直流电压V_DC。输入电容C_IN并联至整流桥101的输出端，输入电容C_IN的一端电耦接至变压器T1初级绕组的一端，另一端接地。变压器T的初级绕组T₀、主开关M、二极管D₁、变压器T的次级绕组T₁以及输出电容C_OUT的耦接方式构成典型反激拓扑。其耦接方式是本领域技术人员的熟知方式，这里不再详述。其中主开关M可以是任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。输出电容C_OUT两端的电压即为开关稳压电路的输出电压V_OUT。本领域的技术人员应该认识到，此实施例中二极管D₁可由同步整流管代替。

电流采样电路102耦接至主开关M，采样流过主开关M的电流，并产生一代表该电流的电流采样信号I_sense，即I_sense为流过主开关M的采样电流。电流采样电路102可为电阻采样电路、变压器采样电路、电流放大器采样电路等。反馈电路103耦接至开关稳压电路的输出端，采样输出电压V_OUT，并产生一与该电压相关的反馈信号V_FB。反馈电路103可包括光电耦合器(光耦)或变压器。在一个实施例中，变压器T还包括一辅助绕组(图中未示出)，该辅助绕组既可位于变压器T的初级侧，也可位于变压器T的次级侧，反馈电路103耦接至该辅助绕组并采样其两端的电压，该辅助绕组两端的电压可代表输出电压V_OUT。在一个实施例中，反馈电路103包括电阻分压电路或电容分压电路。

比较电路104的第一输入端接收电流采样信号I_sense，第二输入端接收电流参考信号Ref，并将两者进行比较，以产生比较信号。频谱整形电路107耦接至反馈电路103的输出端，接收反馈信号V_FB，产生频谱整形信号S_F。时钟发生电路105耦接至频谱整形电路107的输出端，以接收频谱整形信号S_F，产生时钟信号CLK。逻辑电路106的一端耦接至比较电路104的输出端，接收比较信号；其另一端耦接至时钟发生电路105的输出端，接收时钟信号CLK；其输出端耦接至主开关M的控制端；在电流采样信号I_sense大于电流参考信号Ref时关断主开关M，而在时钟信号CLK的边沿(上升沿或下降沿)导通主开关M。在一个实施例中，在逻辑电路106和主开关M之间包含驱动电路108，即逻辑电路106经由驱动电路108后控制主开关M的闭合与断开，如图2的开关稳压电路100`所示。图2所示开关稳压电路100`的其他部分与图1所示电路100相同，并且驱动电路108可以是本领域普通技术人员所熟知的任何驱动电路。为了叙述简明，这里不再详述开关稳压电路100`组成和工作方式。

电流采样电路102、比较电路104、时钟发生电路105、逻辑电路106、频谱整形电路107构成控制电路。

在图1所示的实施例中，主开关M为NMOS(n型MOSFET)，比较电路104包含比较器COM1，逻辑电路106包含触发器FF。比较器COM1的同相输入端耦接至电流采样电路102以接收电流采样信号I_sense，比较器COM1的反相输入端接收电流参考信号Ref。触发器FF包括置位端和复位端，其复位端R耦接至比较器COM1的输出端，置位端S耦接至时钟发生电路105以接收时钟信号CLK，在时钟信号CLK的上升沿导通主开关M。反馈电路103耦接至开关稳压电路100的输出端，采样输出电压V_OUT，并产生一与该电压相关的反馈信号V_FB。频谱整形电路107的输入端耦接至反馈电路103的输出端以接收反馈信号V_FB，其输出端耦接至时钟发生电路105，用以提供频谱整形信号S_F至时钟发生电路105，来调节时钟信号CLK的频率及频谱整形范围。而时钟信号CLK的频率和频谱整形范围即是主开关M被导通与关断的频率和频谱整形范围。

在此实施例中，控制电路接收流过主开关M的采样电流I_sense和反馈信号V_FB，可以控制主开关M的导通与关断；并且控制电路的频谱整形电路107接收反馈信号V_FB，产生频谱整形信号S_F，可以调节主开关M被导通与关断的频率及频谱整形范围。并且频谱整形电路107具有这样一个特性：当主开门M被导通与关断的频率越高，频谱整形范围越大；当主开门M被导通与关断的频率越低，频谱整形范围越小，该特性的具体实现方式，后文详述。因此，开关稳压电路100达到了频谱整形、减小电磁干扰的目的。

图3(a)、3(b)为根据本发明另一个实施例的开关稳压电路200，其中图3(b)为图3(a)中控制芯片IC₁的内部具体结构图。开关稳压电路200与图1所示开关稳压电路100相同的部分采用相同的附图标记。即开关稳压电路200包括由整流桥101、变压器T(包括初级绕组T₀和次级绕组T₁)、主开关M(被设置在控制芯片IC₁内部)、二极管D₁、输出电容C_OUT组成的主电路，输入电容C_IN，以及控制电路和反馈电路203。

在此实施例中，反馈电路203包括光耦D₀、第一电阻R₁、第一齐纳二极管D_Z1和第二电阻R₂；其中光耦D₀的二极管部分与第一电阻R₁、第一齐纳二极管D_Z1串联耦接在开关稳压电路200的输出端和地之间；光耦D₀的三极管部分与第二电阻R₂串联耦接在一供电源和地之间；在此实施例中，供电源即内部供电源。但是本领域的普通技术人员应该认识到，反馈电路可以是电阻分压电路或电容分压电路，为表述简便，这里不详述其具体结构，然其效果和本实施例的反馈电路203一致，均采样开关稳压电路200的输出信号，产生与开关稳压电路200的输出信号相关的反馈信号。

在此实施例中，控制电路包括控制芯片IC₁和电阻R_S、电容C₀。在此实施例中，如图3(a)所示，开关稳压电路200还包括用于提供芯片IC₁内部供电电源的辅助绕组T₂，以及串联后与辅助绕组T₂并联的二极管D₂、第三电阻R₃和电容C₁，内部供电电源取自第三电阻R₃和电容C₁的连接端。主开关M采用NMOS。

与开关稳压电路100一样，开关稳压电路200的控制电路包括电流采样电路202、比较电路204、时钟发生电路205、逻辑电路206和频谱整形电路207，其中比较电路204、时钟发生电路205、逻辑电路206和频谱整形电路207集成在图3(a)中的IC₁中。

具体来说，在此实施例中，如图3(a)所示的IC₁的电路，逻辑电路206包括触发器U₄；时钟发生电路205包括锯齿波电路和短脉冲电路T_pulse。其中锯齿波电路包括时钟电容C₀(设置在IC₁之外，与IC₁的Ct引脚连接)、电流源I_Ct、时钟开关S₃、第一比较器U₁。时钟电容C₀、电流源I_Ct、时钟开关S₃并联耦接在第一比较器U₁的同相输入端和地之间。短脉冲电路T_pulse耦接在第一比较器U₁的输出端和时钟开关S₃的控制端之间，用以当第一比较器U₁输出为高时，将时钟开关S₃闭合一短脉冲时间段T_p。

但是本领域的技术人员应该认识到，短脉冲电路T_pulse可以耦接在逻辑电路206的输出端和时钟开关S₃的控制端之间，如图3(c)电路220所示。即电路220中的时钟发生电路205-1包括锯齿波电路和短脉冲电路T_pulse。其中锯齿波电路包括时钟电容C₀、电流源I_Ct、时钟开关S₃、第一比较器U₁。时钟电容C₀、电流源I_Ct、时钟开关S₃并联耦接在第一比较器U₁的同相输入端和地之间。短脉冲电路T_pulse耦接在逻辑电路206的输出端和时钟开关S₃的控制端之间。电路220的其他部分与电路210的电路结构相同，为叙述简明，这里不再详述其电路各部件的具体连接方式。电路220在运行时，当第一比较器U₁输出为高时，逻辑电路206的输出变高，此变高的信号通过短脉冲电路T_pulse后将时钟开关S₃闭合一短脉冲时间段T_p。经过短脉冲时间段T_p之后，时钟开关S₃被断开，时钟电容C₀被重新开始充电，直至其两端电压大于第一比较器U₁的反相输入端电压，第一比较器U₁输出变高，开关稳压电路进入一个新的工作周期。

另外本领域的技术人员应该认识到，时钟发生电路可以不采用短脉冲电路T_pulse，而直接将逻辑电路206的输出端耦接至开关S₃的控制端，如图3(d)电路230所示。电路230中时钟发生电路205-2仅包括由时钟电容C₀、电流源I_Ct、时钟开关S₃和第一比较器U₁组成的锯齿波电路。其中时钟电容C₀、电流源I_Ct、时钟开关S₃并联耦接在第一比较器U₁的同相输入端和地之间，时钟开关S₃的控制端耦接至逻辑电路206的输出端。电路230在运行时，当第一比较器U₁输出为高时，逻辑电路206的输出变高，将时钟开关S₃闭合导通。而在比较电路204输出一高电平信号复位逻辑电路206之前，逻辑电路206的输出一直保持为高。因此，在此过程中，时钟开关S₃一直被闭合，直至比较电路204的输出变高后，时钟开关S₃被断开，时钟电容C₀被重新开始充电，直至其两端电压大于第一比较器U₁的反相输入端电压，第一比较器U₁输出变高，开关稳压电路进入一个新的工作周期。电路230的其他部分与电路220以及电路210相同，而且三者的工作原理实质相同，为叙述简明，以下表述仅参照图3(b)的电路210做具体分析。同时，本领域的技术人员应该认识到，由于时钟电容C₀容值相对比较大，在此实施例中被设置在控制芯片IC₁外部，但是其也可被集成进控制芯片IC₁内部。

在如图3(a)所示的实施例中，电流采样电路202包括耦接至主开关M源极和地之间的采样电阻R_S，用以采样流过主开关M的电流，得到采样电流。但是本领域的普通技术人员应该认识到，这里电流采样电路202可以是变压器采样电路、电流放大器采样电路及主开关M本身的导通电阻R_DS-ON，为表述简便，这里不详述其结构，然其效果和采样电阻R_S一致，均采样流过主开门M的电流，得到采样电流。

在此实施例中，比较电路204包括第三比较器U₃，其同相输入端耦接至采样电阻R_S与主开关M的串联耦接点，以接收采样电流；其反相输入端接收电流参考信号Ref，其输出端耦接至RS触发器U₄的复位端R，以输出比较信号至RS触发器U₄的复位端R。本领域的技术人员人员应该意识到，为抑制副边二极管反向恢复和寄生参数振荡引起的错误信号，在此实施例中，第三比较器U₃的同相输入端通过LEB模块耦接至采样电阻R_S与主开关M的串联耦接点，如图3(b)、图3(c)和图3(d)所示。

在此实施例中，在反馈电路203，光耦D₀的二极管部分与电阻R₁、齐纳二极管D_Z1串联耦接在开关稳压电路200的输出端和地之间；光耦D₀的三极管部分与电阻R₂串联耦接在控制芯片IC₁的自供电管脚V_CC和地之间，并且光耦D₀的三极管部分与电阻R₂串联耦接点耦接至控制芯片的反馈管脚FB。即反馈电路203耦接至开关稳压电路203的输出端，采样其输出信号，并产生与开关稳压电路203的输出信号相关的反馈信号V_FB。

在此实施例中，频谱整形电路207包括第二比较器U₂、第一开关S₁、第二开关S₂、偏置电源U₅、第一整形电阻R_S1、第二整形电阻R_S2、第三整形电阻R_S3、第四整形电阻R_S4、连接电阻R_S5、整形电容C_S1以及第二齐纳二极管D_Z2。反馈信号V_FB经由反馈管脚FB被输送至频谱整形电路207的输入端，即频谱整形电路207的输入端耦接至反馈电路203的输出端，接收反馈信号V_FB。其中偏置电源U₅的电压值为V_bias，第二齐纳二极管D_Z2的钳位电压为V_zener。整形电容C_S1耦接在频谱整形电路207的输出端和地之间；第二整形电阻R_S2和第二开关S₂串联耦接后与整形电容C_S1并联耦接。连接电阻R_S5的一端耦接至频谱整形电路207的输入端，接收反馈信号V_FB，其另一端通过偏置电源U₅耦接至第二比较器U₂的反相输入端，以使第二比较器U₂反相输入端电压V₁＝V_FB-V_bias；同时连接电阻R_S5的另一端串联第一开关S₁和第一整形电阻R_S1后耦接至频谱整形电路207的输出端，使得当第一开关S₁闭合时，整形电容C_S1被充电；连接电阻R_S5的另一端和第二齐纳二极管D_Z2的阴极耦接，第二齐纳二极管D_Z2的阳极接地，使得当反馈信号V_FB大于第二齐纳二极管D_Z2的钳位电压V_zener时，反馈信号V_FB被嵌在V_zener电压。第二比较器U₂的同相输入端通过第三整形电阻R_S3耦接至频谱整形电路207的输出端；第二比较器U₂的同相输入端同时通过第四整形电阻R_S4耦接至其输出端；第二比较器U₂的输出端同时耦接至第一开关S₁的控制端和第二开关S₂的控制端；并且当第二比较器U₂的输出V₃为低时，第一开关S₁闭合，第二开关S₂断开；当第二比较器U₂的输出V₃为高时，第一开关S₁断开，第二开关S₂闭合，即第一开关S₁和第二开关S₂形成互补导通关系。频谱整形电路207的输出端耦接至时钟发生电路205的第二输入端。在此实施例中，时钟发生电路205的第二输入端即第一比较器U₁的反相输入端。

开关稳压电路200运行时，若时钟发生电路205输出高电平信号至RS触发器U₄的置位端S，则RS触发器U₄的输出Q被置高，从而主开关M被导通，流经主开关M的电流增大。当流经主开关M的电流增大至使得采样电路202的输出大于电流参考信号Ref时，比较电路204的输出变高，从而RS触发器U₄的输出Q被复位为低，使得主开关M被断开。直至时钟发生电路205的输出再次变高，重新置位RS触发器U₄的输出Q，电路200的运行进入一个新的工作周期，并如前所述循环工作。

而在时钟发生电路205处，当其输出为零时，开关S₃被断开，电流源I_Ct对电容C₀进行充电，使得电容C₀两端电压慢慢增大，即第一比较器U₁同相输入端电压慢慢增大。当其增大至大于第一比较器U₁的反相输入端电压时(即频谱整形电路207的输出V₄)时，第一比较器U₁的输出变高，从而开关S₃被闭合，电容C₀两端电荷被迅速释放，其电压下降至零。此时第一比较器U₁的同相输入端电压低于其反相输入端电压，第一比较器U₁的输出变低，因此，在短脉冲电路T_pulse的短脉冲时间段T_p结束后，开关S₃被断开，从而电流源I_Ct重新开始给电容C₀充电，时钟发生电路205进入新的工作周期，并如前所述循环工作。

时钟发生电路205的频率

其中C_C0为电容C₀的电容值、I₀为电流源I_Ct的输出电流、T_p为短脉冲电路T_pulse的短脉冲持续时间段。对于给定的开关稳压电路，由于电容C₀的容值C_C0、电流源I_Ct的输出电流I₀、短脉冲电路T_pulse的短脉冲持续时间段T_p均已给定，因此，在此实施例中，时钟发生电路205的频率由频谱整形电路207的输出V₄决定。并且当频谱整形电路207的输出V₄越大，电容C₀两端触到V₄的值所需时间越长，时钟发生电路205的频率越小；反之，当频谱整形电路207的输出V₄越小，电容C₀两端触到V₄的值所需时间越短，时钟发生电路205的频率越大。

同理，时钟发生电路205-1的频率

因此，如上所述，时钟发生电路205-1的频率由频谱整形电路207的输出V₄决定。并且当频谱整形电路207的输出V₄越大，电容C₀两端触到V₄的值所需时间越长，时钟发生电路205-1的频率越小；反之，当频谱整形电路207的输出V₄越小，电容C₀两端触到V₄的值所需时间越短，时钟发生电路205-1的频率越大。

而时钟发生电路205-2与时钟发生电路205-1相比，省略了短脉冲电路T_pulse，因此，其频率

其中C_C0为电容C₀的电容值、I₀为电流源I_Ct的输出电流、T_ON为逻辑电路206输出信号的高电平持续时间，即开关M的导通时间，而此时间内流过主开关M的电流增大。也就是说，

其中L为开关稳压电路200变压器初级绕组T₀的激磁电感值，ΔI为一个周期内流过主开关M的电流变化量，V_DC为输入交流电压经整流桥101整流后的直流电压。如上所述，在比较电路204处，当流经主开关M的电流增大至使得采样电路202的输出大于电流参考信号Ref时，比较电路204的输出变高，主开关M被断开，则其中V_Ref为电流参考信号Ref的数值，R_RS为采样电阻R_S的阻值。因此，对于给定的开关稳压电路，由于电容C₀的容值C_C0、电流源I_Ct的输出电流I₀、初级绕组T₀的电感值L、电流参考信号Ref的数值V_Ref、采样电阻R_S的阻值R_RS以及经整流桥101整流后的直流电压V_DC均已给定，因此，如时钟发生电路205和时钟发生电路205-1，时钟发生电路205-2的频率f₂由频谱整形电路207的输出V₄决定。并且当频谱整形电路207的输出V₄越大，电容C₀两端触到V₄的值所需时间越长，时钟发生电路205-2的频率f₂越小；反之，当频谱整形电路207的输出V₄越小，电容C₀两端触到V₄的值所需时间越短，时钟发生电路205-2的频率f₂越大。

从下文的描述将要看到，施加在第一比较器U₁反相输入端的电压，即频谱整形电路207的输出V₄将是一个三角波。

在频谱整形电路207处，若第二比较器U₂的反相输入端电压V₁大于其同相输入端电压V₂，即V₁＞V₂时，第二比较器U₂的输出V₃为低(V₃＝0)，第一开关S₁闭合，第二开关S₂断开。此时反馈信号V_FB经由连接电阻R_S5、第一开关S₁、第一整形电阻R_S1，给整形电容C_S1充电，则频谱整形电路207的输出电压V₄慢慢增大，而此时第二比较器U₂同相输入端的电压

于是，V₂跟随着V₄的增大慢慢增大。当增大至使得第二比较器U₂的同相输入端电压V₂大于其反相输入端电压V₁，即V₂＞V₁时，第二比较器U₂的输出V₃变高，即第二比较器U₂输出高电平值V_3H，第一开关S₁断开，第二开关S₂闭合。此时整形电容C_S1两端电压，即电压V₄通过第二整形电阻R₂和第二开关S₂放电，而此时第二比较器U₂的同相输入端的电压

于是，V₂随着V₄的减小而慢慢减小。当减小至使得第二比较器U₂的反相输入端电压V₁大于其同相输入端电压V₂，即V₁＞V₂时，第二比较器U₂的输出V₃再次变低，进入如上所述过程运行过程。因此，整形电容C_S1被循环充放电，在频谱整形电路207的输出得到三角波。其中该三角波慢慢增大的上升过程中，当第二比较器U₂的同相输入端电压即将大于其反相输入端电压时，即V₂＝V₁时刻，达到其波峰电压V_4H，则

而该三角波升值波峰值后慢慢减小的下降过程中，当第二比较器U₂的反相输入端电压即将大于其同相输入端电压时，即V₁＝V₂时刻，达到其波谷电压V_4L，则

如图4所示。

相应地，在三角波的波峰值处，时钟发生电路205的频率f(即开关稳压电路200的频率)为其最小值

$f_Z=\frac{1}{T_p+C_{C0}\×\frac{\frac{R_{S3}+R_{S4}}{R_{S4}}\×(V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{bias}})}{I_0}}---\left(1\right)$

在三角波的波谷处，时钟发生电路205的频率(即开关稳压电路200的频率)为其最大值

$f_H=\frac{1}{T_p+C_{C0}\×\frac{\frac{R_{S3}+R_{S4}}{R_{S4}}\×(V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{bias}}-V_{3H}\×\frac{R_{S3}}{R_{S3}+R_{S4}})}{I_0}}---\left(2\right)$

在三角波的波峰值处，时钟发生电路205-1的频率f₁和时钟发生电路205-2的频率f₂也为其最小值；在三角波的波谷处，时钟发生电路205-1的频率f₁和时钟发生电路205-2的频率f₂为其最大值。这里不再详细阐述其数学关系式。

如图5所示即为频谱整形电路207的输出V₄、时钟发生电路205或205？的频率f以及驱动主开关M的波形(即RS触发器U₄的输出Q的波形)。

从上述等式(1)、等式(2)可以得到，当反馈信号V_FB增大时，时钟发生电路205的频率f减小；反之，当反馈信号V_FB减小时，时钟发生电路205的频率f增大。而开关稳压电路200的开关频率即时钟发生电路205的频率。因此，当反馈信号V_FB增大时，开关稳压电路200的开关频率减小；反之，当反馈信号V_FB减小时，开关稳压电路200的开关频率增大。

等式(2)减去等式(1)，可以得到频谱整形的频率范围为：

$\mathrm{\Δf}=\frac{1}{T_p+C_{C0}\×\frac{\frac{R_{S3}+R_{S4}}{R_{S4}}\×(V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{bias}}-V_{3H}\×\frac{R_{S3}}{R_{S3}+R_{S4}})}{I_0}}-\frac{1}{T_p+C_{C0}\×\frac{\frac{R_{S3}+R_{S4}}{R_{S4}}\×(V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{bias}})}{I_0}}$

化简得：

$\mathrm{\Δf}=\frac{C_{C0}\×\frac{\frac{R_{S3}}{R_{S4}}\×V_{3H}}{I_0}}{{[T}_p+C_{C0}\×\frac{\frac{R_{S3}+R_{S4}}{R_{S4}}\×(V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{bias}}-V_{3H}\×\frac{R_{S3}}{R_{S3}+R_{S4}})}{I_0}]\×[T_p+C_{C0}\×\frac{\frac{R_{S3}+R_{S4}}{R_{S4}}\×(V_{\mathrm{FB}}-V_{\mathrm{bias}})}{I_0}]}$

(3)

由于对于特定的系统，上述等式(3)中电容C₀的容值C_C0、电流源I_Ct的输出电流I₀、短脉冲电路T_pulse的短脉冲持续时间段T_p、第一至第四整形电阻R_S1~R_S4的阻值、偏置电源的电压值为V_bias、第二比较器U₂输出的高电平值V_3H均确定，因此，频谱整形范围Δf与反馈信号V_FB成反方向变化。也就是说，当反馈信号V_FB增大时，频谱整形的频率范围Δf变小；反之，当反馈信号V_FB减小时，频谱整形的频率范围Δf变大。结合上述对开关稳压电路200的开关频率与反馈信号V_FB的表述可以得到，当反馈信号V_FB增大时，开关稳压电路200的开关频率减小，其频谱整形的频率范围Δf也变小；当反馈信号V_FB减小时，开关稳压电路200的开关频率增大，其频谱整形的频率范围Δf也变大。因此，开关稳压电路200开关频率的频谱整形范围随其开关频率的变化而变化：当其开关频率增大时，其频谱整形范围相应变大；当其开关频率减小时，频谱整形范围相应减小。因此，本发明提供的开关稳压电路200解决了频率范围固定的问题，有效地降低了电磁干扰。

图6为根据本发明一实施例的开关稳压方法的流程图600，包括步骤601-605：

步骤601，将主开关M耦接至一储能元件，在主开关M导通时储能元件存储能量，在主开关M关断时储能元件中存储的能量被传送至负载。

步骤602，采样流过主开关M的电流，并产生一代表该电流的电流采样信号I_sense。

步骤603，采样输出电压，并产生一与该输出电压相关的反馈信号V_FB。

步骤604，根据电流采样信号I_sense和反馈信号V_FB控制主开关的导通与关断。

步骤605，根据反馈信号V_FB调节主开关M的开关频率和f和开关频率f的频谱整形范围。

在一个实施例中，该开关稳压方法还包括将电流采样信号I_sense与一电流参考信号Ref进行比较，当电流采样信号I_sense大于电流参考信号Ref时关断开关M。

在一个实施例中，步骤605还包括

步骤605-1，根据反馈信号V_FB产生频谱整形信号S_F；步骤605-2，根据频谱整形信号S_F产生时钟信号CLK，在时钟信号CLK的边沿导通主开关M；步骤605-3，通过调节时钟信号CLK的频率来调节开关M的开关频率。并且步骤605的具体方法是：

当反馈信号增大时，开关稳压电路的开关频率减小；反之，当反馈信号减小时，开关稳压电路的开关频率增大；

当反馈信号增大时，频谱整形的频率范围变小；反之，当反馈信号减小时，频谱整形的频率范围变大。

需要声明的是，上述发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、等同替换、或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。

本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。

本说明书(包括任何附加权利要求、摘要和附图)中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。

本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。

Claims (19)

1.一种开关稳压电路，包括

储能元件，能够储存能量；

开关，耦接至所述储能元件，在所述开关导通时所述储能元件存储能量，在所述开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载；

反馈电路，采样所述开关稳压电路的输出信号，并产生与所述开关稳压电路的输出信号相关的反馈信号；

控制电路，接收流过所述开关的采样电流和所述反馈信号，控制所述开关的导通与关断；

其特征在于，所述控制电路包括频谱整形电路，接收所述反馈信号，产生频谱整形信号，以调节所述开关的开关频率和所述开关频率频谱整形的频率范围。

2.如权利要求1所述的开关稳压电路，其特征在于，所述开关频率越高，所述频谱整形的频率范围越大；所述开关频率越低，所述频谱整形的频率范围越小。

3.如权利要求1所述的开关稳压电路，其特征在于，所述控制电路还包括

电流采样电路，耦接至所述开关，得到流过所述开关的采样电流；

比较电路，其一端接收所述采样电流，其另一端接收电流参考信号，其输出端产生比较信号；

时钟发生电路，接收所述频谱整形信号，产生时钟信号；

逻辑电路，其一端接收所述比较信号，其另一端接收时钟信号，产生逻辑信号，以控制所述开关的导通与关断。

4.如权利要求1所述的开关稳压电路，其特征在于，所述反馈电路为电阻分压电路或电容分压电路。

5.如权利要求1所述的开关稳压电路，其特征在于，所述反馈电路包括光耦、第一电阻、第二电阻和第一齐纳二极管，其中

所述光耦的二极管部分与所述第一电阻、所述第一齐纳二极管串联耦接在所述开关稳压电路的输出端和地之间；

所述光耦的三极管部分与所述第二电阻串联耦接在供电源和地之间，三极管部分与所述第二电阻的连接端输出所述反馈信号。

6.如权利要求1所述的开关稳压电路，其特征在于，所述频谱整形信号为三角波信号。

7.如权利要求6所述的开关稳压电路，其特征在于，所述频谱整形电路包括第二比较器、第一开关、第二开关、偏置电源、第一整形电阻、第二整形电阻、第三整形电阻、第四整形电阻、连接电阻、整形电容以及第二齐纳二极管，其中

所述整形电容耦接在所述频谱整形电路的输出端和地之间；

所述第二整形电阻和所述第二开关串联耦接后与所述整形电容并联耦接；

所述连接电阻的第一端耦接至所述频谱整形电路的输入端，接收所述反馈信号；所述连接电阻的第二端通过所述偏置电源耦接至所述第二比较器的第一输入端；

所述第一开关和所述第一整形电阻耦接在所述频谱整形电路的输出端和所述连接电阻的第二端之间；

所述第二齐纳二极管耦接在所述连接电阻的第二端和地之间；

所述第三整形电阻耦接在所述频谱整形电路的输出端和所述第二比较器的第二输入端之间；

所述第四整形电阻耦接在所述第二比较器的第二输入端和第二比较器的输出端之间；

所述第一开关和所述第二开关的控制端耦接至所述第二比较器的输出端，并且所述第一开关和所述第二开关互补导通。

8.如权利要求3所述的开关稳压电路，其特征在于，所述电流采样电路为电阻采样电路或变压器采样电路或电流放大器采样电路。

9.如权利要求3所述的开关稳压电路，其特征在于，所述比较电路为比较器。

10.如权利要求3所述的开关稳压电路，其特征在于，所述逻辑电路为RS触发器，其置位端接收所述时钟信号，其复位端接收所述比较信号。

11.如权利要求3所述的开关稳压电路，其特征在于，所述时钟发生电路包括锯齿波电路，其中所述锯齿波电路包括时钟电容、电流源、时钟开关以及第一比较器，所述时钟电容、所述电流源和所述时钟开关并联耦接在所述第一比较器的同相输入端和地之间，所述第一比较器的反相输入端接收所述频谱整形信号，所述时钟开关的控制端耦接至逻辑电路的输出端。

12.如权利要求11所述的开关稳压电路，其特征在于，所述时钟发生电路进一步包括短脉冲电路，所述逻辑电路的输出端通过所述短脉冲电路耦接至所述时钟开关的控制端。

13.如权利要求3所述的开关稳压电路，其特征在于，所述时钟发生电路包括锯齿波电路和短脉冲电路，其中

所述锯齿波电路包括时钟电容、电流源、时钟开关以及第一比较器，所述时钟电容、所述电流源和所述时钟开关并联耦接在所述第一比较器的同相输入端和地之间，所述第一比较器的反相输入端接收所述频谱整形信号；

所述短脉冲电路的输入端耦接至第一比较器的输出端，所述短脉冲电路的输出端耦接至所述时钟开关的控制端。

14.如权利要求1所述的开关稳压电路，其特征在于，还包括驱动电路，所述控制电路通过所述驱动电路控制所述开关的导通与关断。

15.一种开关稳压方法，包括：

将开关电耦接至储能元件，在所述开关导通时所述储能元件存储能量，在所述开关关断时所述储能元件中存储的能量被传送至负载；

采样流过所述开关的电流，并产生代表流过所述开关的电流的电流采样信号；

采样输出电压，并产生与所述输出电压相关的反馈信号；

根据所述电流采样信号和所述反馈信号控制所述开关的导通与关断；

根据所述反馈信号调节所述开关的开关频率和所述开关频率频谱整形的频率范围。

16.如权利要求15所述的开关稳压方法，其特征在于，还包括将所述电流采样信号与电流参考信号进行比较，当所述电流采样信号大于所述电流参考信号时关断所述开关。

17.如权利要求15所述的开关稳压方法，其特征在于，还包括

根据所述反馈信号产生频谱整形信号；

根据所述频谱整形信号产生时钟信号；

在所述时钟信号的边沿导通所述开关；

调节所述时钟信号的频率调节所述开关频率。

18.如权利要求17所述的开关稳压方法，其特征在于，

当反馈信号增大时，开关稳压电路的开关频率减小；反之，当反馈信号减小时，开关稳压电路的开关频率增大。

19.如权利要求17所述的开关稳压方法，其特征在于，

当反馈信号增大时，频谱整形的频率范围变小；反之，当反馈信号减小时，频谱整形的频率范围变大。

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