CN101667019B - 双模调制且模式平滑转换的开关电源控制方法及电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种直流开关电源的双模式运行的控制方案，用于直流稳压并提高电源轻载时的效率。在较重负载下，系统采用脉冲宽度调制(PWM)模式。轻载时，系统自动进入脉冲频率调制(PFM)模式，根据检测到的电流和负载电压，并依据相应的逻辑输出稳定的直流电压。在PFM模式下，电源的等效开关频率随负载减轻而降低，减少了开关损耗，从而提高轻载时的效率。当负载跳变时，系统自动在PFM和PWM模式间平滑过渡，并确保输出电压的快速动态响应。在PWM模式下系统集成了输入电压前馈控制，增强了负载电压抗输入电压跳变的能力。本发明适用于便携媒体播放器、智能手机、负载点电源等的供电控制。

Description

双模调制且模式平滑转换的开关电源控制方法及电路

技术领域

本发明涉及一种采用脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：PWM)和脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation：PFM)双模式混合运行并可在模式间平滑转换的直流开关电源管理系统。其适用于功率半导体开关器件和控制电路分立的直流开关电源方案，以及功率半导体开关器件和控制电路集成在单片芯片上的电源解决方案。本发明在便携式多媒体播放器、智能手机、负载点电源等领域有广泛应用。

背景技术

在以智能手机等为代表的便携式设备上，传统上采用线性低压降(LDO)稳压器来将电池电压转换到设定的电压值，并传递能量到负载。但近年来由于普遍采用深亚微米工艺制造技术，数字集成电路的工作电压持续下降，如从3.3V降到1V左右，而相应的负载电流在总功率若保持不变的情况下则加大。由于该类稳压电源的功率转换效率很低，一般只有40％左右，因此LDO线性稳压电源的使用已日益减少。现在的趋势是采用开关型稳压电源，它的功率转换效率可高达90％以上。

脉冲宽度调制(PWM)是直流开关电源普遍采用的一种控制方式，尤其当开关频率很高时，稳压电源的动态响应特性得以提升，相应的功率元器件的尺寸和重量也得以减小，并可降低成本。然而，在很高频率下开关运行，电源的开关损耗也相应增加。尤其是在负载较轻时，开关损耗占据了主导，使得轻载时的效率通常不到50％。为了能延长便携电子设备的电池使用时间，因此在设计时希望提高轻载时电源的功率转换效率。这样便携设备的耗电量在长时间的轻载待机状态下能得以减少。

脉冲频率调制(PFM)是开关电源的又一种控制方法，其等效开关频率随负载电流的减小而减小，因此在轻载下能降低电源的开关损耗。然而在大电流下，他的动态响应不如脉冲宽度调制迅速。为保持重载下的动态响应同时保持轻载时的高效率，可采用的解决方案是在重载时采用脉冲宽度调制，而在轻载时采用脉冲频率调制。这种方法要求电源在负载电流缓慢变化时能平滑地在脉冲宽度调制和脉冲频率调制之间转换，并减少噪音的干扰。而在负载快速动态变化时，控制电路要能保证两种模式间的转换迅速准确，并能保持良好的动态响应特性，从而减小所需的输出电容值以达到减小电源尺寸、重量和成本之目的。

发明内容

本发明的目的在于提供一个直流开关稳压电源的控制管理系统，使电源在负载较重时工作在固定的较高频率的脉冲宽度调制模式下，以提高电源的动态响应特性，减小电源的尺寸、重量和成本。在脉冲宽度调制模式下，本发明的控制系统根据检测到的电源输出电压，采用电压控制模式，调节输出电压，并保持输出电压的稳定和快速动态响应。

本发明提供的直流开关稳压电源的控制管理系统根据检测到的电流值判断，使电源在负载较轻时工作在脉冲频率调制模式下。在此模式下，开关电源的等效开关频率随负载电流的降低而降低，从而减小开关损耗，提高开关电源在轻载时的效率，以达到延长便携设备电池的待机时间。在脉冲频率调制模式下，本发明提出的控制方案根据检测到的电流和电源输出电压，来决定功率开关管的开通和关断，从而调节并稳定输出电压，并减小输出电压的纹波。

本发明的目的还在于，当负载较为缓慢变化时，所提出的控制系统根据检测到的电流情况，决定电源工作在脉冲宽度调制模式或脉冲频率调制模式下。这一模式转换点可以确保电源的效率在不同负载情况下得以优化。并且保证这种模式的转换是平滑的，并且不受电路中的噪音信号的干扰，使电源的工作稳定。

本发明欲达到的目的还在于，提出解决方法，确保当负载快速动态变化时，电源的控制系统可以快速响应。当电源的初始状态是在脉冲频率调制模式下，若负载的跳变较小，电源应保持在此模式下运行，并在此模式下对此负载快速跳变响应。当电源的初始模式是在脉冲宽度调制下，若负载的跳变较小，未满足由脉冲宽度调制模式向脉冲频率调制模式转换的条件时，则电源应工作在此脉冲宽度调制模式下对负载跳变响应。若电源的初始状态是在脉冲宽度调制模式下，且负载跳变大到其终止状态时的负载电流满足进入到脉冲频率调制模式的条件，则电源将根据检测到的信息从脉冲宽度调制模式跳变到脉冲频率调制模式，且做到快速反应。若电源的初始状态是在脉冲频率调制模式下，当负载跳变幅度很大时，控制电路根据检测到的信息将使电源进入到脉冲宽度调制模式，并确保这一过程是平滑的且输出电压的负载动态响应良好。

本发明提出的控制系统在脉冲宽度调制模式下，集成了输入电压前馈控制，使得开关电源具有良好的输入电压动态响应特性。当输出电流过流时，开关电源的控制电路进入过流保护模式，从而保护电源和负载。

附图说明

图1为本发明涉及的控制电路的顶层基本模块示意图及开关电源的功率电路

图2为本发明涉及的带输入电压前馈控制的PWM模式控制电路及其软启动电路

图3为本发明涉及的PFM模式控制电路

图4为本发明涉及的PFM、PWM及PFM向PWM转换的控制过程的主要波形图

图5为本发明涉及的PFM向PWM平滑过渡和提升动态响应的控制电路框图

图6为本发明涉及的PFM向PWM平滑过渡和提升动态响应的具体控制电路图

图7为不带输入电压前馈控制的输出电压动态响应波形

图8为具有输入电压前馈控制的输出电压动态响应波形

图9为脉冲宽度调制模式下的稳态电压电流波形

图10为脉冲频率调制模式下的稳态电压电流波形

图11为脉冲宽度调制模式下的负载动态响应波形

图12为软启动时的输出电压、PWM脉冲宽度控制电压及其跟踪电压波形

图13为负载跳变时由脉冲宽度调制模式转换到脉冲频率调制模式的波形

图14为负载跳变时由脉冲频率调制模式转换到脉冲宽度调制模式的波形

图15为脉冲频率调制模式和脉冲宽度调制模式在负载跳变时自动平滑转换的波形

图16为脉冲频率调制模式和脉冲宽度调制模式在负载跳变时自动转换的实验测试波形

具体实施方式

本发明所涉及的系统控制电路包括如图1中128所示的基本模块，包括脉冲宽度调制电路115、脉冲频率调制电路114、过流保护模块113、其他保护电路112、门极逻辑信号控制单元109、参考电压117、软启动电路116、工作模式选择电路118、多路选择器111和与门110。

图1中的108为功率开关管的门极驱动电路，120为开关电源的输入电源V_IN，119为输入滤波电容C_IN。107表示电流检测，其具体的实施方法可根据功率器件的集成情况而不同。

图1中开关电源的功率电路为同步整流的DC/DC降压电路(Buck)，包括两个功率开关管105和106、一个输出滤波电感101、输出滤波电容103以及由电阻R_S1和R_S2组成的负载电压检测电路102。根据具体的应用情况，负载电压检测电路102可作变化，其比例可从1到适当的值。本发明所涉及的电源管理系统不仅可以应用于上述的降压变换器，还可用于其它的功率变换拓扑电路中，如升压拓扑电路(Boost)，升降压拓扑电路(Buckboost)，全桥拓扑电路(Full-Bridge)等。图1中所示的两个功率开关管105和106可以与控制电路集成在单个芯片上，也可根据电源的实际输出功率而分立于控制电路芯片之外。集成在单一芯片上的功率开关管可以为两个N通道场效应管(NMOS)，或者上端的开关管105为P通道场效应管(PMOS)，下端的开关管106为N通道场效应管(NMOS)。本发明的说明书中，以开关管105和106同为NMOS为例说明本发明所涉及的系统控制电路的工作原理。但这一系统控制方法同样可应用于上端的功率开关管105为P通道场效应管的降压电路。

图1中的121为功率开关管与控制电路及驱动电路集成在单一芯片上的示例，适用于便携设备的供电。这一单一芯片示例121有6个与外部相连接的端口。这些端口包括电源输入电压端口V_IN，即127；电源使能控制端口EN，即126；电源工作模式外部设置端口OPT，即125；负载检测电压反馈端口FB，即124；电源接地端口GND，即123；同步整流开关管105和106的输出端口SW，即122。其中当端口EN即126外部设置为低电平时，控制电路终止电源输出。当EN转变为高电平时，电源开始软启动过程，并保持输出。当端口OPT，即125在121外部被上拉为高电平时，电源工作在强制PWM模式。当125被下拉为低电平时，电源工作在自动PFM-PWM模式。

图2显示了图1中的脉冲宽度调制电路115及软启动电路116的具体实施方法。图2中的207为系统反馈补偿电路，由一个误差放大器210和补偿网络阻抗Z₁及Z₂组成。系统的PWM控制采用电压控制法。电流控制法如平均电流控制法和峰值电流控制法也适用，但本发明采用电压控制法，以利用其简单及较好的动态响应的优点。207根据检测到的电源负载电压与参考电压相比较，对负反馈所得的误差电压进行补偿。其中的补偿网路Z₁和Z₂的具体施行，要根据电路的拓扑结构以及整个电源系统的特征进行设计。图2中的软启动电路由参考电压软启动电路206和脉冲宽度控制电压软启动电路202组成。其中系统反馈补偿电路207的参考电压在电源被允许启动后，即EN＝High时，将按照软启动的要求进行延时并逐渐由零呈线性增加到PWM模式下的参考电压V_{REF_PWM}，即图2中的209。202软启动电路将在软启动阶段限制补偿网路的输出脉冲宽度控制电压，使之逐渐增加到达稳态值，起到软启动的作用以防止开通时电源的输入和输出过电流。软启动过程中的输出电压V_OUT在图12中给出。图2中208为输入电压前馈控制电路，其根据输入电压的动态变化情况，调整补偿后的脉冲宽度控制电压，以改善电源抗输入电压波动的能力。图7和图8分别给出了不具有和具有输入电压前馈的输入电压动态响应波形。由两图对比可见输入电压前馈控制可大幅改善电源的输入电压动态响应，从而减小输出电压受输入电压波动或跳变的影响。205为时钟发生电路，提供电源的开关脉冲时钟，触发锯齿波发生器204产生锯齿波，并触发R-S触发器201。202输出的脉冲宽度控制电压经208后与204输出的锯齿波通过比较器203比较后产生的高电平信号使201复位，由此产生了完整的PWM脉冲信号，并最终送到图1中的109。电源在PWM模式下工作时的稳态电压和电流波形如图9所示。电源在PWM模式下负载跳变时的电压和电流波形如图11所示。

图3给出了图1中脉冲频率调制电路114的具体实施方法。当电源工作在PFM模式时，检测到的负载电压FB被送至一个带迟滞的比较器301，与PFM模式下的参考电压V_{REF_PFM}即315比较。PFM模式下的参考电压V_{REF_PFM}略高于PWM模式下的参考电压V_{REF_PWM}，使得PFM模式下的输出电压略高于PWM模式下的输出电压，如公式(1)所示。这使得在负载电流突然增大的情况下，若电源从PFM模式进入到PWM模式，则输出电压有更多下降的余量。迟滞比较器301的迟滞值为V_{PFM_HYS}。高阀值和低阀值为V_{TH_HI}和V_{TH_LO}，分别在公式(2)和(3)中给出。

V_{REF_PFM}＞V_{REF_PWM}    (1)

$V_{\mathrm{TH}\_\mathrm{HI}}=V_{\mathrm{REF}\_\mathrm{PFM}}+\frac{1}{2}\·V_{\mathrm{REF}\_\mathrm{HYS}}---\left(2\right)$

$V_{\mathrm{TH}\_\mathrm{LO}}=V_{\mathrm{REF}\_\mathrm{PFM}}-\frac{1}{2}\·V_{\mathrm{REF}\_\mathrm{HYS}}---\left(3\right)$

上述参数在图4中的负载电压波形V_OUT上对应给出。301的输出节点401的波形在图4中对应给出，其经反相器309后的节点402的波形也在图4中对应给出。等效的输出电感电流I_L与低端阀值I_{TH_LO}即图3中317，通过迟滞比较器303相比较并经反相器312反相后的节点403上的波形在图4中对应给出。节点402与403的信号经过与门310后在节点404的波形在图4中对应给出。节点404的信号触发R-S触发器307，使之在节点406输出高电平，并保持高电平，如图4中的PFM即406波形所示。检测到的电流I_L与高端阀值I_{TH_HI}通过比较器304比较后，当电流大于高端阀值I_{TH_HI}即图3中318时，304在节点405输出高电平将307复位，从而结束PFM高电平。如此，电源在PFM模式下其高端功率开关管105的门极脉冲信号便确定了。电流的低端阀值I_{TH_LO}、高端阀值I_{TH_HI}及节点405的波形都在图4中对应给出。上述的电压和电流的高端和低端阀值将决定PFM模式下的输出电压纹波大小，电流峰值，以及电源在轻载下的等效开关频率。电流的低端阀值I_{TH_LO}可以为零或其它小于I_{TH_HI}的值，其取值应遵循具体情况而定。检测到的电流I_L通过比较器305与零相比若低于零，则触发R-S触发器308，使电源进入PFM模式。节点407即PFM_SEL的波形在图4中对应给出。只要PFM_SEL为高电平，多路选择器111将选择PFM模式的门极脉冲输出，电源也将一直工作在PFM模式。当负载电压由于负载增大而下降到低于阀值V_{TH_PFM}即图3中316时，比较器302输出高电平，308将会被复位。308的输出节点407即PFM_SEL的电位也将由高电平降至低电平，多路选择器111将选择PWM模式的门极脉冲输出，从而结束了电源的PFM模式。403与407通过与门311产生LS_ODB信号，使电源在电感电流低于零时，关断图1中的低端功率开关管106，以确保电流不反向流动。在其他情况下，低端功率开关管106的门极脉冲信号与高端功率开关管105的门极脉冲信号互补。在PFM模式下的高端功率开关管105和低端功率开关管106的门极脉冲信号V_{GS_HS}和V_{GS_LS}如图4中的409和410所示。电源在PFM模式下稳态工作的电压和电流波形如图10中波形所示。

图5给出了确保电源平滑地由PFM模式进入到PWM模式的相关电路。其中的501为模式平滑过渡电路，用以跟踪PWM模式下的脉冲宽度控制电压V_c，并在电源进入PFM模式前锁定并保存PWM模式时的脉冲宽度控制电压V_c的信息。同时，在接收到PFM_SEL信号后501将切断207中误差放大器210的供电电压VPS_PFM。退出PWM模式时501保存的V_c模拟电压信息将为电源由PFM模式进入到PWM模式时提供一个非常接近稳态工作的V_c电压值，使得PFM到PWM的过渡过程平滑并以此提高输出电压的动态响应速度。

图6给出了图5中模式平滑过渡电路501的具体电路。其中602为N位升降计数器，603为N位数模转换器(DAC)，604为比较器。其中602的数字输出Q₀-Q_n连接到603的数字输入D₀-D_n。603的模拟输出AOUT连接到604的反相端。604的同相端AIN接收来自图5中210的输出，即脉冲宽度控制电压V_c的模拟信号。604的输出为高电平或低电平，并连接到602的升/降序控制端口。602、603和604即为负反馈型的N位模数转换器(ADC)601的组成部分。当电源工作在PWM模式时，PFM_SEL和EN_SS信号通过反相器608和与门607后输出高电平，允许602计数。PWM模式下的210的输出，即脉冲宽度控制电压V_c，成为比较器604的同相端的模拟信号AIN。AIN与603的输出AOUT通过604比较。若AOUT小于AIN，则604输出高电平，602升序计数直到602的数字输出Q₀-Q_n通过603的数字输入D₀-D_n，驱动603的模拟输出AOUT上升直到接近AIN。若AOUT大于AIN，则604输出低电平，602降序计数直到602的数字输出Q₀-Q_n通过603的数字输入D₀-D_n，驱动603的模拟输出AOUT下降直到接近AIN。在PWM模式下，通过这样一个负反馈，脉冲宽度控制电压V_c，即模拟电压AIN被模数转换器601即时跟踪，并可以通过AOUT输出跟踪的模拟电压值。AOUT对AIN的跟踪在软启动过程中也得到体现，其波形在图12中给出。当电源进入PFM模式后，PFM_SEL和EN_SS信号通过反相器608和与门607后输出低电平，禁止602计数。602的数字输出锁定在进入PFM模式前的PWM模式下的V_c所对应的模拟电压值AIN。602锁定的数字输出驱动603，使之输出固定的电压AOUT。AOUT近似于进入PFM模式前的PWM模式下的V_c值。这一模拟电压在整个PFM模式中保持恒定，对系统补偿网络中的电容充电。由PWM过渡到PFM模式的AIN、AOUT及V_OUT的波形在图13中给出。在PFM模式下，PFM_SEL信号控制开关管606，使其导通。由601中的603输出的恒定的电压值AOUT通过606加到了210的输出端口。同时，PFM_SEL信号通过608使得开关管605关断，切断直流供电电压VPS给PWM系统反馈补偿网络207中的误差放大器210供电。当电源由PFM模式进入PWM模式时，605导通恢复VPS对210供电，606则断开，使603的输出不再对210的输出端口电压产生影响。而603在PFM模式下提供的恒定输出电压AOUT，由于已对系统补偿网络中的电容充电，因此为电源从PFM模式向PWM模式过渡提供了初始的PWM脉冲宽度控制电压。这一初始脉冲宽度控制电压确保了接近稳态的PWM脉冲宽度输出，从而使得电源由PFM模式向PWM模式的过渡平滑，并具备快速的动态响应能力。由PFM过渡到PWM模式的AIN、AOUT及V_OUT的波形在图14中给出。在PFM和PWM模式间自动转换的AIN和AOUT的波形在图15中给出。在PFM-PWM平滑过渡控制模块501的作用下，输出电压V_OUT显示了良好的负载动态特性，如图15中的V_OUT波形所示，又如图16中实验测试的输出电压V_OUT的负载动态响应波形。图6中的601使得PWM脉冲宽度控制电压可以得到自动跟踪并可锁定，以供PFM向PWM模式的过渡过程使用。601的精度及数字输出位数N由具体的电源参数决定。601的时钟频率也由电源的具体情况和需要选定。603的VREF端口接受参考电压的输入，VBIAS端口接受偏置电压的输入，来设置603的模拟电压输出AOUT的工作范围。

Claims (5)

1.一种采用脉冲宽度调制和脉冲频率调制的双模式运行直流开关电源系统的控制方法，包含在较重负载下采用脉冲宽度调制的控制方法，在较轻负载下采用脉冲频率调制的控制方法，脉冲宽度调制与脉冲频率调制模式自动切换的控制方法，脉冲频率调制向脉冲宽度调制模式平滑过渡的控制方法，其特征在于：所述的直流开关电源系统包括功率开关电路、脉冲宽度调制电路、脉冲频率调制电路、模式自动切换电路、模式平滑过渡电路，其中功率开关电路用以实现输入直流电压向输出直流电压的变换，

所述脉冲宽度调制电路包含：

一个系统补偿网络，其为由一个误差放大器与若干电阻和电容构成的两个补偿网络阻抗组成的反馈补偿电路，第一个补偿网络阻抗的一端连接到上述误差放大器的反相输入端，另一端连接负载电压，第二个补偿网络阻抗的一端连接到上述误差放大器的输出端，另一端连接到上述误差放大器的反相输入端，上述误差放大器的正相输入端连接到脉冲宽度调制模式的参考电压，所述系统补偿网络根据负载电压和参考电压之间的误差，在上述误差放大器的输出端产生放大了的脉冲宽度控制电压；

一个软启动电路在电源启动时逐渐增大参考电压，并同时逐渐增大误差放大器输出端的脉冲宽度控制电压；

一个输入电压前馈控制电路，其一端接收电源输入电压，另一端接收脉冲宽度控制电压，当输入电压动态增加或减少时，其输出将相应地减少或增加；

所述的模式平滑过渡的控制方法包括：

跟踪并锁定切换到脉冲频率调制模式前处于脉冲宽度调制模式时的误差放大器的输出端电压；在脉冲频率调制模式下，终止误差放大器的工作并将锁定的电压加在其输出端，以对系统补偿网络中的电容充电；由脉冲频率调制模式切换到脉冲宽度调制模式时，误差放大器的输出端由于先前系统补偿网络中的电容已充电而具备了脉冲宽度调制稳态工作时所需的脉冲宽度控制电压，从而使模式的过渡平滑。

2.根据权利要求1所述的采用脉冲宽度调制和脉冲频率调制的双模式运行直流开关电源系统的控制方法，其特征在于：所述的功率开关电路为直流降压拓扑电路、直流升压拓扑电路或直流升降压拓扑电路。

3.根据权利要求1所述的采用脉冲宽度调制和脉冲频率调制的双模式运行直流开关电源系统的控制方法，其特征在于：所述的功率开关电路为直流全桥拓扑电路。

4.根据权利要求2所述的采用脉冲宽度调制和脉冲频率调制的双模式运行直流开关电源系统的控制方法，其特征在于：

功率开关电路为直流降压拓扑电路时，包括：一个输入滤波电容，一个输出滤波电感，一个输出滤波电容，两个功率开关器件，两个功率开关器件均为N沟道场效应管，且这些器件的连接方式如下：

上述输入滤波电容的第一端连接到电源输入电压及上述第一个功率开关器件的功率输入端；

上述第一个功率开关器件的功率输出端连接到上述第二个功率开关器件的功率输入端，并连接到上述输出滤波电感的第一端；

上述输出滤波电感的第二端连接到上述输出滤波电容的第一端；

上述输入滤波电容的第二端与上述第二个功率开关器件的功率输出端及上述输出滤波电容的第二端相连并接地。

5.根据权利要求4所述的采用脉冲宽度调制和脉冲频率调制的双模式运行直流开关电源系统的控制方法，其特征在于：所述的脉冲频率调制的控制方法和模式自动切换的控制方法中根据检测到的等效电感电流和负载电压决定电源何时切换进入和退出脉冲频率调制模式，并决定脉冲频率调制模式下的功率开关器件何时开通和关断。

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