CN109067191A - 反激式电源变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种反激式电源变换器，包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接；通过原边控制电路判断副边是否发生输出电压低于第一阈值的现象，在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值时，则提高基准电压，以增大主功率开关管的开关频率；表征反激式电源变换器输出电压的反馈信号与相应的参考信号进行误差处理，得到所述基准电压。本发明改善了反激式电源变换器的动态响应。

Description

反激式电源变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种电力电子技术领域，特别涉及一种反激式电源变换器及其控制方法。
背景技术
现有的反激式变换器(开关电源)，为了稳定输出电压，需要在输出侧采样输出电压进行反馈，并将误差信号通过光耦输送到原边控制器，原边控制器基于上述误差信号，调整开关管的开关动作，实现输出电压的调节。为了进一步降低成本，在一些小功率的反激变压器，利用原边开关管关断期间，变压器的辅助绕组上感应的电压和输出电压成比例的这一特性，原边的控制器直接在原边基于辅助绕组采样输出电压，实现输出电压的控制，这就是反激式开关电源的原边控制技术。在原边控制中，为了得到输出电压信息，原边开关必须开通关断一次，才能在辅助绕组上采样输出电压。在轻载甚至空载下，为了提高轻载效率和降低待机损耗，原边开关的开关频率在轻载和空载下会下降到很低，也就是说输出电压的采样频率很低。
在很低的开关频率下，若从在空载或轻载的工况下，发生向负载加重的跳变时，将原边的主功率开关管的开关频率提高至与此时负载情况相匹配，也需要花费较长时间，输出电压会发生较大的“下跌”现象，动态响应较差。
发明内容
本发明的目的是提供一种改善动态响应的反激式电源变换器及其控制方法，解决现有技术存在的负载跳变后动态响应差的技术问题。
为实现上述目的，本发明提供了以下结构的反激式电源变换器，包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接，所述主功率开关管的控制端连接原边控制电路，所述整流管的控制端连接副边控制电路；
通过原边控制电路判断副边是否发生输出电压低于第一阈值的现象，在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值时，则提高基准电压，以增大主功率开关管的开关频率；
表征反激式电源变换器输出电压的反馈信号与相应的参考信号进行误差处理，得到所述基准电压。
可选的，所述反激式电源变换器还包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述变压器耦合，采样辅助绕组的输入电压，得到所述反馈信号。
可选的，所述反激式电源变换器还包括误差放大器和补偿电路，所述反馈信号和参考信号分别输入所述误差放大器的两个输入端，所述误差放大器的输出端连接所述补偿电路。
可选的，所述提高基准电压是通过增大所述误差放大器的增益或尾电流来实现的。
可选的，所述增大所述误差放大器的增益或尾电流，可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值前，也可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值后。
可选的，所述提高基准电压是通过增大所述补偿电路中的阻值或降低所述补偿电路中的容值来实现的。
可选的，所述增大所述补偿电路中的阻值或降低所述补偿电路中的容值，可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值前，也可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值后。
可选的，在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值时，则所述副边控制电路控制所述整流管短暂导通；通过原边控制电路检测流经主功率开关管的负电流来判断所述整流管的是否导通，当所述负电流达到第二阈值时，则判断副边发生输出电压低于阈值电压的现象，从而提高基准电压。
可选的，所述原边控制电路还包括第一限流模块，所述第一限流模块用于检测主功率开关管的电流，并在主功率开关管的电流达到限流值时对其限流。
可选的，所述副边控制电路包括第二限流模块，所述第二限流模块用于检测整流管的电流，并在整流管的电流达到限流值时对其限流。
可选的，当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，开始检测流经主功率开关管的负电流。
本发明还提供了一种反激式电源变换器的控制方法，所述反激式电源变换器包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接，所述主功率开关管的控制端连接原边控制电路，所述整流管的控制端连接副边控制电路；
通过原边控制电路判断副边是否发生输出电压低于第一阈值的现象，在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值时，则提高基准电压，以增大主功率开关管的开关频率；
表征反激式电源变换器输出电压的反馈信号与相应的参考信号进行误差处理，得到所述基准电压。
与现有技术相比，本发明之技术方案具有以下优点：在轻载时负载变重，本发明通过改变误差放大器的增益或补偿电路中的阻值或容值来提高基准电压，使得基准电压能够及时反馈负载或输出电压的变化，以提升开关频率，来改善动态响应。
附图说明
图1为本发明反激式电源变换器实施例一的电路原理图；
图2为误差放大器和补偿电路的电路结构示意图；
图3为基准电压Vc与主功率开关管开关频率Fs的关系波形图；
图4为本发明反激式电源变换器的工作波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
如图1所示，示意了本发明反激式电源变换器的电路结构。本发明的反激式变换器包括主功率开关管M0、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组Np和副边绕组Ns，所述的主功率开关管M0与所述原边绕组Np连接，所述的整流管与所述副边绕组Ns连接。所述的整流管采用晶体管，图1所示施例中采用场效应晶体管(MOSFET)作为整流管MSR，也称为同步整流管，可以是N型或者P型增强型MOSFET，也可以是其他类型的场效应管，对本领域技术人员而言，上述变动均为公知常识。同步整流管也可以作为高侧整流或者低侧整流。
本实施例以N型增强型MOSFET为例，当电流从源极流向漏极时，同步整流管导通，当电流反向时，同步整流管关断。同步整流管的正常开通和关断控制电路可以包含在副边控制电路中，也可以是单独的控制电路。
所述反激式电源变换器还包括控制电路，所述控制电路包括原边控制电路和副边控制电路，所述原边控制电路与位于原边的主功率开关管M0的控制端连接，所述副边控制电路与位于副边的整流管MSR的控制端连接。原边控制电路和副边控制电路可分别制作成集成电路，集成于芯片内可以是部分集成，也可以是全部集成，视元器件以及实际的应用场合确定。所述原边控制电路连接有辅助绕组Na，通过辅助绕组Na可对原边控制电路供电。
当轻载时，反激式电源变换器工作在断续导通模式(DCM)，其原边主功率开关管M0的开关频率较低，当负载变重时，动态响应较慢，则输出电压会下降，通过原边控制电路判断副边是否发生输出电压低于阈值电压的现象，在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值时，则提高基准电压Vc，以增大主功率开关管M0的开关频率，从而改善系统动态响应；表征反激式电源变换器输出电压的反馈信号FB与相应的参考信号REF进行误差处理，得到所述基准电压Vc。
所述辅助绕组Na与所述变压器耦合，采样辅助绕组Na的输入电压，得到所述反馈信号FB。
如图2所示，示意了误差放大器和补偿电路的电路结构。所述反激式电源变换器还包括误差放大器A1和补偿电路，所述反馈信号FB和参考信号REF分别输入所述误差放大器A1的两个输入端，所述误差放大器A1的输出端连接所述补偿电路。所述补偿电路包括至少一个电容，也可以是多个电容、电容与电阻的组合。本实施例中采用电容C1与电阻R1串联的结构来实现。所述提高基准电压Vc是通过增大所述误差放大器A1的增益或尾电流I1来实现的。增大尾电流I1的目的最终也是为了增大增益以提升基准电压Vc。
通过通过改变误差放大器A1的特性外，还可以采用调节补偿电路，所述提高基准电压是通过增大所述补偿电路中的电阻R5的阻值或降低所述补偿电路中的电容C1的容值来实现的。当然调节容值和阻值不仅指的是调节单个元器件，还可以利用电容组或电阻组的形式来调节阻值和容值。
所述增大所述误差放大器的增益或尾电流，可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值前，也可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值后。所述增大所述补偿电路中的阻值或降低所述补偿电路中的容值，可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值前，也可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值后。
如图3所示，示意了基准电压Vc与主功率开关管开关频率Fs的关系波形。在轻载情况下，其基准电压Vc区间位于为0—Vc1—Vc2之间，在该区间内，开关频率Fs不随基准电压Vc而改变，提高准电压Vc的目的是让准电压Vc进入Vc1—Vc2区间，在该区间内，开关频率Fs随着基准电压Vc的增大而增大。因此，可以通过提高基准电压Vc来提高开关频率，从而改善动态响应。
如图4所示，示意了本发明的工作波形。可以通过副边的电压检测模块来检测输出电压，在所述反激式开关电源的输出电压低于第一阈值时，则控制所述整流管短暂导通；本发明一般用于断续导通模式(DCM)，在控制所述整流管短暂导通之前，主功率开关管和整流管均处于关断状态。
因为所述整流管短暂导通，会在原边产生负电流，通过检测流经主功率开关管的负电流来判断所述整流管的是否导通，当所述负电流达到第二阈值时，该负电流可以通过电压来表征，本实施例中通过CS引脚上的电压来判断，以此来判断副边发生输出电压低于阈值电压的现象，从而提高基准电压Vc。
所述原边控制电路还包括第一限流模块，所述第一限流模块用于检测主功率开关管的电流，并在主功率开关管的电流达到限流值时对其限流，从而防止发生原副边直通或共通现象时电流过大。本领域普通技术人员根据说明书的教导，可以知悉限流模块的具体实现方式，故为了视图清晰，限流模块的具体电路未予以示意。所述副边控制电路还包括第二限流模块，用于对流经整流管的电流进行限流，以避免发生直通时电流过大而造成损害。
所述的短暂导通相当于一个脉冲，脉冲的宽度表征短暂导通的时间。对于所述输出电压的连续检测，可以通过副边控制电路实现，根据检测结果来控制所述整流管的状态。
所述原边控制电路连接有辅助绕组Na，通过所述辅助绕组Na对原边控制电路供电，与原边控制电路的供电引脚VCC连接，所述辅助绕组Na与所述变压器耦合，所述辅助绕组Na上连接有用于检测辅助绕组Na两端电压的电压检测模块，所述电压检测模块由分压电阻R1和R2串联组成，分压电阻R1和R2的公共端与原边控制电路的VS引脚连接。由于辅助绕组Na与输出绕组耦合，存在固定的匝比关系。在主功率开关管M0开通时，变压器储能，在主功率开关管M0开通时，副边整流管MSR导通，此时在Na绕组两端感应的电压与输出电压成比例。原边控制电路通过采样VS引脚电压信息，可以得到输出电压信息。需要指出的是，原边控制电路采样输出电压只能在副边整流管导通期间才能侦测。
电阻R3采样流进主功率开关管M0的电流，R3的一端接原边地(零电位)，当R3上的电压为正电压时表示电流为正。当R3上的电压为负电压时表示电流为负。若电压检测模块检测到所述辅助绕组的输入电压小于一个较小的设定阈值(低阈值)时，所述低阈值可以为零或接近于零的值，则表示整流管处于关断状态，此时若原边控制电路检测到的负电流达到第二阈值，则控制所述主功率开关管M0开通。
对于负电流的检测往往是通过负电压来表征的，如图1所示，主功率开关管M0的第一端与原边绕组Np连接，主功率开关管M0的第二端与经电阻R3接地，在主功率开关管M0的第二端与电阻R3的公共端连接电阻R4，电阻R4的另一端连接原边控制电路的检测引脚CS，CS引脚的电压与采样电阻R3的电压相关。CS引脚的电压的极性及大小表征了所采样电流的极性和大小。引脚CS处的电压用于表征所述负电流与表征第二阈值的电压进行比较，从而判断负电流是否达到第二阈值。此外，原边控制电路还包括驱动引脚DRV，与主功率开关管M0的栅极连接。
在副边绕组Ns与整流管MSR的公共端与引脚SW连接。所述副边控制电路还设有输出电压引脚Vo，引脚Vo与接地引脚GND之间的电压表征所述输出电压。
结合图1进一步阐述本发明的技术方案和工作过程。由于副边电流过零后，激励电感和寄生电容会产生寄生振荡的振荡电流，一般在10个周期左右，为了防止误检测振荡电流作为所述负电流，故在副边电流过零后或整流管关断后，设置延迟第一时间t1，如图4所示，所述第一时间t1可以设置成30us，开始检测流经主功率开关管M0的负电流，即通过引脚CS处进行检测，负电流检测阈值(即第二阈值)可以在-10～20mV左右。若电压检测模块检测到所述辅助绕组的输入电压为零，即VS＝0时，则表示整流管MSR处于关断状态，此时若原边控制电路检测到的负电流达到第二阈值，则控制所述整流管MSR开通，以响应副边电压跌落；如未检测到负电流，按照预设的控制来开通。此外，第一时间t1内，如果原边的主功率开关管已经再次开通了，说明开关频率还比较高，则说明不存在动态响应的问题。
关于副边控制电路，在整流管MSR按照正常逻辑关断以后，使能输出电压的检测功能，当输出电压小于设定值(即第一阈值)时(如4.75V)，在整流管MSR关断后延迟第二时间t2，则短暂开通副边控制电路的整流管MSR，以实现向原边“传递”负电流来通知原边提高基准电压Vc。同时，输出电压的检测也可以一直使能。
所述第二时间t2可以设置成50us左右，50us时间设定的考虑：原边需要在30us以后使能检测负电流，考虑达到一定的容差或余量，副边时间适当长一些。一般而言，在副边电流过零时关断整流管，所以将副边电流过零与整流管关断的时刻近似作为同一时刻，但实践中并非严格的同一时刻。
对于整流管MSR短暂导通的时间，可以限定在1us之内或左右，具体则需要根据实际参数来设定，除了用时间来限定该短暂导通的时间，也可以根据副边电流来确定这个时间。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种反激式电源变换器，包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接，所述主功率开关管的控制端连接原边控制电路，所述整流管的控制端连接副边控制电路；
通过原边控制电路判断副边是否发生输出电压低于第一阈值的现象，在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值时，则提高基准电压，以增大主功率开关管的开关频率；
表征反激式电源变换器输出电压的反馈信号与相应的参考信号进行误差处理，得到所述基准电压。
2.根据权利要求1所述的反激式电源变换器，其特征在于，所述反激式电源变换器还包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述变压器耦合，采样辅助绕组的输入电压，得到所述反馈信号。
3.根据权利要求1或2所述的反激式电源变换器，其特征在于，所述反激式电源变换器还包括误差放大器和补偿电路，所述反馈信号和参考信号分别输入所述误差放大器的两个输入端，所述误差放大器的输出端连接所述补偿电路。
4.根据权利要求3所述的反激式电源变换器，其特征在于，所述提高基准电压是通过增大所述误差放大器的增益或尾电流来实现的。
5.根据权利要求4所述的反激式电源变换器，其特征在于，所述增大所述误差放大器的增益或尾电流，可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值前，也可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值后。
6.根据权利要求3所述的反激式电源变换器，其特征在于，所述提高基准电压是通过增大所述补偿电路中的阻值或降低所述补偿电路中的容值来实现的。
7.根据权利要求6所述的反激式电源变换器，其特征在于，所述增大所述补偿电路中的阻值或降低所述补偿电路中的容值，可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值前，也可以在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值后。
8.根据权利要求1或2所述的反激式电源变换器，其特征在于，在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值时，则所述副边控制电路控制所述整流管短暂导通；通过原边控制电路检测流经主功率开关管的负电流来判断所述整流管的是否导通，当所述负电流达到第二阈值时，则判断副边发生输出电压低于阈值电压的现象，从而提高基准电压。
9.根据权利要求8所述的反激式电源变换器，其特征在于，所述原边控制电路还包括第一限流模块，所述第一限流模块用于检测主功率开关管的电流，并在主功率开关管的电流达到限流值时对其限流。
10.根据权利要求8所述的反激式电源变换器，其特征在于，所述副边控制电路包括第二限流模块，所述第二限流模块用于检测整流管的电流，并在整流管的电流达到限流值时对其限流。
11.根据权利要求8所述的反激式电源变换器，其特征在于，当流经副边绕组的电流下降至零时，经延迟第一时间后，开始检测流经主功率开关管的负电流。
12.一种反激式电源变换器的控制方法，所述反激式电源变换器包括主功率开关管、变压器和整流管，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述的主功率开关管与所述原边绕组连接，所述的整流管与所述副边绕组连接，所述主功率开关管的控制端连接原边控制电路，所述整流管的控制端连接副边控制电路；其特征在于：
通过原边控制电路判断副边是否发生输出电压低于第一阈值的现象，在所述反激式电源变换器的输出电压低于第一阈值时，则提高基准电压，以增大主功率开关管的开关频率；
表征反激式电源变换器输出电压的反馈信号与相应的参考信号进行误差处理，得到所述基准电压。
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