CN102195492B - 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法 - Google Patents

同步整流开关电源及其控制电路和控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN102195492B
CN102195492B CN201110135036.7A CN201110135036A CN102195492B CN 102195492 B CN102195492 B CN 102195492B CN 201110135036 A CN201110135036 A CN 201110135036A CN 102195492 B CN102195492 B CN 102195492B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
switch pipe
voltage
threshold
electrically coupled
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201110135036.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102195492A (zh
Inventor
任远程
缪磊
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd
Original Assignee
Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd filed Critical Chengdu Monolithic Power Systems Co Ltd
Priority to CN201110135036.7A priority Critical patent/CN102195492B/zh
Publication of CN102195492A publication Critical patent/CN102195492A/zh
Priority to TW101117562A priority patent/TWI508418B/zh
Priority to US13/478,575 priority patent/US8976547B2/en
Application granted granted Critical
Publication of CN102195492B publication Critical patent/CN102195492B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

公开了一种同步整流开关电源及其控制电路和控制方法，该开关电源包括变压器、电耦接至变压器初级绕组的初级电路、以及电耦接在变压器次级绕组和负载之间的次级开关管。该同步整流控制电路电耦接至次级开关管的栅极，包括：积分电路，电耦接至变压器的次级绕组，对次级绕组的端电压进行积分，并产生积分信号；以及第一比较电路，电耦接至所述积分电路，将所述积分信号与第一阈值进行比较；以及逻辑电路，电耦接至所述第一比较电路，根据所述第一比较电路的比较结果将次级开关管关断。通过将次级绕组端电压的积分值与阈值进行比较，并根据比较结果来关断次级开关管，可确保在初级开关管导通之前即将次级开关管关断，有效避免了直通。

Description

同步整流开关电源及其控制电路和控制方法
技术领域
本发明涉及电子电路，尤其是一种同步整流开关电源及其控制电路和控制方法。
背景技术
近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功耗，但也给电源设计提出了新的难题。
开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗、高频变压器的损耗和输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管(FRD)或超快恢复二极管(SRD)的导通压降可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管(SBD)，也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。
同步整流是采用导通电阻极低的专用功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术，它能大大提高开关电源的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能。
目前，控制同步整流开关管的方法主要有分立式自驱动、单芯片锁相环和智能同步整流(Smart Rectifier)三种。用分立元件实现同步整流的缺点是响应过慢，系统可靠性低。单芯片同步整流基于锁相环技术，从初级取信号同步控制次级开关管，这种方法的缺点是不能保证在间歇模式(轻载或空载时发生)下可靠操作。智能同步整流技术相比前两种方法有明显的优势，它检测的是次级开关管电压，完全不依赖初级信号，并且响应很快。
图1为现有的智能同步整流技术的波形图，其中Vds为次级开关管的漏源极电压，Isec为流过次级绕组的电流，DRV为次级开关管的驱动信号。Vds被用来分别与两个阈值Vth1和Vth2进行比较。当次级开关管的体二极管导通，使得Vds小于Vth2时，次级开关管被导通；当Vds大于Vth1时，次级开关管被关断。
在实际电路中，由于MOSFET的自身特性和控制电路的延时，从Vds增大至大于Vth1到次级开关管被关断需要一段时间，这段时间通常被称为关断延时。开关电源在连续模式下，会有剩余电流从次级转移到初级。若关断延时短，在次级电流下降至零前次级开关管被关断，开关电源将正常工作。若关断延时长，在次级电流下降过零后次级开关管仍导通，初级开关管和次级开关管将同时导通(直通，shoot through)，造成开关电源损坏。
发明内容
鉴于现有技术中的一个或多个问题，本发明提供一种同步整流开关电源及其控制电路和控制方法。
根据本发明实施例的一种用于开关电源的同步整流控制电路，该开关电源包括变压器、电耦接至变压器初级绕组的初级电路、以及电耦接在变压器次级绕组和负载之间的次级开关管，该同步整流控制电路电耦接至次级开关管的栅极，包括：积分电路，电耦接至变压器的次级绕组，对次级绕组的端电压进行积分，并产生积分信号；以及第一比较电路，电耦接至所述积分电路，将所述积分信号与第一阈值进行比较；以及逻辑电路，电耦接至所述第一比较电路，根据所述第一比较电路的比较结果将次级开关管关断。
根据本发明实施例的一种同步整流开关电源，包括：初级电路，接收输入信号，并产生交流信号；变压器，包括初级绕组和次级绕组，该初级绕组电耦接至所述初级电路以接受所述交流信号；次级开关管，电耦接在所述次级绕组和负载之间；以及如前所述的同步整流控制电路，电耦接至所述次级开关管的栅极。
根据本发明实施例的一种同步整流控制方法，包括：对变压器次级绕组的端电压进行积分，以产生积分信号；将所述积分信号与第一阈值进行比较；以及根据比较结果将次级开关管关断。
根据本发明的实施例，由电感的伏秒平衡特性可知，在稳态下，变压器次级绕组的端电压在一个开关周期中的积分应为0。通过将次级绕组端电压的积分值与阈值进行比较，并根据比较结果来关断次级开关管，可确保在初级开关管导通之前即将次级开关管关断，有效避免了直通。
附图说明
图1示意性地示出了现有的智能同步整流技术的波形图；
图2示意性地示出了根据本发明一实施例的同步整流开关电源的框图；
图3示意性地示出了根据本发明一实施例的同步整流开关电源的电路图；
图4示意性地示出了根据本发明一实施例的图3所示同步整流开关电源的波形图；
图5示意性地示出了不同积分电容值下图3所示同步整流开关电源的波形图；
图6示意性地示出了根据本发明一实施例的同步整流开关电源在刚启动时的波形图；
图7示意性地示出了根据本发明另一实施例的同步整流开关电源在刚启动时的波形图；
图8示意性地示出了根据本发明一实施例的同步整流开关电源在负载变化时的波形图；
图9示意性地示出了根据本发明另一实施例的同步整流开关电源在负载变化时的波形图；
图10示意性地示出了根据本发明一实施例的同步整流开关电源在输入电压变化时的波形图；
图11示意性地示出了根据本发明另一实施例的同步整流开关电源在输入电压变化时的波形图；
图12示意性地示出了根据本发明一实施例的阈值产生电路的电路图；
图13示意性地示出了根据本发明一实施例的同步整流开关电源在输出短路时的波形图；
图14示意性地示出了根据本发明一实施例的同步整流开关电源在电流断续状态下的波形图；
图15示意性地示出了根据本发明一实施例的同步整流控制方法的流程图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。
图2为根据本发明一实施例的同步整流开关电源的框图，包括初级电路200、变压器T1、次级开关管M1和同步整流控制电路。初级电路接收输入信号Vin，并将其转换为交流信号。初级电路可以为直流/交流变换电路或交流/交流变换电路，可采用如正激、反激、半桥、全桥、谐振变换器等拓扑结构。变压器T1的初级绕组电耦接至初级电路200的输出端，以接收交流信号。次级开关管M1电耦接在变压器T1的次级绕组和负载之间。同步整流控制电路电耦接至次级开关管M1的栅极，控制开关管M1的导通与关断。
在图2所示实施例中，次级开关管M1为n型MOSFET，其漏极电耦接至变压器T1的次级绕组的下端(近地端)，源极接地，构成半波整流电路。在其他实施例中，次级开关管可为n型或p型MOSFET，可电耦接在次级绕组的上端，也可电耦接在次级绕组的下端。在一个实施例中，包括多个次级开关管，构成全波或全桥整流电路。在一个实施例中，变压器T1包括多个次级绕组，有多个次级开关管分别与该多个次级绕组电耦接。
同步整流控制电路包括积分电路201、第一比较电路202、逻辑电路203和驱动电路204。积分电路201电耦接至变压器T1的次级绕组，对次级绕组的端电压Vsec进行积分，并产生积分信号Vc。第一比较电路202电耦接至积分电路201，将积分信号Vc与阈值Vk进行比较。逻辑电路203电耦接至第一比较电路202的输出端，产生控制信号CTRL以控制次级开关管M1的导通与关断。逻辑电路203根据第一比较电路202的比较结果关断次级开关管M1。驱动电路204电耦接在逻辑电路203和次级开关管M1的栅极之间，根据控制信号CTRL产生驱动信号DRV，以驱动次级开关管M1的导通与关断。
由电感的伏秒平衡特性(Ldi/dt＝u)可知，在稳态下，变压器T1次级绕组的端电压在一个开关周期中的积分应为0。即次级绕组端电压在t时刻的积分值应与在t+nT时刻的积分值相等，其中n为整数，T为开关周期。假设在一个开关周期中，初级电路中相应开关管(简称初级开关管，根据初级电路拓扑结构的不同，可能为一个或多个开关管组成，在初级开关管导通时，次级开关管关断，反之亦然)导通时刻所对应得积分值为INT，由次级绕组端电压的积分值即可知该初级开关管在下一开关周期中应何时再被导通。通过使次级开关管在积分值再次达到INT之前被关断，可确保在初级开关管导通之前次级开关管已被关断，有效避免了直通。
在一个实施例中，当次级开关管M1关断时，次级电压Vsec为正(＞0V)，积分信号Vc逐渐增大；当次级开关管M1导通时，次级电压Vsec为负(＜0V)，积分信号Vc逐渐减小。当积分信号Vc减小至小于阈值Vk时，逻辑电路203将次级开关管M1关断。在另一实施例中，当次级开关管M1关断时，次级电压Vsec为负，积分信号Vc逐渐减小；次级开关管M1导通时，次级电压Vsec为正，积分信号Vc逐渐增大。当积分信号Vc大于阈值Vk时，逻辑电路203将次级开关管M1关断。
在一个实施例中，同步整流开关电源还包括第二比较电路205。第二比较电路205电耦接至次级开关管M1和逻辑电路203，将次级开关管M1的漏源极电压Vds与阈值Vth2，例如-500mV，进行比较。逻辑电路203根据第二比较电路205的比较结果导通次级开关管M1。在一个实施例中，在漏源极电压Vds小于阈值Vth2，且积分信号Vc大于阈值Vk时，逻辑电路203将次级开关管M1导通。
图3为根据本发明一实施例的同步整流开关电源的电路图，采用反激拓扑结构。初级开关管M2电耦接在变压器T1的初级绕组和初级地之间。次级开关管M1的漏极电耦接至变压器T1的次级绕组，源极电耦接至次级地。积分电路301包括次级电压采样电路306、电压电流转换电路307和电容器C1。次级电压采样电路306电耦接至变压器T1次级绕组的两端，采样次级绕组的端电压Vsec，并产生次级电压采样信号Vsense。电压电流转换电路307电耦接至次级电压采样电路306，将次级电压采样信号Vsense转换为电流Ic。电容器C1电耦接至电压电流转换电路307的输出端，接收电流Ic。电流Ic对电容器C1进行充放电，电容器C1两端的电压即为积分信号Vc。
在一个实施例中，次级电压采样电路306包括由电阻器R1和R2组成的电阻分压器。电压电流转换电路307包括跨导放大器OP1，该跨导放大器OP1的同相输入端和反相输入端分别电耦接至次级电压采样电路307以接收次级电压采样信号Vsense。电容器C1电耦接在跨导放大器OP1的输出端和地之间。电压电流转换电路307也可为电压控制电流源。
第一比较电路302包括比较器COM1，该比较器COM1的同相输入端接收阈值Vk，反相输入端电耦接至跨导放大器OP1的输出端。第二比较电路305包括比较器COM2，该比较器COM2的反相输入端电耦接至次级开关管M1的漏极，同相输入端接收阈值Vth2。
逻辑电路303包括非门NOT1、与门AND1和RS触发器FF1。非门NOT1的输入端电耦接至比较器COM1的输出端。与门AND1的两个输入端分别电耦接至比较器COM2和非门NOT1的输出端。触发器FF1的置位端S电耦接至与门AND1的输出端，复位端R电耦接至比较器COM1的输出端，同相输出端Q通过驱动电路304电耦接至次级开关管M1的栅极。
在一个实施例中，当积分信号Vc小于阈值Vk时，电容器C1的两端被短路。积分信号Vc被放电至零，直至初级开关管M2导通，使次级绕组端电压Vds或输出电压Vout大于一阈值为止。这样使得在初级开关管M2被导通的时刻积分信号Vc为零，方便了阈值Vk的设置。阈值Vk设为略大于零的值即可。
在一个实施例中，同步整流控制电路还包括开关管S1和第三比较电路308。第三比较电路308电耦接至次级电压采样电路306，将次级电压采样信号Vsense与阈值Vth3进行比较。开关管S1与电容器C1并联，开关管S1的门极电耦接至第三比较电路308和第一比较电路302。开关管S1在积分信号Vc小于阈值Vk时被导通，在次级电压采样信号Vsense大于阈值Vth3时被关断。
在一个实施例中，第三比较电路308包括比较器COM3，同步整流控制电路还包括RS触发器FF2。比较器COM3的同相输入端电耦接至次级电压采样电路306的输出端以接收次级电压采样信号Vsense，反相输入端电接收阈值Vth3。触发器FF2的置位端S电耦接至比较器COM1的输出端，复位端R电耦接至比较器COM3的输出端，同相输出端Q电耦接至开关管S1的门极。在积分信号Vc减小至小于阈值Vk，使次级开关管M1关断时，开关管S1导通，将电容器C1短路。积分信号Vc被减小至零，直至初级开关管M2导通，使次级电压采样信号Vsense大于阈值Vth3为止。在一个实施例中，当电容器C1两端的电压被放电至零后，将跨导放大器OP1的输出端与电容器C1以及开关管S1之间的连接断开，以避免跨导放大器OP1的输出被持续短路。
图4为根据本发明一实施例的图3所示同步整流开关电源的波形图。在初级开关管M2导通时，次级开关管M1及其体二极管均关断，次级绕组端电压Vsec等于n*Vin，大于零，其中n为变压器T1次级初级绕组的匝数比，次级电压采样信号Vsense也大于零。电流Ic对电容器C1充电，积分信号Vc逐渐增大。漏源极电压Vds＝Vsec+Vout，大于零。一旦初级开关管M2关断，次级绕组端电压Vsec变为负，使次级开关管M1的体二极管导通，Vds下降为负，且小于Vth2。随后次级开关管M1被导通，Vds＝Isec*Rdson＜0，其中Rdson为次级开关管M1的导通电阻，Isec为流过次级绕组的电流。在次级开关管M1导通时，次级绕组端电压Vsec和次级电压采样信号Vsense均小于零，电流Ic对电容器C1放电，积分信号Vc逐渐减小。当积分信号Vc减小至小于阈值Vk时，次级开关管M1被关断，电容器C1被开关管S1短路。积分信号Vc被放电至零，直至初级开关管M2被导通。
由于阈值Vk＞0，从次级开关管M1被关断至初级开关管M2被导通存在足够的死区时间Tdelay，从而有效防止直通的发生。在Tdelay这段时间内，次级开关管M1和初级开关管M2均被关断，次级开关管M1的体二极管导通续流。死区时间Tdelay的选取需兼顾开关电源的安全性与效率。Tdelay过小，初级开关管M2和次级开关管M1在极端条件下可能会直通，损坏开关电源；Tdelay过大，次级开关管M1的体二极管导通时间过长，会降低开关电源的效率。
死区时间Tdelay的大小与积分电容器C1、阈值Vk、输入电压Vin、输出电压Vout、次级开关管漏源极电压Vds、以及变压器T1的漏感有关。图5为不同积分电容值下图3所示同步整流开关电源的波形图，其中CS小于CL。由图5可知，电容器C1的容值越大，死区时间Tdelay越长。
图3所示开关电源中，在初级开关管M2导通时，次级绕组端电压Vsec等于n*Vin；在初级开关管M2关断时，次级绕组端电压Vsec等于Vds-Vout。在开关电源刚启动、开关占空比突变、或者输入输出电压突变等情况下，电感的伏秒平衡特性会被打破，初级开关管可能在积分信号Vc到达阈值Vk之前即被开启，导致直通的发生。
图6为根据本发明一实施例的同步整流开关电源在刚启动时的波形图。开关电源刚启动时，同步开关控制电路尚未正常工作。次级开关管的体二极管在初级开关管关断时被导通。此时漏源极电压Vds虽然小于阈值Vth2，但由于例如驱动电路等尚未有足够能量，次级开关管不会被导通。当同步开关控制电路完成初始化，进入正常工作阶段后，次级开关管在其体二极管导通，使Vds小于Vth2时被导通。次级开关管被导通后，Vds＝Isec*Rdson。此时次级绕组端电压Vsec＝Vds-Vout，大于前一开关周期中次级开关管体二极管导通时所对应电压，积分信号Vc的下降速率低于前一开关周期中的下降速率，从而打破了次级绕组的伏秒平衡。由于积分信号Vc得不到充分的下降，在积分信号Vc到达阈值Vk之前初级开关管即被开启，导致直通的发生。
为了避免上述情况的发生，可在同步整流控制电路刚启动时，将阈值Vk软启动，使其从一较大值逐渐减小，直至达到预设正常值。图7为根据本发明另一实施例的同步整流开关电源在刚启动时的波形图。在同步整流控制电路刚启动，次级开关管第一次被导通时，阈值Vk从正常值增大至一较高值，其后逐渐减小，直至恢复至正常值。阈值Vk的增大使得积分信号Vc下降至阈值Vk的时刻提前，有效避免了直通。
图8为根据本发明一实施例的同步整流开关电源在负载变化时的波形图。当负载增大，输出电压Vout减小，使得次级开关管导通时的次级绕组端电压Vsec增大，积分信号Vc下降速率降低，从而打破了次级绕组的伏秒平衡。由于积分信号Vc得不到充分的下降，在积分信号Vc到达阈值Vk之前初级开关管即被开启，导致直通的发生。
为了避免上述情况的发生，可使阈值Vk随输出电压Vout减小而增大。图9为根据本发明另一实施例的同步整流开关电源在负载变化时的波形图。当输出电压Vout减小时，阈值Vk增大；当输出电压Vout维持不变时，阈值Vk恢复至正常值。阈值Vk的增大使得积分信号下降至阈值Vk的时间提前，有效避免了直通。
图10为根据本发明一实施例的同步整流开关电源在输入电压变化时的波形图。当输入电压Vin增大，积分信号Vc上升速率增大，从而打破了次级绕组的伏秒平衡。由于积分信号Vc上升过多，在该开关周期内得不到充分的下降，在积分信号Vc到达阈值Vk之前初级开关管即被开启，导致直通的发生。为了避免上述情况的发生，可使阈值Vk随输入电压Vin增大而增大。阈值Vk的增大使得积分信号下降至阈值Vk的时间提前，有效避免了直通。
同理地，当初级开关管的开关占空比增大时，积分信号Vc上升时间变长，从而打破了次级绕组的伏秒平衡。由于积分信号Vc上升过多，在该开关周期内得不到充分的下降，在积分信号Vc到达阈值Vk之前初级开关管即被开启，导致直通的发生。为了避免上述情况的发生，可使阈值Vk随开关占空比增大而增大。输出电压Vout输入电压Vin和开关占空比对阈值Vk的调节，均可通过采样、检测变化和根据变化调节阈值等步骤来实现。
输入电压Vin和初级开关管的开关占空比信号均为初级信号，若要在次级获取它们，需要信号隔离电路。为了方便及节省成本，在一个实施例中，通过对积分信号Vc的峰值进行采样保持，并根据该采样保持信号调节阈值Vk，来实现输入电压或开关占空比对阈值Vk的调节。图11为根据本发明另一实施例的同步整流开关电源在输入电压变化时的波形图。其中对积分信号Vc的峰值进行采样保持，当采样保持信号增大时，将阈值Vk增大；当采样保持信号维持不变时，将阈值Vk恢复至正常值。阈值Vk的增大使得积分信号下降至阈值Vk的时间提前，有效避免了直通。
图12为根据本发明一实施例的积分阈值产生电路的电路图，包括输出电压采样电路1009、第一阈值调节电路1010、第二阈值调节电路1011、阈值软启电路1012和加法器SUM。输出电压采样电路1009电耦接至开关电源的输出端，采样开关电源的输出电压Vout，并产生反馈信号Vfb。在一个实施例中，输出电压采样电路1009包括由电阻器R3和R4组成的电阻分压器。第一阈值调节电路1010电耦接至输出电压采样电路1009，接收反馈信号Vfb，并据之产生阈值Vk2。第二阈值调节电路1011接收积分信号Vc，并根据积分信号Vc在每个开关周期中的峰值产生阈值Vk3。阈值软启电路1012电耦接至同步整流控制电路以接收控制信号CTRL，并产生阈值Vk1。阈值Vk0为恒定值，例如20mV。加法器SUM接收阈值Vk0、Vk1、Vk2和Vk3，将四者相加，并输出阈值Vk。
第一阈值调节电路1010包括第一变化检测电路1013和第一比例电路1014。第一变化检测电路1013电耦接至输出电压采样电路1009，接收反馈信号Vfb，对其进行延时，并输出反馈信号Vfb与延时后信号的差值信号VM1。在一个实施例中，通过电阻器R5和电容器C2来实现延时。第一比例电路1014电耦接至第一变化检测电路1013，接收第一差值信号VM1，并对其进行比例变换，以输出阈值Vk2。在一个实施例中，第一比例电路1014包括电阻器R6、R7和运算放大器OP2。在一个实施例中，第一阈值调节电路1010还包括开关管S2和比较器COM4。开关管S2的一端接收第一差值信号VM1，另一端接地。比较器COM4将第一差值信号VM1与阈值Vth4进行比较，在第一差值信号VM1大于阈值Vth4时将开关管S2导通，使第一差值信号VM1等于0V。阈值Vth4可为零或一略小于零的值。
第二阈值调节电路1011包括采样保持电路1015、第二变化检测电路1016和第二比例电路1017。采样保持电路1015电耦接至积分电路以接收积分信号Vc，并在次级开关管由关断转为导通的时刻，例如Vds减小至小于Vth2且Vc大于Vk的时刻，对积分信号Vc进行采样并保持，以产生采样保持信号Vsh。第二变化检测电路1016电耦接至采样保持电路1015，接收采样保持信号Vsh，对其进行延时，并输出延时后信号与采样保持信号Vsh的差值信号VM2。在一个实施例中，通过电阻器R8和电容器C3来实现延时。第二比例电路1017电耦接至第二变化检测电路1016，接收第二差值信号VM2，并对其进行比例变换，以输出阈值Vk3。在一个实施例中，第二比例电路1017包括电阻器R9、R10和运算放大器OP3。在一个实施例中，第二阈值调节电路1011还包括开关管S3和比较器COM5。开关管S3的一端接收第二差值信号VM2，另一端接地。比较器COM5将第二差值信号VM2与阈值Vth5进行比较，在第二差值信号VM2大于阈值Vth5时将开关管S3导通，使第二差值信号VM2等于0V。阈值Vth5可为零或一略小于零的值。
阈值软启电路1012包括电流源I1、开关管S4、电容器C4、电阻器R11、D触发器FF3、延时电路1018和与门AND2，其连接如图10所示。触发器FF3的同相输出信号的初始值为高电平。当控制信号CTRL首次由低电平变为高电平，次级开关管被导通。控制信号CTRL通过与门AND2将开关管S4也导通。电流源I1对电容器C4快速充电，使电容器C4两端的电压增大至Vdd，例如50mV。延时电路1018在一段延时后通过触发器FF3和与门AND2将开关管S4关断。电容器C4通过电阻器R11放电，电容器C4两端的电压逐渐减小，直至为零。电容器C4两端的电压即为阈值Vk1。
图3所示的同步整流开关电源，在开关电源的输出被短路时，由于输出电压Vout不断减小，次级开关管M1导通时的次级绕组端电压Vsec不断增大，可能导致积分信号Vc长时间不能，甚至永远不能降低至Vk，引起直通的发生。在这种情况下，逻辑电路303需要在检测到输出短路时将次级开关管M1关断并锁定，以保护开关电源。图13为根据本发明一实施例的同步整流开关电源在输出短路时的波形图。反馈信号Vfb被用作与阈值Vth6，例如100mV，比较，当反馈信号Vfb小于阈值Vth6时，视为输出被短路，次级开关管被关断并锁定，不再导通。
电流断续模式下，在变压器中存储的能量被全部传送至负载后，变压器的励磁电感和初级开关管的寄生电容会产生谐振，从而会有谐振电流流过变压器的次级绕组。这些谐振电流会使得积分信号Vc在初级开关管被导通时，其值已大于0，从而使积分信号Vc减小至阈值Vk的时刻延后，可能引起直通的发生。一般情况下，发生谐振时，次级绕组端电压Vsec在0V上下振荡，其峰值不会超过输出电压Vout。当次级绕组端电压Vsec大于输出电压Vout时，可视为初级开关管已被导通。
为了避免直通的发生，在电流断续模式下，当积分信号Vc小于阈值Vk时，电容器C1两端被短路。电容器C1两端的电压，即积分信号Vc被放电至零，直至次级绕组的端电压Vsec大于输出电压Vout。图14为根据本发明一实施例的同步整流开关电源在电流断续状态下的波形图。次级电压采样信号Vsense被用作与反馈信号Vfb进行比较。当积分信号Vc小于阈值Vk时，电容器C1两端被短路。积分信号Vc被放电至零，直至次级电压采样信号Vsense大于反馈信号Vfb。将图3所示实施例中的阈值Vth3取为反馈信号Vfb，即轻易可实现该功能。
图15为根据本发明一实施例的同步整流控制方法的流程图，包括步骤1501～1503。
在步骤1501，对变压器次级绕组的端电压进行积分，产生积分信号。
在步骤1502，将积分信号与第一阈值进行比较。
在步骤1503，根据比较结果将次级开关管关断。在一个实施例中，在积分信号小于第一阈值时将次级开关管关断。
在一个实施例中，该同步整流控制方法还包括：采样次级绕组的端电压，并产生次级电压采样信号；将次级电压采样信号转换为第一电流；以及使用该第一电流为第一电容器充放电，其中该第一电容器两端的电压即为积分信号。
在一个实施例中，该同步整流控制方法还包括：将次级开关管的漏源极电压与第二阈值进行比较；以及在漏源极电压小于该第二阈值，且积分信号大于第一阈值时将次级开关管导通。
在一个实施例中，该同步整流控制方法还包括在同步整流控制电路刚启动，次级开关管第一次被导通时，将第一阈值从正常值增大至一较高值，然后逐渐将其减小，直至恢复至正常值。
在一个实施例中，该同步整流控制方法还包括在开关电源的输出电压减小时，将第一阈值增大，在输出电压维持不变时，将第一阈值恢复至正常值。
在一个实施例中，在每个开关周期中对积分信号的峰值进行采样保持，产生采样保持信号；以及在该采样保持信号增大时，将第一阈值增大，在该采样保持信号维持不变时，将第一阈值恢复至正常值。
在一个实施例中，该同步整流控制方法还包括当积分信号小于第一阈值时，将积分信号减小至零，直至次级绕组的端电压大于第三阈值。在一个实施例中，该第三阈值为开关电源的输出电压。
在一个实施例中，该同步整流控制方法还包括当开关电源的输出电压小于第四阈值时，将次级开关管关断并锁定。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (21)

1.一种用于开关电源的同步整流控制电路，该开关电源包括变压器、电耦接至变压器初级绕组的具有初级开关管的初级电路、以及电耦接在变压器次级绕组和负载之间的次级开关管，该同步整流控制电路电耦接至次级开关管的栅极，包括：
积分电路，电耦接至变压器的次级绕组，对次级绕组的端电压进行积分，并产生积分信号；
第一比较电路，电耦接至所述积分电路，将所述积分信号与第一阈值进行比较；以及
逻辑电路，电耦接至所述第一比较电路，根据所述第一比较电路的比较结果，在积分信号达到初级开关管导通时刻对应积分信号值之前将次级开关管关断。
2.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其中所述逻辑电路在所述积分信号小于所述第一阈值时将所述次级开关管关断。
3.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其中所述积分电路包括：
次级电压采样电路，电耦接至所述次级绕组两端，采样所述次级绕组的端电压，并产生次级电压采样信号；
电压电流转换电路，电耦接至所述次级电压采样电路，将所述次级电压采样信号转换为第一电流；以及
第一电容器，电耦接至所述电压电流转换电路，接收所述第一电流；其中
所述第一电容器两端的电压为积分信号。
4.如权利要求2所述的同步整流控制电路，还包括：
第二比较电路，电耦接至所述次级开关管和所述逻辑电路，将所述次级开关管的漏源极电压与第二阈值进行比较；其中
所述逻辑电路在所述漏源极电压小于所述第二阈值，且所述积分信号大于所述第一阈值时将所述次级开关管导通。
5.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其中在同步整流控制电路刚启动时，所述第一阈值软启动。
6.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其中所述第一阈值随开关电源的输出电压减小而增大。
7.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其中所述第一阈值随开关电源的输入电压或开关占空比增大而增大。
8.如权利要求2所述的同步整流控制电路，其中当所述积分信号小于所述第一阈值时，所述积分信号被减小至零，直至所述次级绕组的端电压大于第三阈值。
9.如权利要求8所述的同步整流控制电路，其中所述第三阈值为开关电源的输出电压。
10.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其中当开关电源的输出电压小于第四阈值时，所述逻辑电路将所述次级开关管关断并锁定。
11.一种同步整流开关电源，包括：
具有初级开关管的初级电路，接收输入信号，并产生交流信号；
变压器，包括初级绕组和次级绕组，该初级绕组电耦接至所述初级电路以接受所述交流信号；
次级开关管，电耦接在所述次级绕组和负载之间；以及
如权利要求1至10中任一项所述的同步整流控制电路，电耦接至所述次级开关管的栅极。
12.一种用于开关电源的同步整流控制方法，该开关电源包括变压器、电耦接至变压器初级绕组的具有初级开关管的初级电路、以及电耦接在变压器次级绕组和负载之间的次级开关管，该方法包括：
对变压器次级绕组的端电压进行积分，产生积分信号；
将所述积分信号与第一阈值进行比较；以及
根据比较结果，在积分信号达到初级开关管导通时刻对应积分信号值之前将次级开关管关断。
13.如权利要求12所述的同步整流控制方法，其中在所述积分信号小于所述第一阈值时将所述次级开关管关断。
14.如权利要求12所述的同步整流控制方法，还包括：
采样所述次级绕组的端电压，并产生次级电压采样信号；
将所述次级电压采样信号转换为第一电流；以及
使用所述第一电流为第一电容器充放电；其中
所述第一电容器两端的电压为积分信号。
15.如权利要求13所述的同步整流控制方法，还包括：
将所述次级开关管的漏源极电压与第二阈值进行比较；以及
在所述漏源极电压小于所述第二阈值，且所述积分信号大于所述第一阈值时将所述次级开关管导通。
16.如权利要求12所述的同步整流控制方法，还包括在同步整流控制电路刚启动，所述次级开关管第一次被导通时，将所述第一阈值从正常值增大至一较高值，然后逐渐将其减小，直至恢复至正常值。
17.如权利要求12所述的同步整流控制方法，还包括：在开关电源的输出电压减小时，将所述第一阈值增大，在开关电源的输出电压维持不变时，将所述第一阈值恢复至正常值。
18.如权利要求12所述的同步整流控制方法，还包括：
在每个开关周期中对所述积分信号的峰值进行采样保持，产生采样保持信号；以及
在该采样保持信号增大时，将所述第一阈值增大，在该采样保持信号维持不变时，将所述第一阈值恢复至正常值。
19.如权利要求13所述的同步整流控制方法，还包括当所述积分信号小于所述第一阈值时，将所述积分信号减小至零，直至所述次级绕组的端电压大于第三阈值。
20.如权利要求19所述的同步整流控制方法，其中所述第三阈值为开关电源的输出电压。
21.如权利要求12所述的同步整流控制方法，还包括当所述开关电源的输出电压小于第四阈值时，将所述次级开关管关断并锁定。
CN201110135036.7A 2011-05-24 2011-05-24 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法 Active CN102195492B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110135036.7A CN102195492B (zh) 2011-05-24 2011-05-24 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法
TW101117562A TWI508418B (zh) 2011-05-24 2012-05-17 同步整流開關電源及其控制電路和控制方法
US13/478,575 US8976547B2 (en) 2011-05-24 2012-05-23 Switching mode power supply with synchronous rectifying control circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110135036.7A CN102195492B (zh) 2011-05-24 2011-05-24 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102195492A CN102195492A (zh) 2011-09-21
CN102195492B true CN102195492B (zh) 2014-04-16

Family

ID=44603025

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110135036.7A Active CN102195492B (zh) 2011-05-24 2011-05-24 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8976547B2 (zh)
CN (1) CN102195492B (zh)
TW (1) TWI508418B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI605678B (zh) * 2017-03-02 2017-11-11 Synchronous rectification control circuit and its control method

Families Citing this family (67)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102231605B (zh) * 2011-06-30 2013-12-04 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源
CN102590580B (zh) * 2012-01-10 2014-05-14 南京航空航天大学 一种对集成变压器励磁电感电流进行采样的电路及方法
US9595874B2 (en) 2012-04-12 2017-03-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US10622902B2 (en) 2012-04-12 2020-04-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
CN102723856B (zh) * 2012-07-02 2014-06-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源
CN102790542B (zh) * 2012-07-30 2014-08-20 华为技术有限公司 同步整流控制电路、变换器和同步整流控制方法
CN102882377B (zh) * 2012-09-20 2014-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路
TWI504113B (zh) * 2012-11-14 2015-10-11 Lite On Technology Corp 返馳式電源轉換器與電子裝置
US9374011B2 (en) * 2013-01-22 2016-06-21 Power Integrations, Inc. Secondary controller for use in synchronous flyback converter
US20140225447A1 (en) * 2013-02-11 2014-08-14 Triune Ip Llc High-frequency wireless power system
CN103490648B (zh) * 2013-10-10 2015-12-09 成都芯源系统有限公司 隔离式开关变换器及其控制方法
CN103701305B (zh) * 2013-12-03 2016-03-23 天津航空机电有限公司 一种同步整流电路及实现方法
EP2887521A1 (en) * 2013-12-23 2015-06-24 Nxp B.V. Switched mode power supplies and controllers, and a method of controlling a switched mode power supply
CN104660050A (zh) * 2014-03-10 2015-05-27 襄阳南车电气系统技术有限公司 高效率反激式dc-dc转换器
US9479067B2 (en) * 2014-04-01 2016-10-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
US9543844B2 (en) * 2014-04-01 2017-01-10 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
KR102260300B1 (ko) * 2014-05-16 2021-06-03 주식회사 솔루엠 동기 정류기 제어장치 및 전원장치
SI2945271T1 (en) * 2014-05-16 2018-02-28 Solum Co., Ltd. Synchronous rectifier and power adapter
CN104079190B (zh) * 2014-05-21 2016-10-26 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种同步整流控制方法
US9948181B2 (en) * 2014-05-23 2018-04-17 Texas Instruments Incorporated Circuits and methods to linearize conversion gain in a DC-DC converter
US9537382B2 (en) * 2014-07-03 2017-01-03 CT-Concept Technologie GmbH Switch controller with validation circuit for improved noise immunity
CN105529799B (zh) * 2014-09-28 2018-12-21 比亚迪股份有限公司 基于次级控制的充电系统及其次级控制装置
WO2016054823A1 (en) 2014-10-11 2016-04-14 Texas Instruments Incorporated Pre-bias startup of a converter
US9473033B2 (en) * 2014-12-08 2016-10-18 Dialog Semiconductor, Inc. Programming of a two terminal device
CN104850019B (zh) * 2015-03-16 2017-11-07 昂宝电子（上海）有限公司 控制电路及其控制方法以及电磁炉
CN104703312B (zh) * 2015-03-16 2017-01-04 昂宝电子（上海）有限公司 用于电磁炉的控制电路和控制方法、及其电磁炉
CN104833221A (zh) * 2015-05-14 2015-08-12 成都中冶节能环保工程有限公司 基于升压电源电路的保护型焦炉余热回收发电系统
CN106300921B (zh) * 2015-06-01 2020-11-06 中兴通讯股份有限公司 同步整流管驱动方法、同步整流管电路和开关电源
CN105305844B (zh) * 2015-10-21 2017-11-21 深圳市芯茂微电子有限公司 一种隔离型同步整流控制电路及其装置与控制方法
JP6635301B2 (ja) * 2016-03-25 2020-01-22 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電子スイッチ装置及び電子スイッチシステム
US10411611B2 (en) * 2016-04-04 2019-09-10 Microsoft Technology Licensing, Llc Voltage discharge circuit
CN105978341B (zh) * 2016-06-01 2019-03-19 西安矽力杰半导体技术有限公司 副边控制电路、控制方法及应用其的反激式变换器
CN106452086B (zh) * 2016-10-31 2019-01-04 陕西亚成微电子股份有限公司 一种同步整流控制电路
CN106374751B (zh) * 2016-10-31 2019-02-01 陕西亚成微电子股份有限公司 一种同步整流控制芯片
CN108155817A (zh) * 2016-12-02 2018-06-12 中惠创智（深圳）无线供电技术有限公司 一种同步整流开关、电路及芯片
CN108155799B (zh) * 2016-12-06 2020-09-11 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
CN108233450A (zh) * 2016-12-19 2018-06-29 中惠创智（深圳）无线供电技术有限公司 一种谐振式无线供电系统及其同步整流电路
TWI612764B (zh) * 2017-04-14 2018-01-21 力林科技股份有限公司 電源轉換裝置及其同步整流控制器
US10177645B2 (en) * 2017-06-12 2019-01-08 Semiconductor Components Industries, Llc Synchronous rectifier turn-on enable
CN107294167B (zh) 2017-07-11 2020-08-25 成都芯源系统有限公司 电压均衡方法及电池均衡控制电路和电池均衡电路
CN107342691B (zh) 2017-07-11 2019-07-19 成都芯源系统有限公司 用于同步整流管的控制装置和方法
CN208971392U (zh) * 2017-12-15 2019-06-11 杰华特微电子（杭州）有限公司 反激式开关电源
CN108429468B (zh) * 2018-05-18 2024-01-05 南京志行聚能科技有限责任公司 自适应调整驱动电压的同步整流控制器及使用其的电路
CN108847774B (zh) * 2018-06-21 2020-12-08 成都芯源系统有限公司 用于驱动同步整流器的驱动电路和方法及其开关电源
CN108923625B (zh) * 2018-07-23 2021-08-24 张正根 一种同步整流器控制方法及电路
CN109347066A (zh) * 2018-11-30 2019-02-15 深圳市必易微电子有限公司 一种副边控制电路及其隔离式电源变换电路和过压保护方法
CN109450256B (zh) * 2018-12-03 2020-12-01 昂宝电子（上海）有限公司 一种准谐振电源控制器
CN109713921B (zh) 2018-12-21 2021-07-06 西安矽力杰半导体技术有限公司 一种同步整流控制电路、控制方法及开关电路
WO2020154572A1 (en) * 2019-01-24 2020-07-30 Magna International Inc. Method and system using a noise filter to drive synchronous rectifiers of an llc dc-dc converter
IT201900002959A1 (it) * 2019-02-28 2020-08-28 St Microelectronics Srl Procedimento per la rilevazione di segnali, circuito, dispositivo e sistema corrispondenti
TWI707533B (zh) * 2019-09-12 2020-10-11 朋程科技股份有限公司 交流發電機以及整流裝置
CN110752755B (zh) 2019-12-10 2021-07-20 成都芯源系统有限公司 同步整流的开关电源电路、副边控制电路及其方法
CN111146961B (zh) 2020-01-20 2022-04-12 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制同步整流系统的控制电路及方法
CN111697838B (zh) 2020-05-29 2023-09-26 昂宝电子（上海）有限公司 同步整流控制电路、方法和开关电源系统
US11736022B2 (en) * 2020-07-29 2023-08-22 Infineon Technologies Austria Ag Power supply and winding switch control via an integrator voltage
US11594977B2 (en) * 2020-10-27 2023-02-28 Infineon Technologies Austria Ag Gain tuning for synchronous rectifiers
CN112217399A (zh) * 2020-10-30 2021-01-12 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关型调节驱动器及其调节驱动方法
CN112366953B (zh) 2020-11-17 2022-04-19 成都芯源系统有限公司 一种同步整流电路及其控制方法
CN112511009B (zh) * 2020-11-26 2021-11-09 杰华特微电子股份有限公司 同步整流控制电路、控制方法及反激式开关电源
TWI741920B (zh) * 2020-12-23 2021-10-01 大陸商艾科微電子（深圳）有限公司 供電電路及電源供應器
CN113381611B (zh) * 2021-03-16 2023-06-09 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN113141117B (zh) * 2021-04-08 2022-05-31 昂宝电子（上海）有限公司 反激式开关电源及其同步整流控制器
CN113162440B (zh) * 2021-04-25 2022-11-25 深圳市力生美半导体股份有限公司 开关电源及其同步整流控制电路
TWI811769B (zh) 2021-08-19 2023-08-11 力林科技股份有限公司 電源轉換裝置及其同步整流控制器
CN114337299B (zh) * 2021-12-22 2023-09-15 上海杰瑞兆新信息科技有限公司 一种副边整流管的控制系统
CN114421566B (zh) * 2022-01-20 2023-06-20 瀚昕微电子(无锡)有限公司 充电管理电路以及包含其的充电电路
CN114499213B (zh) * 2022-04-06 2022-07-15 深圳市芯茂微电子有限公司 一种同步整流的控制方法、电路、装置以及介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101572485A (zh) * 2008-04-30 2009-11-04 杭州茂力半导体技术有限公司 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置
CN101622777A (zh) * 2007-02-27 2010-01-06 Nxp股份有限公司 电能转换器中的负载电流检测
CN101902124A (zh) * 2010-08-05 2010-12-01 西安交通大学 栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3262112B2 (ja) * 1999-08-16 2002-03-04 富士ゼロックス株式会社 同期整流回路及び電源装置
US7385832B2 (en) * 2006-07-03 2008-06-10 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Method of forming a secondary-side controller and structure therefor
US7616457B2 (en) * 2007-11-20 2009-11-10 System General Corp. Synchronous regulation circuit
CN201418040Y (zh) * 2009-03-07 2010-03-03 官继红 一种同步整流管的驱动电路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101622777A (zh) * 2007-02-27 2010-01-06 Nxp股份有限公司 电能转换器中的负载电流检测
CN101572485A (zh) * 2008-04-30 2009-11-04 杭州茂力半导体技术有限公司 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置
CN101902124A (zh) * 2010-08-05 2010-12-01 西安交通大学 栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2001-128456A 2001.05.11

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI605678B (zh) * 2017-03-02 2017-11-11 Synchronous rectification control circuit and its control method

Also Published As

Publication number Publication date
CN102195492A (zh) 2011-09-21
TW201301729A (zh) 2013-01-01
US20120300520A1 (en) 2012-11-29
TWI508418B (zh) 2015-11-11
US8976547B2 (en) 2015-03-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102195492B (zh) 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法
CN104300795B (zh) 一种反激变换器及其控制方法
CN102231605B (zh) 一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源
CN101572485B (zh) 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置
CN103490605B (zh) 隔离式开关变换器及其控制器和控制方法
CN109995228A (zh) 原边反馈反激式电源ccm模式下的死区时间自动优化系统
CN107425728B (zh) 一种llc全桥变换器同步整流的数字优化控制方法及其系统
CN107612326B (zh) 一种双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法
CN203859683U (zh) 同步整流驱动电路
CN107147302B (zh) 一种同步整流llc变换器的数字控制系统及其控制方法
CN103023337B (zh) 开关电源变换器的电源电路
CN103280963B (zh) 一种降低功率管导通功耗的pfc控制电路
CN111555626A (zh) 一种有源钳位反激变换器的控制方法及其系统
Wolfs et al. An analysis of a resonant half bridge dual converter operating in continuous and discontinuous modes
CN104009655A (zh) 基于时域乘法器的同步整流控制系统及方法
CN212462867U (zh) 一种锂电池充电器
CN103281829B (zh) 一种led驱动电路
CN103152955B (zh) 一种led电流检测和控制电路及其方法
CN109474037A (zh) 一种电池充电电路及其控制电路和控制方法
CN201839205U (zh) 一种隔离变换电路
WO2008047374A2 (en) Switched resonant-tank, cell based power converter
CN102082521B (zh) 谐振波谷精确侦测电路
CN203722474U (zh) 一种准z源直流-直流升压变换器电路
CN104539145A (zh) 一种Boost型DC-DC转换器同步功率管限流电路
CN103997223A (zh) 一种同步整流驱动电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant