TWI612764B - 電源轉換裝置及其同步整流控制器 - Google Patents

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Abstract

一種電源轉換裝置及其同步整流控制器。同步整流控制器包括第一控制電路、第二控制電路及第三控制電路。第一控制電路將同步整流電晶體的汲極端的汲極電壓與第一電壓進行比較。當汲極電壓小於第一電壓時，第一控制電路輸出驅動電壓以導通同步整流電晶體。第二控制電路根據汲極電壓與第二電壓產生驅動電壓以控制同步整流電晶體。第三控制電路將汲極電壓與第三電壓進行比較。當汲極電壓大於第三電壓時，第三控制電路輸出驅動電壓以關斷同步整流電晶體。

Description

電源轉換裝置及其同步整流控制器
本發明是有關於一種電源裝置，且特別是有關於一種電源轉換裝置及其同步整流控制器。
電源轉換裝置為現代電子裝置中不可或缺的元件。在以脈寬調變(pulse width modulation，PWM)控制為基礎的電源轉換裝置中，電源轉換裝置的二次側通常具有整流二極體。由於整流二極體於導通狀態下的功率消耗較大，因此可採用導通電阻較低的同步整流電晶體來取代整流二極體。在這樣的架構下，尚需要一同步整流控制器來控制二次側的同步整流電晶體的啟閉。
另外，同步整流電晶體的汲極端與其本體(body)端之間具有寄生二極體，當電源轉換裝置的的一次側所儲存的能量轉移至二次側時，同步整流電晶體中的寄生二極體會先被導通，接著同步整流控制器才會將同步整流電晶體導通，致使寄生二極體被截止。類似地，寄生二極體於導通狀態下的功率消耗相較於同步整流電晶體於導通狀態下的功率消耗大的多。因此，寄生二極體的導通時間長短將會影響電源轉換裝置整體的轉換效率。
有鑒於此，本發明提供一種電源轉換裝置及其同步整流控制器。同步整流控制器可在同步整流電晶體的汲極電壓小於第一電壓時立即導通同步整流電晶體，以縮短同步整流電晶體的汲極端與本體端之間的寄生二極體的導通時間，從而提昇電源轉換裝置整體的轉換效率。
本發明的同步整流控制器用以驅動同步整流電晶體。同步整流控制器包括第一控制電路、第二控制電路及第三控制電路。第一控制電路耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓，且將汲極電壓與第一電壓進行比較。當汲極電壓小於第一電壓時，第一控制電路輸出驅動電壓以導通同步整流電晶體。第二控制電路耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓，且根據汲極電壓與第二電壓產生驅動電壓以控制同步整流電晶體。第三控制電路耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓，且將汲極電壓與第三電壓進行比較。當汲極電壓大於第三電壓時，第三控制電路輸出驅動電壓以關斷同步整流電晶體。
在本發明的一實施例中，當汲極電壓大於第一電壓時，第一控制電路停止輸出驅動電壓。
在本發明的一實施例中，當汲極電壓小於第三電壓時，第三控制電路停止輸出驅動電壓。
在本發明的一實施例中，第二控制電路將汲極電壓與第二電壓之間的差異電壓進行放大以產生驅動電壓，並輸出驅動電壓以調節同步整流電晶體的閘極端的電壓位準。
在本發明的一實施例中，當汲極電壓上昇至第二電壓時，第二控制電路調節驅動電壓，以維持汲極電壓於第二電壓。
在本發明的一實施例中，第一控制電路包括比較器。比較器具有第一輸入端、第二輸入端及輸出端。第一輸入端耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓。第二輸入端耦接第一電壓。輸出端耦接並提供驅動電壓至同步整流電晶體的閘極端。
在本發明的一實施例中，第二控制電路包括運算放大器。運算放大器的反相輸入端耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓。運算放大器的非反相輸入端耦接第二電壓。運算放大器的輸出端耦接並提供驅動電壓至同步整流電晶體的閘極端。
在本發明的一實施例中，第三控制電路包括比較器。比較器具有第一輸入端、第二輸入端及輸出端。第一輸入端耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓。第二輸入端耦接第三電壓。輸出端耦接並提供驅動電壓至同步整流電晶體的閘極端。
在本發明的一實施例中，第一電壓、第二電壓及第三電壓為負直流電壓，其中第一電壓低於第二電壓，且第二電壓低於第三電壓。
本發明的電源轉換裝置包括變壓器、同步整流電晶體以及同步整流控制器。變壓器具有一次側與二次側，其中一次側的第一端用以接收輸入電壓，而二次側的第一端則用以提供輸出電壓給負載。同步整流電晶體的汲極端耦接二次側的第二端。同步整流電晶體的源極端耦接接地端。同步整流電晶體的閘極端則用以接收驅動電壓。同步整流控制器包括第一控制電路、第二控制電路及第三控制電路。第一控制電路耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓，且將汲極電壓與第一電壓進行比較。當汲極電壓小於第一電壓時，第一控制電路輸出驅動電壓以導通同步整流電晶體。第二控制電路耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓，且根據汲極電壓與第二電壓產生驅動電壓以控制同步整流電晶體。第三控制電路耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓，且將汲極電壓與第三電壓進行比較。當汲極電壓大於第三電壓時，第三控制電路輸出驅動電壓以關斷同步整流電晶體。
基於上述，在本發明實施例所提出的電源轉換裝置及其同步整流控制器中，第一控制電路可在同步整流電晶體的汲極電壓小於第一電壓時立即導通同步整流電晶體，以縮短同步整流電晶體的汲極端與本體端之間的寄生二極體的導通時間，故可降低寄生二極體的功率消耗，從而提昇電源轉換裝置整體的轉換效率。
為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
為了使本發明之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例做為本發明確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/步驟，係代表相同或類似部件。
以下請參照圖1，圖1是依照本發明一實施例所繪示的同步整流控制器100的電路方塊示意圖。同步整流控制器100可應用在電源轉換裝置(未繪示)的二次側，以驅動二次側的同步整流電晶體MSR，其中上述的電源轉換裝置的架構可以是返馳式(flyback)、推挽式(push-pull)、順向式(forward)、半橋式(half-bridge)、全橋式(full-bridge)或是其他類型的架構，本發明並不限制電源轉換裝置的架構。
詳細來說，同步整流控制器100耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD，且耦接同步整流電晶體MSR的閘極端以控制同步整流電晶體MSR的啟閉。另外，同步整流電晶體MSR的源極端與本體端耦接至接地端GND，其中同步整流電晶體MSR的汲極端與本體端之間具有寄生二極體Dr。在本發明的一實施例中，同步整流電晶體MSR可為N型金氧半場效電晶體，但本發明並不以此為限，端視實際應用或設計需求而定。
同步整流控制器100可包括第一控制電路110、第二控制電路120以及第三控制電路130。第一控制電路110耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD，第一控制電路110的輸出端耦接同步整流電晶體MSR的閘極端。第一控制電路110可將汲極電壓VD與第一電壓V1進行比較。當汲極電壓VD小於第一電壓V1時，第一控制電路110輸出驅動電壓VG以導通同步整流電晶體MSR。相對地，當汲極電壓VD大於第一電壓V1時，第一控制電路110將停止輸出驅動電壓VG，亦即第一控制電路110的輸出端為高阻抗(high impedance)狀態。
第二控制電路120耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD，第二控制電路120的輸出端耦接同步整流電晶體MSR的閘極端。第二控制電路120可根據汲極電壓VD與第二電壓V2產生驅動電壓VG以控制同步整流電晶體MSR。
第三控制電路130耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD，第三控制電路130的輸出端耦接同步整流電晶體MSR的閘極端。第三控制電路130可將汲極電壓VD與第三電壓V3進行比較。當汲極電壓VD大於第三電壓V3時，第三控制電路130輸出驅動電壓VG以關斷同步整流電晶體MSR。相對地，當汲極電壓VD小於第三電壓V3時，第三控制電路130停止輸出該驅動電壓VG，亦即第三控制電路130的輸出端為高阻抗狀態。
在本發明的一實施例中，第一電壓V1、第二電壓V2以及第三電壓V3可為負直流電壓，但本發明並不以此為限。
在本發明的一實施例中，第一電壓V1低於第二電壓V2，且第二電壓V2低於第三電壓V3。
以下將進行更詳細的說明。為了方便說明，在此以電源轉換裝置為返馳式架構進行說明，而電源轉換裝置為其他架構則可依此類推。請合併參照圖2與圖3，圖2是依照本發明一實施例所繪示的電源轉換裝置20的電路示意圖，圖3是圖2的同步整流控制器100與同步整流電晶體MSR的信號時序示意圖。電源轉換裝置20包括變壓器T、同步整流電晶體MSR、同步整流控制器100、功率開關Mp以及脈寬調變信號產生器210，但不限於此。變壓器T包括一次側Np與二次側Ns。其中，一次側Np的第一端(例如同名端(common-polarity terminal)，即打點處)用以接收輸入電壓VIN，而二次側Ns的第一端(例如異名端(opposite-polarity terminal)，即未打點處)則用以提供輸出電壓VOUT給負載RL(例如電子裝置)，但不限於此。
功率開關Mp的第一端耦接一次側Np的第二端(例如異名端)，功率開關Mp的第二端耦接第二接地端GND2，而功率開關Mp的控制端耦接脈寬調變信號產生器210以接收脈寬調變信號Spwm。脈寬調變信號產生器210可根據負載RL的狀態(或是電源供應需求)而產生並調整脈寬調變信號Spwm。
同步整流電晶體MSR的汲極端耦接二次側Ns的第二端(例如同名端)，同步整流電晶體MSR的源極端與本體端耦接第一接地端GND1，其中，同步整流電晶體MSR的汲極端與本體端之間具有寄生二極體Dr。同步整流控制器100耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD。同步整流控制器100可根據汲極電壓VD的電壓位準對應地產生驅動電壓VG至同步整流電晶體MSR的閘極端，以控制同步整流電晶體MSR。同步整流控制器100包括第一控制電路110、第二控制電路120以及第三控制電路130，其耦接方式可參酌上述圖1的相關說明。
在圖3所示的時間點T0時，功率開關Mp被導通，輸入電壓VIN提供電力至變壓器T的一次側Np的線圈以進行儲能。而汲極電壓VD的電壓位準則為K×VIN，其中K為電壓器T的二次側Ns與一次側Np的線圈比，此時同步整流電晶體MSR的寄生二極體Dr為逆向偏壓而爲關斷狀態。由於汲極電壓VD的電壓位準大於第一電壓V1及第三電壓V3，故第一控制電路110不會提供驅動電壓VG，亦即第一控制電路110的輸出端為高阻抗狀態，而第三控制電路130則提供例如邏輯低位準的驅動電壓VG至同步整流電晶體MSR的閘極端，以使同步整流電晶體MSR維持在關斷狀態。簡單來說，在汲極電壓VD的電壓位準大於第三電壓V3的情況下，同步整流電晶體MSR是受控於第三控制電路130而維持在關斷狀態。
在時間點T1時，功率開關Mp反應於脈寬調變信號產生器210所產生的脈寬調變信號Spwm而截止。基於冷次定律(Lenz's law)，變壓器T的一次側Np所儲存的能量將轉移至變壓器T的二次側Ns。於此同時，同步整流電晶體MSR的寄生二極體Dr處於順向偏壓而導通。由於同步整流電晶體MSR的本體端耦接第一接地端GND1，因此同步整流電晶體MSR的汲極端的電壓位準(即汲極電壓VD)將由K×VIN下降至負電壓值VF。此時第三控制電路130可判斷汲極電壓VD(為負電壓值VF)小於第三電壓V3，故第三控制電路130停止提供驅動電壓VG，亦即第三控制電路130的輸出端為高阻抗狀態。而第一控制電路110則可判斷汲極電壓VD(為負電壓值VF)小於第一電壓V1，故第一控制電路110可輸出例如邏輯高位準的驅動電壓VG至同步整流電晶體MSR的閘極端，以快速地導通同步整流電晶體MSR，致使寄生二極體Dr快速地被關斷。因此，相較於一般的同步整流控制器將驅動電壓逐漸地拉昇至邏輯高位準的驅動方式，本實施例的第一控制電路110的驅動方式可有效地縮短寄生二極體Dr的導通時間，從而提昇電源轉換裝置20整體的轉換效率。因此，變壓器T二次側Ns的電流Isec將透過同步整流電晶體MSR內部感應的通道(channel)對電容Co進行充電，並且供應直流輸出電壓VOUT給負載RL。簡單來說，在汲極電壓VD的電壓位準小於第一電壓V1的情況下，同步整流電晶體MSR是受控於第一控制電路110而維持在導通狀態。
隨著轉移至變壓器T之二次側Ns的能量持續地對電容Co進行充電，二次側Ns的電流Isec將會持續降低，使得汲極電壓VD的電壓位準由負電壓值VF逐漸地向上拉升。當汲極電壓VD的電壓位準大於第一電壓V1時，如時間點T2所示，第一控制電路110將停止提供驅動電壓VG，亦即第一控制電路110的輸出端為高阻抗狀態。此時第二控制電路120可將汲極電壓VD與第二電壓V2之間的差異電壓進行放大以產生驅動電壓VG，並輸出驅動電壓VG以控制同步整流電晶體MSR的閘極端的電壓位準。
當汲極電壓VD的電壓位準到達第二電壓V2時，如時間T3所示，第二控制電路120將開始調節(降低)驅動電壓VG的電壓位準以維持汲極電壓VD的電壓位準於第二電壓V2。由於二次側Ns的電流Isec仍將持續下降，最終將導致第二控制電路120無法維持汲極電壓VD的電壓位準於第二電壓V2並上升至大於第三電壓V3，如時間點T4所示。此時，變壓器T所儲存的能量已經完全傳送至電容Co，故二次側Ns的電流Isec降至零，第三控制電路130將產生例如邏輯低位準的驅動電壓VG以關斷同步整流電晶體MSR，直到下一次進行能量轉換而致使汲極電壓VD再次下降至負電壓值VF為止，例如時間點T11所示。簡單來說，在汲極電壓VD大於第一電壓V1且小於第三電壓V3的情況下，同步整流電晶體MSR是受控於第二控制電路120。以下將針對第一控制電路110、第二控制電路120及第三控制電路130的實施方式進行說明。
在本發明的一實施例中，第一控制電路110可包括比較器CMP1，但本發明不限於此。比較器CMP1具有第一輸入端、第二輸入端及輸出端。比較器CMP1的第一輸入端耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD。比較器CMP1的第二輸入端耦接第一電壓V1。比較器CMP1的輸出端耦接並提供驅動電壓VG至同步整流電晶體MSR的閘極端。比較器CMP1的運作可參照上述第一控制電路110的運作而類推得知，故不再贅述。
在本發明的一實施例中，第二控制電路120可包括運算放大器OP，但本發明不限於此。運算放大器OP的反相輸入端耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD。運算放大器OP的非反相輸入端耦接第二電壓V2。運算放大器OP的輸出端耦接並提供驅動電壓VG至同步整流電晶體MSR的閘極端。運算放大器OP的運作可參照上述第二控制電路120的運作而類推得知，故不再贅述。
在本發明的一實施例中，第三控制電路130可包括比較器CMP2，但本發明不限於此。比較器CMP2具有第一輸入端、第二輸入端及輸出端。比較器CMP2的第一輸入端耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD。比較器CMP2的第二輸入端耦接第三電壓V3。比較器CMP2的輸出端耦接並提供驅動電壓VG至同步整流電晶體MSR的閘極端。比較器CMP2的運作可參照上述第三控制電路130的運作而類推得知，故不再贅述。
綜上所述，在本發明實施例所提出的電源轉換裝置及其同步整流控制器中，第一控制電路可在同步整流電晶體的汲極電壓小於第一電壓時立即導通同步整流電晶體，以縮短同步整流電晶體的汲極端與本體端之間的寄生二極體的導通時間，故可降低寄生二極體的功率消耗，從而提昇電源轉換裝置整體的轉換效率。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
100‧‧‧同步整流控制器
110‧‧‧第一控制電路
120‧‧‧第二控制電路
130‧‧‧第三控制電路
20‧‧‧電源轉換裝置
210‧‧‧脈寬調變信號產生器
CMP1、CMP2‧‧‧比較器
Co‧‧‧電容
Dr‧‧‧寄生二極體
GND‧‧‧接地端
GND1‧‧‧第一接地端
GND2‧‧‧第二接地端
Isec‧‧‧電流
Mp‧‧‧功率開關
MSR‧‧‧同步整流電晶體
Np‧‧‧一次側
Ns‧‧‧二次側
OP‧‧‧運算放大器
Spwm‧‧‧脈寬調變信號
RL‧‧‧負載
T‧‧‧變壓器
T0、T1、T2、T3、T4、T11‧‧‧時間點
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
V3‧‧‧第三電壓
VD‧‧‧汲極電壓
VF‧‧‧負電壓值
VG‧‧‧驅動電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
下面的所附圖式是本發明的說明書的一部分，繪示了本發明的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起說明本發明的原理。 圖1是依照本發明一實施例所繪示的同步整流控制器的電路方塊示意圖。 圖2是依照本發明一實施例所繪示的電源轉換裝置的電路示意圖。 圖3是同步整流控制器與同步整流電晶體的信號時序示意圖。
100‧‧‧同步整流控制器
110‧‧‧第一控制電路
120‧‧‧第二控制電路
130‧‧‧第三控制電路
Dr‧‧‧寄生二極體
GND‧‧‧接地端
MSR‧‧‧同步整流電晶體
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
V3‧‧‧第三電壓
VD‧‧‧汲極電壓
VG‧‧‧驅動電壓

Claims (10)

  1. 一種同步整流控制器，用以驅動一同步整流電晶體，該同步整流控制器包括： 一第一控制電路，耦接該同步整流電晶體的汲極端以接收一汲極電壓，且將該汲極電壓與一第一電壓進行比較，當該汲極電壓小於該第一電壓時，該第一控制電路輸出一驅動電壓以導通該同步整流電晶體； 一第二控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，且根據該汲極電壓與一第二電壓產生該驅動電壓以控制該同步整流電晶體；以及 一第三控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，且將該汲極電壓與一第三電壓進行比較，當該汲極電壓大於該第三電壓時，該第三控制電路輸出該驅動電壓以關斷該同步整流電晶體。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中當該汲極電壓大於該第一電壓時，該第一控制電路停止輸出該驅動電壓。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中當該汲極電壓小於該第三電壓時，該第三控制電路停止輸出該驅動電壓。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中該第二控制電路將該汲極電壓與該第二電壓之間的一差異電壓進行放大以產生該驅動電壓，並輸出該驅動電壓以調節該同步整流電晶體的閘極端的一電壓位準。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中當該汲極電壓上昇至該第二電壓時，該第二控制電路調節該驅動電壓，以維持該汲極電壓於該第二電壓。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中該第一控制電路包括： 一比較器，具有一第一輸入端、一第二輸入端及一輸出端，其中該第一輸入端耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，該第二輸入端耦接該第一電壓，且該輸出端耦接並提供該驅動電壓至該同步整流電晶體的一閘極端。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中該第二控制電路包括： 一運算放大器，該運算放大器的一反相輸入端耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，該運算放大器的一非反相輸入端耦接該第二電壓，且該運算放大器的一輸出端耦接並提供該驅動電壓至該同步整流電晶體的一閘極端。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中該第三控制電路包括： 一比較器，具有一第一輸入端、一第二輸入端及一輸出端，其中該第一輸入端耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，該第二輸入端耦接該第三電壓，且該輸出端耦接並提供該驅動電壓至該同步整流電晶體的一閘極端。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中該第一電壓、該第二電壓及該第三電壓為負直流電壓，且該第一電壓低於該第二電壓，且該第二電壓低於該第三電壓。
  10. 一種電源轉換裝置，包括： 一變壓器，具有一一次側與一二次側，其中該一次側的第一端用以接收一輸入電壓，而該二次側的第一端則用以提供一輸出電壓給一負載； 一同步整流電晶體，該同步整流電晶體的汲極端耦接該二次側的第二端，該同步整流電晶體的源極端耦接一接地端，且該同步整流電晶體的閘極端則用以接收一驅動電壓；以及 一同步整流控制器，包括： 一第一控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收一汲極電壓，且將該汲極電壓與一第一電壓進行比較，當該汲極電壓小於該第一電壓時，該第一控制電路輸出該驅動電壓以導通該同步整流電晶體； 一第二控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，且根據該汲極電壓與一第二電壓產生該驅動電壓以控制該同步整流電晶體；以及 一第三控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，且將該汲極電壓與一第三電壓進行比較，當該汲極電壓大於該第三電壓時，該第三控制電路輸出該驅動電壓以關斷該同步整流電晶體。
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