JP2017038186A - 駆動回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】GaNFETを駆動する駆動回路であって、デッドタイム時におけるGaNFETの電力損失を低減する駆動回路を提供する。
【解決手段】複数個のGaNFETを駆動する駆動回路であって、前記複数個のGaNFETの全てがオフするデッドタイムに、前記複数個のGaNFETのそれぞれのゲート電圧を所定の閾値以下にする。
【選択図】図1
【解決手段】複数個のGaNFETを駆動する駆動回路であって、前記複数個のGaNFETの全てがオフするデッドタイムに、前記複数個のGaNFETのそれぞれのゲート電圧を所定の閾値以下にする。
【選択図】図1
Description
本発明は、駆動回路に関する。
GaN(窒化ガリウム)デバイスはSi(シリコン)デバイスに対して、優れた高周波特性や低オン抵抗を実現可能であり、パワーエレクトロニクス分野における次世代のスイッチ素子として、多くの期待を集めている。ただし、ノーマリオフ型のGaNFET(Field Effect Transistor)は、閾値電圧が+1V程度であり、既存のSiデバイスのMOSFETに比べて閾値電圧が非常に低い。したがって、デッドタイム時において、GaNFETのゲートに負電圧を印加することで暗電流を抑制し、安定した非通電状態を実現している。
しかしながら、GaNFETは、図6に示すような電圧電流特性を有する。すなわち、ソースからドレインに電流(逆電流)が流れる際に、ゲートに印加される電圧が低いほどドレイン及びソース間の電圧降下が増大する。したがって、スイッチ素子としてGaNFETが用いられたスイッチング電源に誘導負荷が接続されている場合、GaNFETを駆動回路で駆動すると、デッドタイム時にゲートに負電圧が印加された状態でGaNFETに逆電流が流入するため、GaNFETに大きな電力損失が発生してしまう。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、GaNFETを駆動する駆動回路であって、デッドタイム時におけるGaNFETの電力損失を低減する駆動回路を提供することである。
本発明の一態様は、複数個のGaNFETを駆動する駆動回路であって、前記複数個のGaNFETの全てがオフするデッドタイムに、前記複数個のGaNFETのそれぞれのゲート電圧を所定の閾値以下にする駆動回路である。
また、本発明の一態様は、上述の駆動回路であって、前記複数個のGaNFETと同数の二次側巻線と一つの一次側巻線とが磁気的に結合するパルストランスをさらに備える。
また、本発明の一態様は、上述の駆動回路であって、前記パルストランスの一次側巻線の一方に接続されたドライバをさらに備え、前記ドライバは、前記一次側巻線に電圧を印加し、前記デッドタイムにおいては当該一次側巻線に電圧を印加しない。
また、本発明の一態様は、上述の駆動回路であって、トランスと、前記トランスの一次側巻線に接続された前記複数個の前記GaNFETと、を備えるスイッチング電源に適用される。
以上説明したように、本発明によれば、GaNFETを駆動する駆動回路であって、デッドタイム時におけるGaNFETの電力損失を低減する駆動回路を提供することができる。
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。なお、図面において、同一又は類似の部分には同一の符号を付して、重複する説明を省く場合がある。また、図面における要素の形状及び大きさなどはより明確な説明のために誇張されることがある。
本実施形態における駆動回路は、複数個のGaNFETを駆動する駆動回路であって、複数個のGaNFETの全てがオフするデッドタイムに、その複数個のGaNFETのそれぞれのゲート電圧を所定の閾値以下にする。
以下、実施形態の駆動回路を、図面を用いて説明する。なお、本実施形態では、説明の便宜のために、トーテンポール回路構成のLLC方式のDC−DCコンバータに基づいて駆動回路の構成を説明する。ただし、本明細書に記載された実施形態による構成をハーフブリッジ構成やフルブリッジ構成のLLC方式のDC−DCコンバータ等にも適用できる。
以下、実施形態の駆動回路を、図面を用いて説明する。なお、本実施形態では、説明の便宜のために、トーテンポール回路構成のLLC方式のDC−DCコンバータに基づいて駆動回路の構成を説明する。ただし、本明細書に記載された実施形態による構成をハーフブリッジ構成やフルブリッジ構成のLLC方式のDC−DCコンバータ等にも適用できる。
図1は、本実施形態の駆動回路を備えるスイッチング電源1の概略構成の一例を示す図である。図1に示すように、スイッチング電源1は、電源5、トーテンポール回路10、駆動回路30、共振回路40、第1トランス50及び交直変換回路60を備える。
トーテンポール回路10は、第1スイッチ素子Q1と第2スイッチ素子Q2とを直列接続して構成されている。トーテンポール回路10は、電源5から供給される直流電圧Vinを出力電圧Voutに変換して出力端子70から出力する。
トーテンポール回路10は、一対の第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2を備える。ただし、本実施形態において、トーテンポール回路10は、複数個のスイッチ素子を備えていればよく、偶数個のスイッチ素子を備えていることが望ましい。
第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2は、GaNFETである。例えば、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2は、ノーマリオフ型のGaNFETである。GaNFETは、Si-FETのように寄生のボディダイオードを備えていないが、逆導電を実現する。すなわち、GaNFETは、Si-FETと比較して逆回復損失がなく逆方向の導通を実現する。
トーテンポール回路10は、一対の第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2を備える。ただし、本実施形態において、トーテンポール回路10は、複数個のスイッチ素子を備えていればよく、偶数個のスイッチ素子を備えていることが望ましい。
第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2は、GaNFETである。例えば、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2は、ノーマリオフ型のGaNFETである。GaNFETは、Si-FETのように寄生のボディダイオードを備えていないが、逆導電を実現する。すなわち、GaNFETは、Si-FETと比較して逆回復損失がなく逆方向の導通を実現する。
第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2は、互いに直列接続されている。具体的には、第1スイッチ素子Q1のソースと第2スイッチ素子Q2のドレインとが接続されている。第1スイッチ素子Q1のドレインが電源5の正端子に接続されている。第2スイッチ素子Q2のソースが電源5の負端子に接続されている。第1スイッチ素子Q1のソースと第2スイッチ素子Q2のドレインとの接続点に共振回路40が接続されている。第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のゲートは、それぞれ駆動回路30に接続されている。したがって、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2は、駆動回路30から出力される駆動信号S1、S2がそれぞれのゲートに入力されて、交互にオン・オフ駆動される。
共振回路40は、直列接続された共振コンデンサ41及び共振インダクタ42を備えている。共振回路40は、一端側が第1スイッチ素子Q1のソースと第2スイッチ素子Q2のドレインとの接続点に接続されると共に、他端側が第1トランス50の一次側巻線50aの一端側に接続されている。共振回路40の共振コンデンサ41及び共振インダクタ42の各値は、共振回路40による第1トランス50の1次側での共振周波数を第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のスイッチング周波数(駆動信号S1,S2の周波数)と一致させて、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2をソフトスイッチングさせることができるように予め規定されている。なお、共振インダクタ42は、第1トランス50の漏洩インダクタンスで構成することもできるし、第1トランス50とは異なる独立したインダクタで構成することもできる。
第1トランス50は、一次側巻線50a及び二次側巻線50bを備えている。なお、図1に示す第1トランス50の●印は、一次側巻線50a及び二次側巻線50bが発生する起電力の極性を示している。この場合、一次側巻線50aは、一端側が共振回路40に接続され、他端側が第2スイッチ素子Q2のソースに接続されている。第1トランス50は、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のスイッチングに伴い(第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2が交互にオン・オフ駆動されるのに伴い)、一次側巻線50aから二次側巻線50bに交流電圧Vacを誘起させる。
交直変換回路60は、整流素子61〜64及びコンデンサ65を備える。図1に示すように、整流素子61〜64は、フルブリッジ接続されている。整流素子61〜64の出力側に並列接続されるコンデンサ65は平滑コンデンサである。
交直変換回路60は、第1トランス50の二次側巻線50bと一対の出力端子70a、70bとの間に配設されている。交直変換回路60は、二次側巻線50bに誘起される交流電圧Vacを直流電圧としての出力電圧Voutに変換して一対の出力端子70a、70b間に出力する。なお、本実施形態では、整流素子としてのダイオードで構成されている。
交直変換回路60は、第1トランス50の二次側巻線50bと一対の出力端子70a、70bとの間に配設されている。交直変換回路60は、二次側巻線50bに誘起される交流電圧Vacを直流電圧としての出力電圧Voutに変換して一対の出力端子70a、70b間に出力する。なお、本実施形態では、整流素子としてのダイオードで構成されている。
駆動回路30は、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2を駆動する。駆動回路30は、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2がオフするデッドタイムに、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のそれぞれのゲート電圧を所定の閾値以下にする。これにより、デッドタイムに第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2に逆電流が流入することで発生する電力損失を低減することができる。
駆動回路30は、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2に対する駆動信号S1、S2を生成して出力する。図2は、本実施形態における駆動回路30が第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2に出力する駆動信号S1、S2の波形の一例を示す図である。図2に示すように、駆動回路30は、駆動信号S1、S2において、相互間にデッドタイムの期間である時刻T2から時刻T3及び時刻T4から時刻T1のときに、ゲート電圧を所定の閾値以下にする。ただし、GaNFETは、ゲートに印加される電圧が低いほどドレイン及びソース間の電圧降下が増大する。したがって、駆動回路30は、デッドタイムに第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のそれぞれのゲート電圧を0Vにするのが望ましい。例えば、所定の閾値は、GaNFETに逆電流が流入したときの電力損失が許容できるゲート電圧の最大値である。このように、駆動回路30は、駆動信号S1、S2において、デッドタイムに電圧が所定閾値以下(例えば、0V)としながら、一定の周波数(例えば、数十kHz〜数百kHzの範囲内の周波数)で、且つ一定のデューティ比(例えば、0.48程度)で生成して出力する。ただし、第1トランス50に用いるコアを飽和させないために、駆動信号S1、S2は次式に示す式を満足する必要がある。
ton×|+Vg|=toff×|−Vg|・・・(1)
ton×|+Vg|=toff×|−Vg|・・・(1)
tonは、GaNFETがオンのときの時間である。toffは、GaNFETがオフのときの時間である。Vgは、GaNFETのゲート電圧である。すなわち、駆動回路30は、第1スイッチ素子Q1のオンと第2スイッチ素子Q2のオンとが一対になるように、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のオン又はオフを制御する。駆動回路30は、例えばDSP(Digital Signal Processor)を用いて構成されてもよい。
以下、本実施形態における駆動回路30の概略構成の一例を示す。
駆動回路30は、ドライバ回路31、第2トランス32及び調整回路33を備える。
ドライバ回路31は、第2トランス32にパルス信号V1を供給することで、第2トランス32を駆動する。
ドライバ回路31は、第1のドライバ311及び第2のドライバ312を備える。
駆動回路30は、ドライバ回路31、第2トランス32及び調整回路33を備える。
ドライバ回路31は、第2トランス32にパルス信号V1を供給することで、第2トランス32を駆動する。
ドライバ回路31は、第1のドライバ311及び第2のドライバ312を備える。
第1のドライバ311は、第2トランス32の一次側巻線32aの一端側に接続されている。第2のドライバ312は、第2トランス32の一次側巻線32aの他端側に接続されている。ドライバ回路31は、一次側巻線32aに電圧を印加するように第1のドライバ311及び第2のドライバ312を制御し、デッドタイムにおいては一次側巻線32aに電圧を印加しないように第1のドライバ311及び第2のドライバ312を制御する。図3は、本実施形態におけるドライバ回路31が第2トランス32に供給するパルス信号V1の波形を示す図である。
第2トランス32は、トーテンポール回路10が備える複数個のGaNFETと同数の二次側巻線と、一つの一次側巻線とが磁気的に結合するパルストランスである。本実施形態では、第2トランス32は、2つの二次側巻線32b、32cと一つの一次側巻線32aとが磁気的に結合するパルストランスである。図1に示す第2トランス32の●印は、一次側巻線32a及び二次側巻線32b、32cが発生する起電力の極性を示している。
二次側巻線32bは、一端側が調整回路33を介して第1スイッチ素子Q1のゲートに接続され、他端が第1スイッチ素子Q1のソースに接続されている。
二次側巻線32cは、一端側が調整回路33を介して第2スイッチ素子Q2のゲートに接続され、他端が第2スイッチ素子Q2のソースに接続されている。
二次側巻線32bは、一端側が調整回路33を介して第1スイッチ素子Q1のゲートに接続され、他端が第1スイッチ素子Q1のソースに接続されている。
二次側巻線32cは、一端側が調整回路33を介して第2スイッチ素子Q2のゲートに接続され、他端が第2スイッチ素子Q2のソースに接続されている。
第2トランス32は、ドライバ回路31から供給されるパルス信号V1により、一次側巻線32aから二次側巻線32bに駆動信号S1を発生させる。これにより、駆動信号S1は、第1スイッチ素子Q1のゲートに供給される。また、第2トランス32は、ドライバ回路31から供給されるパルス信号V1により、一次側巻線32aから二次側巻線32cに駆動信号S2を発生させる。これにより、駆動信号S2は、第2スイッチ素子Q2のゲートに供給される。なお、一次側巻線32aと二次側巻線32bとは同極性であり、一次側巻線32aと二次側巻線32cとは逆極性である。したがって、駆動信号S1と駆動信号S2とは、互いに極性が反転した信号となる。
調整回路33は、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のスイッチングスピードを調整する際に使用される。第1スイッチ素子Q1又は第2スイッチ素子Q2がオンするときのスイッチングスピードは、抵抗R1に基づいて決定される。一方、第1スイッチ素子Q1又は第2スイッチ素子Q2がオフするときのスイッチングスピードは、抵抗R2及びダイオードD1に基づいて決定される。ダイオードD1は、電荷引き抜き用のダイオードである。
以下に、本実施形態における駆動回路30の効果について、従来の駆動回路200と比較して説明する。
図4は、従来のSi−MOSFETを駆動する駆動回路200を備え、スイッチ素子110、111で構成したトーテンポール回路を備えたLCC方式のDC−DCコンバータ100の概略構成の一例を示す図である。図5は、従来のDC−DCコンバータ100の駆動波形を示す図である。従来の駆動回路200は、Si−MOSFETであるスイッチ素子110、111を駆動する際に、図5に示す駆動信号をスイッチ素子110、111のそれぞれのゲートに供給する。これにより、DC−DCコンバータ100は、電源400から供給される直流電圧Vinを出力電圧Voutに変換して出力端子300から出力する。しかしながら、従来の駆動回路200を第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2(GaNFET)の駆動回路に適用する場合、デッドタイムT2−T3及びT4−T1において、ゲートに負電圧が印加された状態でGaNFETに逆電流が流入すると、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2に大きな電力損失が発生してしまう。これは、GaNFETが図6に示すような電圧電流特性を有するためである。すなわち、GaNFETは、ソースからドレインに電流(逆電流)が流れる際に、ゲートに印加される電圧が低いほどドレイン及びソース間の電圧降下が増大する特性を備えるためである。一方、本実施形態の駆動回路30は、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2がオフするデッドタイムに、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のそれぞれのゲート電圧を、例えば0Vにする。これにより、従来の駆動回路200のような第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2(GaNFET)の負バイアス駆動と比べて、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2の損失低減が可能となる。
図4は、従来のSi−MOSFETを駆動する駆動回路200を備え、スイッチ素子110、111で構成したトーテンポール回路を備えたLCC方式のDC−DCコンバータ100の概略構成の一例を示す図である。図5は、従来のDC−DCコンバータ100の駆動波形を示す図である。従来の駆動回路200は、Si−MOSFETであるスイッチ素子110、111を駆動する際に、図5に示す駆動信号をスイッチ素子110、111のそれぞれのゲートに供給する。これにより、DC−DCコンバータ100は、電源400から供給される直流電圧Vinを出力電圧Voutに変換して出力端子300から出力する。しかしながら、従来の駆動回路200を第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2(GaNFET)の駆動回路に適用する場合、デッドタイムT2−T3及びT4−T1において、ゲートに負電圧が印加された状態でGaNFETに逆電流が流入すると、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2に大きな電力損失が発生してしまう。これは、GaNFETが図6に示すような電圧電流特性を有するためである。すなわち、GaNFETは、ソースからドレインに電流(逆電流)が流れる際に、ゲートに印加される電圧が低いほどドレイン及びソース間の電圧降下が増大する特性を備えるためである。一方、本実施形態の駆動回路30は、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2がオフするデッドタイムに、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のそれぞれのゲート電圧を、例えば0Vにする。これにより、従来の駆動回路200のような第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2(GaNFET)の負バイアス駆動と比べて、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2の損失低減が可能となる。
また、従来の駆動回路200は、スイッチ素子110をパルストランス130で駆動し、スイッチ素子111をパルストランス140で駆動する。すなわち、従来の駆動回路200は、スイッチ素子毎にパルストランスを必要とする。一方、本実施形態の駆動回路30は、すべてのスイッチ素子(第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2)を1つのパルストランスである第2トランス32で駆動することが可能である。したがって、本実施形態の駆動回路30は、従来の駆動回路200と比べて、スイッチ素子を駆動するパルストランスの数を削減することができるため、低コスト化が可能となる。
上述したように、本実施形態の駆動回路30は、GaNFETである第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2がオフするデッドタイムに、第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2のそれぞれのゲート電圧を所定の閾値以下、例えば0Vにする。これにより、デッドタイムに第1スイッチ素子Q1及び第2スイッチ素子Q2に逆電流が流入することで発生する電力損失を低減することができる。
上述の実施形態において、ドライバ回路31は、ハードウエアにより実現されてもよく、ソフトウエアにより実現されてもよく、ハードウエアとソフトウエアとの組み合わせにより実現されてもよい。また、プログラムが実行されることにより、コンピュータが、ドライバ回路31の一部として機能してもよい。プログラムは、コンピュータ読み取り可能な媒体に記憶されていてもよく、ネットワークに接続された記憶装置に記憶されていてもよい。
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
1 スイッチング電源
5 電源
10 トーテンポール回路
30 駆動回路
31 ドライバ回路
32 第2トランス
33 調整回路
40 共振回路
50 第1トランス
60 交直変換回路
5 電源
10 トーテンポール回路
30 駆動回路
31 ドライバ回路
32 第2トランス
33 調整回路
40 共振回路
50 第1トランス
60 交直変換回路
Claims (4)
- 複数個のGaNFETを駆動する駆動回路であって、
前記複数個のGaNFETの全てがオフするデッドタイムに、前記複数個のGaNFETのそれぞれのゲート電圧を所定の閾値以下にする駆動回路。 - 前記複数個のGaNFETと同数の二次側巻線と一つの一次側巻線とが磁気的に結合するパルストランスをさらに備える請求項1に記載の駆動回路。
- 前記パルストランスの一次側巻線の一方に接続されたドライバをさらに備え、
前記ドライバは、前記一次側巻線に電圧を印加し、前記デッドタイムにおいては当該一次側巻線に電圧を印加しない請求項2に記載の駆動回路。 - トランスと、前記トランスの一次側巻線に接続された前記複数個の前記GaNFETと、を備えるスイッチング電源に適用される請求項1から請求項3のいずれか一項に記載の駆動回路。
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WO2023089916A1 (ja) * | 2021-11-22 | 2023-05-25 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
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