JP2004215371A - 電源回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】コンデンサインプット型の正負電源におけるダイオード3と4にそれぞれ並列にスイッチング素子7と8を接続する。そして、ダイオード3と4が導通している期間の中で前記スイッチング素子7と8を導通させる。これにより、ポンピングに起因するコンデンサ5と6の電荷の不均衡を解消させる。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源回路、特に、インダクタンス負荷を駆動する電源回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図6は、従来のデジタルアンプと電源回路の構成例を示す図である。
この図において、51はトランス、52と53は整流素子(ダイオード)、54と55は平滑コンデンサであり、コンデンサインプット型の正負電源が構成されている。デジタルアンプ部において、SW1とSW2は図示しないPWM変調回路の出力により駆動されるMOSFETなどのスイッチングトランジスタ、D1とD2は前記スイッチングトランジスタSW1とSW2にそれぞれ並列に接続されたダイオード(フライホイールダイオード)、LFはインダクタ(コイル)、CFはキャパシタ(コンデンサ)、RLは負荷(スピーカ)である。
このように構成された回路において、入力信号をPWM変調した信号によりスイッチングトランジスタSW1とSW2が相補的に駆動され、インダクタLFとキャパシタCFからなるローパスフィルタを介して、スピーカーRLが駆動される。すなわち、SW1の導通(SW2は非導通)により図示するように正電源から電流(I+)が流れ、SW2の導通(SW1は非導通)により負電源へ電流(I−)が流れることにより負荷RLが駆動される。このようなデジタルアンプは、非常に高効率の増幅器として知られている。
【0003】
このようにインダクタンス負荷を正負電源により駆動する場合に、ポンピング動作が問題となる。このポンピング動作について、図7を参照して説明する。
図7は、負荷抵抗RLに正の直流電圧VRLを供給する場合における各部の電圧及び電流を示す図である。
図7の(a)に示すように、正の直流電圧が負荷に印加されるときには、スイッチングトランジスタSW1が導通する期間T1が、スイッチングトランジスタSW2が導通する期間T2よりも長くされる。時刻t1からt2までのスイッチングトランジスタSW1が導通している期間T1には正電源から、該スイッチングトランジスタSW1、インダクタLF、負荷RL、グランドの経路で、電流I1が流れる(図7の(c))。次に、時刻t2となり、スイッチングトランジスタSW1が非導通となり、SW2が導通するが、このとき、インダクタンスには、電流をそのまま流し続けるという性質があり、図示するように、ダイオードD2、インダクタLF、負荷RL、コンデンサ55という経路を通って、電流I2が流れ続ける(図7の(d))。そして、PWM変調のクロック速度が非常に高い周波数であるため、スイッチングトランジスタSW2を通って負電源へ電流I−が流れるようになる前に時刻t3となって、スイッチングトランジスタSW1が導通、SW2が非導通となり、再び、電流I1が流れる。このようにして、負荷RLには、図の(b)に示す負荷電流ILが流れることとなる。
【0004】
ここで、前記スイッチングトランジスタSW2が導通する期間T2において流れる電流I2の向きは、スイッチングトランジスタSW2の導通時に流れる電流I−の向きと逆であり、コンデンサ55(C2)に電荷がチャージされることとなる。このため、コンデンサ55にチャージされる電圧V2は、正電源側のコンデンサ54の両端の電圧V1よりも高くなる(V2>V1)。
また、逆に負の直流電圧が印加される場合には、上記と逆の動作となり、正電源側のコンデンサ54にチャージされる電圧V1が負電源側のコンデンサ55の両端の電圧V2よりも高くなる(V1>V2)。
【0005】
このように、ポンピング動作により、正電源と負電源の電圧が不均衡となって動作効率が低下するとともに、コンデンサ54あるいは55に多大な電荷がチャージされることとなり、コンデンサが破壊されることを防止するために、耐圧の高いコンデンサを使用することが必要となる。
なお、4個のスイッチング素子を使用して前記負荷RLをブリッジ回路で駆動する場合にはポンピングは発生しないが、この場合には、低インピーダンスの負荷を駆動することができるスイッチングトランジスタが多く必要となり、経済性に問題がある。
【0006】
このような、正負電源におけるポンピング動作による正電源と負電源との電圧の不均衡を防止することが提案されている(特許文献1を参照)。しかしながら、この提案されている技術は、チョークインプット型の電源回路におけるものであって上記図6に示したようなコンデンサインプット型の電源回路に対するものではなく、また、回路構成も非常に複雑なものとなっている
【0007】
【特許文献1】
米国特許第6,169,681 B1号明細書
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
そこで本発明は、簡単な構成により、ポンピング動作による悪影響を除去することができる電源回路を提供することを目的としている。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の電源回路は、コンデンサインプット型の正負型電源回路であって、整流素子と並列に設けられたスイッチ手段を有し、前記スイッチ手段は、前記整流素子が導通している期間に導通するように制御されるものである。
また、ブリッジ整流回路を有し、該ブリッジ整流回路を構成する4個の整流素子のうちの2個に前記スイッチ手段が設けられているものである。
さらに、前記電源回路はスイッチングレギュレータであり、前記スイッチ手段はスイッチングレギュレータの一次側の駆動信号と同一タイミングの信号により導通制御されるものである。
【0010】
【発明の実施の形態】
図1の(a)は、本発明の電源回路の一実施の形態の構成を示す図である。
この図において、1は交流電源、2はセンタータップ付きの2次巻線を有するトランス、3及び4は整流素子(ダイオード)、5はダイオード3とセンタータップとの間に接続されたコンデンサ、6はセンタータップとダイオード4との間に接続されたコンデンサであり、これらにより、コンデンサインプット型の正負電源が構成されている。ここで、本発明においては、図示するように、前記ダイオード3に並列にスイッチ回路7が設けられ、前記ダイオード4に並列にスイッチ回路8が設けられている。このスイッチ回路7及び8は、例えば、スイッチングトランジスタなどのスイッチング素子により構成することができる。そして、これらスイッチング素子7及び8を前記ダイオード3及び4が導通する期間の中で導通させるようにしている。このスイッチング素子7及び8を導通させる期間は、前記ダイオード3及び4が導通する期間の全てであってもよいし、そのうちの一部の期間であってもよい。
図1の(b)は、前記スイッチング素子7及び8を導通させる期間Tの例を示す図である。この図に示すように、入力される正弦波が所定のレベル以上となる期間Tを検出して前記スイッチング素子7及び8を導通制御するようにしてもよい。
【0011】
図1に示した電源回路の動作について、図2を参照して説明する。図2において、前記図6及び図1と同一の構成要素には同一の番号あるいは記号を付し、説明を省略する。
前記トランス2の2次巻線のプラス側部分の巻数n1とマイナス側部分の巻数n2をn1=n2とし、巻線間の結合が密であるとすると、巻線n1の両端の電圧Vn1と巻線n2の両端の電圧Vn2は、常に等しくなる(Vn1=Vn2)。
したがって、前記図6及び図7に関して説明したようにマイナス側のコンデンサ6の両端の電圧V2がプラス側のコンデンサ5の両端の電圧V1よりも高くなっているときに(V2>V1であるときに)、前記スイッチング素子7とスイッチング素子8を同時に導通状態とすると、V1=V2となるように、図示する電流I2とI1が流れる。すなわち、両端の電圧が高くなっているコンデンサ6から、センタータップ、巻線n2、スイッチング素子8へ電流I2が流れ、この巻線n2が一次巻線、巻線n1が二次巻線のトランスのような動作となって、巻線n1からスイッチング素子7、コンデンサ5と電流I1が流れる。これにより、コンデンサ6のV2の電力をコンデンサ5のV1側に移動させることができ、正電源の電圧と負電源の電圧の絶対値を等しくすることができる。
また、プラス側のコンデンサ5の両端の電圧が高くなっているV1>V2の場合にも、前記スイッチング素子7とスイッチング素子8とを同時に導通させることにより、図2に示したI1,I2と逆方向の電流I1と電流I2とが流れて、V1側の電力をV2側に移動させることができる。
このように、本発明によれば、ポンピングによりチャージされている電荷を開放することができるため、コンデンサが破壊されることを防止するとともに、耐圧の大きなコンデンサを使用する必要をなくすことができる。また、効率の低下を防止することができる。
【0012】
図1に示した実施の形態は、半波整流を行う正負電源回路に関するものであった。図3は、両波整流を行う正負電源回路に適用した本発明の実施の形態を示す図である。
図3と前記図1とを比較すると、図3に示した実施の形態においては、整流用ダイオード9と10とが追加されて、ブリッジ整流回路が形成されている点で図1に示した実施の形態と相違している。このように、4つのダイオードを用いるブリッジ整流回路を採用した場合であっても、ダイオード3とダイオード4の2つのダイオードについてのみ、前述したスイッチング素子7と8を設けることにより、前述したと同様の作用効果を奏することができる。なお、ダイオード3とダイオード4の代わりにダイオード9とダイオード10とに並列にスイッチング素子を設けるようにしてもよい。あるいはまた、4個のダイオード全てに並列にスイッチング素子を設けても良い。
【0013】
図4は、本発明をスイッチングレギュレータに適用した実施の形態の構成を示す図であり、図5は、前記図4における各部の波形を示す図である。
図4において、11,12は直流電源入力端子、13,16,17,18はコンデンサ、14,15はスイッチングトランジスタ、19は出力トランス、19−1と19−2は出力トランス19の2次巻線、20は駆動トランス、21〜26は駆動トランスの2次巻線、27は駆動信号発生源、28,29,30,31は整流素子(ダイオード)、32,33,34,35は前記ダイオード28〜31にそれぞれ並列に接続されたスイッチング素子、36及び37は平滑コンデンサである。
このように構成された電源回路において、前記駆動トランス20の1次巻線に図5の(a)に示す駆動信号が供給され、このトランス20の2次巻線21と22に発生する電圧により、スイッチングトランジスタ14と15が交互に導通し、出力トランス19が駆動される。これにより、出力トランス19のセンタータップ付きの2次巻線に生じた電圧がブリッジ整流回路を構成するダイオード28〜31により両波整流され、平滑コンデンサ36の両端に正電源電圧+Vが発生し、平滑コンデンサ37の両端に負電源電圧−Vが発生する。
【0014】
前記ダイオード28〜31にはそれぞれ並列にスイッチング素子32〜35が接続されており、各スイッチング素子32〜35には、それぞれ前記駆動トランス20の2次巻線23〜26の出力が制御信号として供給されている。そして、ダイオード28に並列に接続されたスイッチング素子32(S1)とダイオード31に並列に接続されたスイッチング素子35(S4)は、前記スイッチングトランジスタ14と同じタイミングで導通状態とされ、ダイオード29に並列に接続されたスイッチング素子33(S2)とダイオード30に並列に接続されたスイッチング素子34(S3)は、前記スイッチングトランジスタ15と同じタイミングで導通状態とされるように接続されている。
【0015】
これにより、図5の(d)〜(g)に示すように、それぞれのスイッチング素子に電流が流れ、コンデンサ37又は36にポンピングにより生じた電荷の不均衡を解消することができる。なお、図5の(d)〜(g)に図示した例は、コンデンサ37の両端の電圧V2がコンデンサ36に両端の電圧V1よりも高い場合(V2>V1の場合)に流れる電流を示している。すなわち、図示する期間T1にコンデンサ37→トランス19の2次巻線19−2→スイッチング素子35を通って電流Is4が流れ、これによりトランス19の2次巻線19−1→スイッチング素子32→コンデンサ36という経路で電流Is1が流れる。また、期間T2には、コンデンサ37→2次巻線19−1→スイッチング素子34の経路で電流Is3が流れ、2次巻線19−2→スイッチング素子33→コンデンサ36の経路で電流Is2が流れる。また、V1>V2のときにも同様に動作する。
このように、前記スイッチング素子32〜35が導通されることにより、V1=V2となるように電流が流れ、正電源の電圧と負電源の電圧の不均衡を解消することができる。
【0016】
なお、図4に示した実施の形態においては、ダイオード28〜31の全てに並列にスイッチング素子32〜35を設けていたが、前記図3に示した実施の形態と同様に、ダイオード28とダイオード31、あるいは、ダイオード29とダイオード30の各組にのみスイッチング素子を設けるようにしてもよい。
【0017】
上述した各実施の形態においては、ダイオード3,4(図1〜図3)、ダイオード28〜31(図4)に並列に設けた各スイッチング素子7,8,32〜35を、流れる電流(I1,I2,Is1〜Is4)の向きにかかわらず、それぞれの所定の期間に導通させるようにしていたが、並列に接続されているダイオードが逆バイアスとなるスイッチング素子のみを選択して閉成するようにしてもよい。すなわち、前記コンデンサ5,6(図1〜図3)又は36,37(図4)にそれぞれ蓄積されている電荷量を検出したり、あるいは、前記スイッチングトランジスタSW1,SW2を駆動するPWM信号に基づいて、電流I1,I2又はIs1〜Is4の方向を判定し、スイッチング素子7,8,32〜35のうち、該電流の方向に対して逆バイアスとなるダイオードに並列に設けられているスイッチング素子のみに対して駆動信号を供給するようにしてもよい。
【0018】
また、上記においては、インダクタンス負荷を駆動する例としてデジタルアンプを駆動する場合を例にとって説明したが、本発明の電源回路は、インダクタンス負荷を駆動するコンデンサインプット型の電源であれば、どのような負荷を駆動する場合であっても同様に適用することができる。
【0019】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電源回路によれば、コンデンサインプット型の正負電源によりインダクタンス負荷を駆動するときに、ポンピング動作により平滑コンデンサに電荷がチャージされるのを防止することができる。
これにより、コンデンサが破壊されるのを防止することができる。あるいは、耐圧の高いコンデンサを使用する必要がなくなり、経済性を向上することができるとともに、装置の小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の電源回路の一実施の形態について説明する図であり、(a)は構成を示す図、(b)はスイッチング素子の駆動タイミングを示す図である。
【図2】図1に示した電源回路の動作について説明するための図である。
【図3】本発明の電源回路の他の実施の形態の構成を示す図である。
【図4】本発明の電源回路のさらに他の実施の形態の構成を示す図である。
【図5】図4に示した実施の形態における各部位の波形を示す図である。
【図6】従来の電源回路について説明するための図である。
【図7】従来の電源回路におけるポンピング動作について説明するための図である。
【符号の説明】
1 交流電源、2 トランス、3,4 ダイオード、5,6 平滑コンデンサ、7,8 スイッチング素子、9,10 ダイオード、11,12 端子、13,16,17,18 コンデンサ、14,15 スイッチングトランジスタ、19 出力トランス、20 駆動トランス、27 駆動信号源、28,29,30,31 ダイオード、32,33,34,35 スイッチング素子、36,37平滑コンデンサ
Claims (3)
- コンデンサインプット型の正負型電源回路であって、
整流素子と並列に設けられたスイッチ手段を有し、
前記スイッチ手段は、前記整流素子が導通している期間に導通するように制御されることを特徴とする電源回路。 - ブリッジ整流回路を有し、該ブリッジ整流回路を構成する4個の整流素子のうちの2個に前記スイッチ手段が設けられていることを特徴とする請求項1記載の電源回路。
- 前記電源回路はスイッチングレギュレータであり、前記スイッチ手段はスイッチングレギュレータの一次側の駆動信号と同一タイミングの信号により導通制御されることを特徴とする請求項1記載の電源回路。
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