JP4876530B2 - 直流変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、広い負荷範囲で高効率で、小型な直流変換装置に関する。

従来の直流変換装置の一例を図９に示す。図９に示す直流変換装置では、該直流変換装置の損失を低減するために同期整流回路が用いられている。

図９に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）とＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなるスイッチＱｍとの直列回路が接続されている。スイッチＱｍの両端（ドレイン−ソース間）にはダイオードＤ１と共振用コンデンサＣ１とが並列に接続されている。

トランスＴ１の１次巻線５ａの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱｓとクランプ用コンデンサＣ２との直列回路が接続されている。

スイッチＱｓの両端（ドレイン−ソース間）にはダイオードＤ２が並列に接続されている。なお、直列回路（Ｃ２，Ｑｓ，Ｄ２）はスイッチＱｍの両端に接続されていてもよい。スイッチＱｍ，Ｑｓは、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフし、スイッチング回路を構成している。

トランスＴ１の２次巻線５ｂの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱｒとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱｆとが直列に接続されている。トランスＴ１の２次巻線５ｂの一端は、抵抗Ｒ１を介してスイッチＱｒのゲートに接続され、トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端は、抵抗Ｒ２を介してスイッチＱｆのゲートに接続されている。スイッチＱｒとスイッチＱｆとで同期整流回路を構成している。スイッチＱｒの両端（ドレイン−ソース間）にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＱｆの両端（ドレイン−ソース間）にはダイオードＤ４が並列に接続されている。ダイオードＤ３とダイオードＤ４とで整流回路を構成している。

また、スイッチＱｆの両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ３とが直列に接続され、平滑回路を構成している。整流回路、同期整流回路及び平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１０は、スイッチＱｍとスイッチＱｓとを交互にオンオフ制御し、負荷ＲＬへの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱｍのゲートに印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱｓのゲートに印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬへの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱｍのゲートに印加されるパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を説明する。まず、スイッチＱｍがオフで、スイッチＱｓがオンであるとき、スイッチＱｓに電流が流れ、スイッチＱｍには電流は流れない。このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力により２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、スイッチＱｆのゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱｒのゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ３→Ｑｆ→Ｌ１と電流が流れて、コンデンサＣ３及び負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。

次に、スイッチＱｓがオン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱｍがオフ状態からオン状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次２次巻線間のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振を起こす。この共振によりスイッチＱｍの電圧が正弦波状に低下していく。そして、スイッチＱｍの電圧がゼロボルト近傍でスイッチＱｍをオンし、スイッチＱｍの電流が流れる。

次に、スイッチＱｍがオンで、スイッチＱｓがオフであるとき、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴ１の１次巻線５ａを介してスイッチＱｍに電流が流れて、１次巻線５ａにエネルギーが蓄積される。このエネルギーにより２次巻線５ｂにも電圧が発生する。このため、スイッチＱｒのゲートには＋電圧が印加されてオンし、スイッチＱｆのゲートには−電圧が印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ３→Ｑｒ→５ｂと電流が流れて、コンデンサＣ３及び負荷ＲＬに直流電力が供給される。

次に、スイッチＱｍは、オン状態からオフ状態に変わり、スイッチＱｓは、オフ状態からオン状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次２次巻線間のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振を起こし、この共振によりスイッチＱｍの電圧が急激に上昇する。

次に、ダイオードＤ２がオンしてダイオードＤ２に電流が流れ、トランスＴ１の１次巻線５ａに誘起されたエネルギーは、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２に蓄えられる。次に、ダイオードＤ２のオン期間に、スイッチＱｓがオンする。

図９に示すように、トランスＴ１の２次側に同期整流素子（スイッチＱｒ，Ｑｆ）からなる同期整流回路を適用した場合には、リアクトルＬ１の電流が連続する重負荷状態では、損失も少なく軽快に機能する。
特開平９−９３９１７号公報

しかしながら、軽負荷状態では、リアクトルＬ１の電流は連続的とならず、帰還モード時には逆流して、循環電流が流れ、同期整流素子のオン／オフ時間が一定となるため、損失が増大し、効率が低下する。

本発明は、軽負荷時の損失を低減し、高効率を図ることができる直流変換装置を提供することにある。

前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の直流電圧をオン／オフさせてトランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、前記スイッチング回路のオン／オフ動作と同期してオン／オフする第１同期整流素子及び前記第１同期整流素子とは相補的にオン／オフする第２同期整流素子を有し、前記トランスの２次巻線からの電圧を整流する同期整流回路と、前記第１同期整流素子に並列に接続された第１整流素子及び前記第２同期整流素子に並列に接続された第２整流素子を有する整流回路と、前記同期整流回路及び前記整流回路で整流された出力を平滑する平滑回路と、軽負荷時に、前記第１同期整流素子と前記第２同期整流素子との両方をオフさせる同期整流素子制御回路とを有し、前記同期整流素子制御回路は、前記第１同期整流素子の制御端子に一端が接続された第１ダイオードと、前記第２同期整流素子の制御端子に一端が接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記第２ダイオードの他端とに第１端子が接続され、第２端子が前記平滑回路の出力端に接続された切替スイッチとを有し、前記切替スイッチは、軽負荷時に前記第１同期整流素子と前記第２同期整流素子との両方をオフさせるように切替動作することを特徴とする。

請求項２の発明では、請求項１記載の直流変換装置において、前記トランスは、前記第１同期整流素子及び前記第２同期整流素子を駆動するために、一端が前記第１同期整流素子の制御端子に接続され、他端が前記第２同期整流素子の制御端子に接続された３次巻線を有し、前記同期整流素子制御回路は、前記第１同期整流素子の制御端子に一端が接続された第３ダイオードと、前記第２同期整流素子の制御端子に一端が接続された第４ダイオードと、前記第３ダイオードの他端と前記第４ダイオードの他端とに接続された前記切替スイッチの第３端子とを有し、前記切替スイッチは、軽負荷時に前記第１同期整流素子と前記第２同期整流素子との両方をオフさせるように、前記第１端子と前記第３端子とのいずれか一方の端子を前記第２端子に接続するように切替動作することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載の直流変換装置において、前記トランスは、前記２次巻線に直列に接続された４次巻線を有し、前記同期整流回路は、前記トランスの前記２次巻線及び前記４次巻線からの電圧を整流することを特徴とする。

請求項４の発明では、請求項３記載の直流変換装置において、前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と側脚とを有するコアを有し、前記中央脚には前記トランスの前記１次巻線と前記３次巻線及び前記４次巻線とが所定の間隙を隔てて巻回され、前記側脚には前記トランスの前記２次巻線が巻回されてなることを特徴とする。

請求項５の発明では、請求項１又は請求項２又は請求項３記載の直流変換装置において、負荷への出力電流又は出力電力を検出する検出手段を有し、前記切替スイッチは、前記検出手段で検出された出力電流又は出力電力に基づき、軽負荷時に前記第１同期整流素子と前記第２同期整流素子との両方をオフさせるように切替動作することを特徴とする。

本発明によれば、同期整流素子制御回路は、軽負荷時に、第１同期整流素子と第２同期整流素子との両方をオフさせるので、軽負荷時の損失を低減し、高効率を図ることができる。

また、本発明によれば、同期整流素子制御回路は、軽負荷時に、第１同期整流素子と第２同期整流素子との両方をオフさせるので、電流を流すことなく、損失を発生せずに、軽負荷時の損失を低減し、高効率を図ることができる。

以下、本発明の直流変換装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

実施例１の直流変換装置は、軽負荷時に、スイッチＱｒとスイッチＱｆとの両方をオフさせることにより、軽負荷時の損失を低減し、高効率を図ることを特徴とする。

図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置は、図９に示す直流変換装置に対して、トランスＴ１の２次側の構成が異なるのみであるので、トランスＴ１の２次側の構成のみ説明する。

トランスＴ１の２次巻線５ｂの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱｒ（本発明の第１同期整流素子に対応）とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱｆ（本発明の第２同期整流素子に対応）とが直列に接続されている。トランスＴ１の２次巻線５ｂの一端は、抵抗Ｒ１を介してスイッチＱｒのゲートに接続され、トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端は、抵抗Ｒ２を介してスイッチＱｆのゲートに接続されている。スイッチＱｒとスイッチＱｆとで同期整流回路を構成している。スイッチＱｒの両端にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＱｆの両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。ダイオードＤ３とダイオードＤ４とで整流回路を構成している。

また、スイッチＱｆの両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ３と電流検出回路１２とが直列に接続され、リアクトルＬ１とコンデンサＣ３とで平滑回路を構成している。整流回路、同期整流回路及び平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

また、スイッチＱｒのゲートにはダイオードＤ５（本発明の第１ダイオードに対応）のアノードが接続され、ダイオードＤ５のカソードはスイッチＳＷ１の一端に接続される。スイッチＱｆのゲートにはダイオードＤ６（本発明の第２ダイオードに対応）のアノードが接続され、ダイオードＤ６のカソードはスイッチＳＷ１の一端に接続される。スイッチＳＷ１の他端は、ダイオードＤ３のアノードとスイッチＱｒのソースとダイオードＤ４のアノードとスイッチＱｆのソースとに接続されている。

電流検出回路１２（本発明の検出手段に対応）は、コンデンサＣ３の一端とダイオードＤ４のアノードとスイッチＱｆのソースとの間に接続され、負荷ＲＬに流れる出力電流を検出し、検出された出力電流の値が所定値以下の場合に負荷状態が軽負荷であると判定して、スイッチＳＷ１をオンさせるための切替信号をスイッチＳＷ１に出力する。スイッチＳＷ１（本発明の切替スイッチに対応）は、軽負荷時に、電流検出回路１２からの切替信号によりオンして、スイッチＱｒとスイッチＱｆとの両方をオフさせる。

ダイオードＤ５、ダイオードＤ６、及びスイッチＳＷ１は、軽負荷時に、スイッチＱｒとスイッチＱｆとの両方をオフさせるもので、本発明の同期整流素子制御回路に対応する。

次に、このように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図２及び図３を参照しながら説明する。図２は実施例１の直流変換装置におけるスイッチＳＷ１がオフ時の各部の信号のタイミングチャートである。図３は実施例１の直流変換装置におけるスイッチＳＷ１がオン時の各部の信号のタイミングチャートである。

まず、図２を参照して、負荷が重負荷状態である場合の動作を説明する。重負荷状態である場合には、電流検出回路１２は、負荷ＲＬに流れる出力電流が所定値以上であるので、スイッチＳＷ１に切替信号を出力しない。このため、スイッチＳＷ１はオフであるので、ダイオードＤ５、ダイオードＤ６もオフとなる。

従って、図９に示す従来の直流変換装置の重負荷時の動作と同様の動作となる。即ち、図２を参照して説明すると、時刻ｔ１〜ｔ２において、スイッチＱｍがオフで、スイッチＱｓがオンであるとき、スイッチＱｆのゲートには＋電圧のゲート信号Ｑｆｇが印加されてオンし、スイッチＱｒのゲートには零電圧のゲート信号Ｑｒｇが印加されてオフする。そして、Ｌ１→Ｃ３→Ｑｆ→Ｌ１と電流が流れて、コンデンサＣ３及び負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。

次に、時刻ｔ２〜ｔ３において、スイッチＱｍがオンで、スイッチＱｓがオフであるとき、スイッチＱｒのゲートには＋電圧のゲート信号Ｑｒｇが印加されてオンし、スイッチＱｆのゲートには零電圧のゲート信号Ｑｆｇが印加されてオフする。そして、５ｂ→Ｌ１→Ｃ３→Ｑｒ→５ｂと電流が流れて、コンデンサＣ３及び負荷ＲＬに直流電力が供給される。

次に、軽負荷となった場合の動作を図３を参照して説明する。まず、軽負荷状態である場合には、電流検出回路１２は、負荷ＲＬに流れる出力電流が所定値以下であることを検出するので、スイッチＳＷ１に切替信号が送られる。

このため、スイッチＳＷ１はオンとなるので、ダイオードＤ５、ダイオードＤ６もオンとなり、スイッチＱｒのゲート電圧ＱｒｇとスイッチＱｆのゲート電圧Ｑｆｇとは零となる。即ち、スイッチＱｒとスイッチＱｆとのゲート−ソース間が短絡されて、スイッチＱｒとスイッチＱｆとが停止（オフ）される。このため、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とによるダイオード整流が行われる。

即ち、時刻ｔ１〜ｔ２において、スイッチＱｍがオフで、スイッチＱｓがオンであるとき、Ｌ１→Ｃ３→Ｄ４→Ｌ１と電流が流れて、コンデンサＣ３及び負荷ＲＬにリアクトルＬ１のエネルギーが供給される。

次に、時刻ｔ２〜ｔ３において、スイッチＱｍがオンで、スイッチＱｓがオフであるとき、５ｂ→Ｌ１→Ｃ３→Ｄ３→５ｂと電流が流れて、コンデンサＣ３及び負荷ＲＬに直流電力が供給される。

このように実施例１の直流変換装置によれば、軽負荷時に、スイッチＱｒとスイッチＱｆとの両方をオフさせることにより、帰還モード時に循環電流が流れなくなり、軽負荷時の損失を低減し、高効率を図ることができる。

次に実施例２の直流変換装置を説明する。図１に示す実施例１の直流変換装置では、スイッチＳＷ１がオンしたとき、トランスＴ１の２次巻線５ｂに発生した電圧により、５ｂ→Ｒ１（又はＲ２）→Ｄ５（又はＤ６）→ＳＷ１→Ｄ３（又はＤ４）→５ｂの経路で電流が流れて損失が増大する。この損失を低下させるためには、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の値を大きくする必要がある。

しかし、スイッチＱｒ、スイッチＱｆのゲート容量のために、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の値を大きくすることはできない。抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２の値を例えば、１００Ωとし、２次巻線５ｂの出力電圧を１０Ｖとした場合でも、１Ｗの損失を生じる。

図４に示す実施例２の直流変換装置は、軽負荷時に、同期整流素子であるスイッチＱｒ、スイッチＱｆのゲートに印加する電圧をマイナス（−）側にシフトさせて、スイッチＱｒ、スイッチＱｆをオフすることにより、電流を流すことなく、損失を発生しないようにして、軽負荷時の損失を低減し、高効率を図ることを特徴とする。

また、実施例２では、ドライブ巻線（トランスＴ２の３次巻線５ｃに対応）を設け、出力電圧に依存しないで、ドライブ巻線からスイッチＱｒ及びスイッチＱｆのゲートに最適なドライブ電圧を供給することにより、電圧分圧器等を不要とし、回路を簡単化して、重負荷から軽負荷まで高効率を図ることを特徴とする。

図４に示す実施例２の構成は、図１に示す実施例１の構成に対して、トランスＴ２の二次側の構成が異なるのみであるので、トランスＴ２の二次側の構成のみを説明する。

トランスＴ２は、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と同相に巻回される２次巻線５ｂ（巻数ｎｓ）及び３次巻線５ｃ（巻数ｎｄ）を有する。

トランスＴ２の２次巻線５ｂの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱｒとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱｆとが直列に接続されている。スイッチＱｒとスイッチＱｆとで同期整流回路を構成している。スイッチＱｒの両端にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＱｆの両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。ダイオードＤ３とダイオードＤ４とで整流回路を構成している。

トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端にはスイッチＱｒのゲートが接続され、トランスＴ２の３次巻線５ｃの他端にはスイッチＱｆのゲートが接続されている。ダイオードＤ５〜Ｄ８はブリッジ接続され、ダイオードブリッジ回路を構成している。

ダイオードＤ５のアノードはトランスＴ２の３次巻線５ｃの一端とスイッチＱｒのゲートとダイオードＤ７のカソードに接続されている。ダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ７のカソードとの接続点（本発明の第１交流入力端子に対応）には、トランスＴ２の３次巻線５ｃから交流が入力されるようになっている。

ダイオードＤ６のアノードはトランスＴ２の３次巻線５ｃの他端とスイッチＱｆのゲートとダイオードＤ８のカソードに接続されている。ダイオードＤ６のアノードとダイオードＤ８のカソードとの接続点（本発明の第２交流入力端子に対応）には、トランスＴ２の３次巻線５ｃから交流が入力されるようになっている。

ダイオードＤ５のカソードとダイオードＤ６のカソードとは、スイッチＳＷ２の端子ｂに接続される。ダイオードＤ５のカソードとダイオードＤ６のカソードとの接続点は、本発明の第１直流出力端子に対応する。ダイオードＤ７のアノードとダイオードＤ８のアノードとは、スイッチＳＷ２の端子ｃに接続される。ダイオードＤ７のアノードとダイオードＤ８のアノードとの接続点は、本発明の第２直流出力端子に対応する。

スイッチＳＷ２の端子ａは、ダイオードＤ３のアノードとスイッチＱｒのソースとダイオードＤ４のアノードとスイッチＱｆのソースとに接続されている。スイッチＳＷ２は、電流検出回路１２からの切替信号により重負荷状態である場合にはオンして端子ｃを選択し、軽負荷時にはオフして、スイッチＱｒ、スイッチＱｆのゲートに印加する電圧をマイナス側にシフトさせて、スイッチＱｒ、スイッチＱｆをオフするように、端子ｂを選択する。

ダイオードＤ５〜Ｄ８、及びスイッチＳＷ２は、軽負荷時に、スイッチＱｒ、スイッチＱｆのゲートに印加する電圧をマイナス側にシフトさせて、スイッチＱｒ、スイッチＱｆをオフするもので、本発明の同期整流素子制御回路に対応する。

次に、このように構成された実施例２の直流変換装置の動作を図５及び図６を参照しながら説明する。図５は実施例２の直流変換装置におけるスイッチＳＷ２がオン時の各部の信号のタイミングチャートである。図６は実施例２の直流変換装置におけるスイッチＳＷ２がオフ時の各部の信号のタイミングチャートである。

なお、図４に示すその他の構成は、実施例１の構成と同一であるので、同一部分には同一部号を付し、その詳細な説明は省略する。

まず、図５を参照してスイッチＳＷ２がオン時における直流変換装置の動作を説明する。重負荷状態である場合には、電流検出回路１２は、負荷ＲＬに流れる出力電流が所定値以上であるので、スイッチＳＷ２に切替信号を送らない。このため、スイッチＳＷ２はオンのままである。

時刻ｔ０〜ｔ１において、スイッチＳＷ２をオンし、スイッチＱｍをオンさせる。このとき、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑｍ→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れる。同時にトランスＴ２の２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｌ１→Ｃ３→Ｄ３→５ｂの経路で電流が流れてコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに電力が供給される。

このとき、トランスＴ２の３次巻線５ｃには、スイッチＱｒのゲート側にプラス（＋）の電圧が発生し、スイッチＳＷ２がオン方向に接続されているため、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８によりスイッチＱｆのゲートが零電位にクランプされる。このため、スイッチＱｒのゲートには＋電圧Ｑｒｇが印加されるので、スイッチＱｒがオン状態となり、ダイオードＤ３の電流は、スイッチＱｒを流れて損失を低減させる。即ち、５ｂ→Ｌ１→Ｃ３→Ｑｒ→５ｂの経路で電流が流れてコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに電力が供給される。

３次巻線５ｃに発生した電圧は、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、高インピーダンスとなるため、電流は流れない。従って、損失は発生しない。このとき、スイッチＱｆのゲート電圧Ｑｆｇは、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、短絡されるためゼロ電圧となり、スイッチＱｆはオフ状態である。

次に、時刻ｔ１〜ｔ２において、スイッチＱｍがオフし、スイッチＱｓがオンすると、トランスＴ２の２次巻線５ｂの電圧と３次巻線５ｃの電圧とは、逆転するため、スイッチＱｒのゲート電圧はゼロとなるため、スイッチＱｒはオフする。このため、Ｌ１→Ｃ３→Ｄ４→Ｌ１の経路で電流が流れて連続してコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに供給される。

この状態において、トランスＴ２の３次巻線５ｃの電圧は、スイッチＱｆのゲート側が＋であり、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、スイッチＱｒのゲートがゼロ電圧にクランプされる。このため、スイッチＱｆのゲートに＋電圧Ｑｆｇが印加されてスイッチＱｆがオン状態となり、ダイオードＤ４の電流は、スイッチＱｆを流れて損失を低減させる。即ち、Ｌ１→Ｃ３→Ｑｆ→Ｌ１の経路で電流が流れる。

このときにもダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、回路は高インピーダンスとなるため、電流は流れず損失は発生しない。

次に図６を参照してスイッチＳＷ２がオフ時における直流変換装置の動作を説明する。軽負荷状態である場合には、電流検出回路１２は、負荷ＲＬに流れる出力電流が所定値以下であることを検出するので、スイッチＳＷ２に切替信号が送られる。このため、スイッチＳＷ２はオフとなる。

時刻ｔ０〜ｔ１において、スイッチＳＷ２がオフ側で、スイッチＱｍがオンのときには、同様に、スイッチＱｒのゲートが＋側になるようにトランスＴ２の３次巻線５ｃに電圧が発生する。

しかし、ダイオードＤ５により、スイッチＱｒのゲートがゼロ電位にクランプされるため、トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端に接続されたスイッチＱｒのゲート電位はゼロとなる。従って、トランスＴ２の３次巻線５ｃの他端に接続されたスイッチＱｆのゲートの電位Ｑｆｇは−となる。このため、スイッチＱｒとスイッチＱｆとはともにオフ状態となる。この場合にも、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、高インピーダンスとなるため、電流は流れず電力は消費しない。このとき、ダイオード整流となる。即ち、５ｂ→Ｌ１→Ｃ３→Ｄ３→５ｂの経路で電流が流れてコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに電力が供給される。

次に時刻ｔ１〜ｔ２において、スイッチＳＷ２がオフ側で、スイッチＱｍがオフのときには、同様に、スイッチＱｆのゲートが＋側になるようにトランスＴ２の３次巻線５ｃに電圧が発生する。

しかし、ダイオードＤ６により、スイッチＱｆのゲートがゼロ電位にクランプされるため、トランスＴ２の３次巻線５ｃの他端に接続されたスイッチＱｆのゲート電位はゼロとなる。従って、トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端に接続されたスイッチＱｒのゲートの電位Ｑｒｇは−となる。このため、スイッチＱｒとスイッチＱｆとはともにオフ状態となる。この場合にも、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、高インピーダンスとなるため、電流は流れず電力は消費しない。このとき、ダイオード整流となる。即ち、Ｌ１→Ｃ３→Ｄ４→Ｌ１の経路で電流が流れてコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに電力が供給される。

このように実施例２の直流変換装置によれば、軽負荷時に、スイッチＱｒ、スイッチＱｆのゲートに印加する電圧をマイナス側にシフトさせて、スイッチＱｒ、スイッチＱｆをオフとしたので、電流を流すことなく、損失が発生せず、軽負荷時の損失を低減でき、高効率を図ることができる。

また、トランスＴ２の３次巻線５ｃからスイッチＱｒ及びスイッチＱｆのゲートに最適なドライブ電圧を供給したので、電圧分圧器等を不要とし、回路を簡単化でき、重負荷から軽負荷まで高効率を図ることができる。

また、スイッチＱｒ（又はスイッチＱｆ）の電流が、並列に接続されているダイオードＤ３（又はダイオードＤ４）の方向に流れているとき、スイッチＱｒ（又はスイッチＱｆ）をオフすれば、スイッチＱｒ（又はスイッチＱｆ）の電流は、ダイオードＤ３（又はダイオードＤ４）に切り替わるため、異常電圧等が発生せずに切替可能となる。

また、スイッチＱｒとスイッチＱｆとの同期で、スイッチＱｍがオフする瞬間には、スイッチＱｒ（又はスイッチＱｆ）の電流は、必ずダイオード方向である。このことから、スイッチＱｍのオフと同期して、スイッチＳＷ２をオフ方向に切り替えればよい。

次に実施例３の直流変換装置を説明する。実施例３の直流変換装置では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱｍがオン時にリアクトルに蓄えられるエネルギーをトランスの２次側に還流する補助トランスを設けたことを特徴とする。

図７は実施例３の直流変換装置を示す回路構成図である。図７に示す実施例３の直流変換装置は、図４に示す実施例２の直流変換装置に対して、トランスＴ３及びトランスＴ３の周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。

この例では、補助トランスをトランスＴ３に結合したもので、トランスＴ３には、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ、補助トランスの１次巻線を兼用）と２次巻線５ｂ（巻数ｎｓ）と３次巻線５ｃ（巻数ｎｄ）と４次巻線５ｄ（巻数ｎｆ、補助トランスの２次巻線に対応）とが巻回されている。

トランスＴ３の２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとの直列回路の両端には、スイッチＱｆとコンデンサＣ３と電流検出回路１２との直列回路が接続されている。２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとの接続点とスイッチＱｆと電流検出回路１２との接続点とには、スイッチＱｒが接続されている。

１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相に巻回され、１次巻線５ａと３次巻線５ｄとは逆相に巻回されている。トランスＴ３の２次巻線５ｂを１次巻線５ｂと疎結合させ、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスにより、トランスＴ３に直列に接続されるリアクトル（図示せず）を代用している。トランスＴ３の３次巻線５ｃ及び４次巻線５ｄを１次巻線５ａと密結合させている。

トランスＴ３の３次巻線５ｃのスイッチＱｒとスイッチＱｆとへのゲート接続、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８、スイッチＳＷ２の構成は、図４に示す実施例２のそれらの構成と同一であるので、ここでは、その説明は省略する。

このように構成された実施例３の直流変換装置の動作を説明する。ここでは、トランスＴ３の２次側回路の動作を中心に説明する。

まず、重負荷状態では、スイッチＳＷ２をオンし、スイッチＱｍをオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑｍ→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ３の２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｃ３→Ｄ３→５ｂの経路で電流が流れてコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに電力が供給される。

このとき、トランスＴ３の３次巻線５ｃには、スイッチＱｒのゲート側に＋の電圧が発生し、スイッチＳＷ２がオン方向に接続されているため、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８によりスイッチＱｆのゲートが零電位にクランプされる。このため、スイッチＱｒのゲートには＋電圧Ｑｒｇが印加されるので、スイッチＱｒがオン状態となり、ダイオードＤ３の電流は、スイッチＱｒを流れて損失を低減させる。即ち、５ｂ→Ｃ３→Ｑｒ→５ｂの経路で電流が流れてコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに電力が供給される。

３次巻線５ｃに発生した電圧は、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、高インピーダンスとなるため、電流は流れない。従って、損失は発生しない。このとき、スイッチＱｆのゲート電圧Ｑｆｇは、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、短絡されるためゼロ電圧となり、スイッチＱｆはオフ状態である。

次に、スイッチＱｍがオフすると、トランスＴ３のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、トランスＴ３を介して２次側に還流される。トランスＴ３の２次巻線５ｂの電圧と３次巻線５ｃの電圧と４次巻線５ｄの電圧とは、逆転するため、スイッチＱｒのゲート電圧はゼロとなるため、スイッチＱｒはオフする。このため、５ｄ→５ｂ→Ｃ３→Ｄ４→５ｄの経路で電流が流れて連続してコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに供給される。

この状態において、トランスＴ３の３次巻線５ｃの電圧は、スイッチＱｆのゲート側が＋であり、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、スイッチＱｒのゲートがゼロ電圧にクランプされる。このため、スイッチＱｆのゲートに＋電圧が印加されてスイッチＱｆがオン状態となり、ダイオードＤ４の電流は、スイッチＱｆを流れて損失を低減させる。即ち、５ｄ→５ｂ→Ｃ３→Ｑｆ→５ｄの経路で電流が流れる。

このときにもダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、回路は高インピーダンスとなるため、電流は流れず損失は発生しない。

次に軽負荷状態である場合には、スイッチＳＷ２がオフ側で、スイッチＱｍがオンのときには、同様に、スイッチＱｒのゲートが＋側になるようにトランスＴ３の３次巻線５ｃに電圧が発生する。

しかし、ダイオードＤ５により、スイッチＱｒのゲートがゼロ電位にクランプされるため、トランスＴ３の３次巻線５ｃの一端に接続されたスイッチＱｒのゲート電位はゼロとなる。従って、トランスＴ３の３次巻線５ｃの他端に接続されたスイッチＱｆのゲートの電位Ｑｆｇは−となる。このため、スイッチＱｒとスイッチＱｆとはともにオフ状態となる。この場合にも、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、高インピーダンスとなるため、電流は流れず電力は消費しない。このとき、ダイオード整流となる。即ち、５ｂ→Ｃ３→Ｄ３→５ｂの経路で電流が流れてコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに電力が供給される。

次に、スイッチＳＷ２がオフ側で、スイッチＱｍがオフのときには、同様に、スイッチＱｆのゲートが＋側になるようにトランスＴ３の３次巻線５ｃに電圧が発生する。

しかし、ダイオードＤ６により、スイッチＱｆのゲートがゼロ電位にクランプされるため、トランスＴ３の３次巻線５ｃの他端に接続されたスイッチＱｆのゲート電位はゼロとなる。従って、トランスＴ３の３次巻線５ｃの一端に接続されたスイッチＱｒのゲートの電位Ｑｒｇは−となる。このため、スイッチＱｒとスイッチＱｆとはともにオフ状態となる。この場合にも、ダイオードブリッジ回路Ｄ５〜Ｄ８により、高インピーダンスとなるため、電流は流れず電力は消費しない。このとき、ダイオード整流となる。即ち、５ｄ→５ｂ→Ｃ３→Ｄ４→５ｄの経路で電流が流れてコンデンサＣ３及び負荷ＲＬに電力が供給される。

このように、実施例３の直流変換装置によれば、実施例２の直流変換装置の効果が得られるとともに、さらに、トランスＴ３の１次巻線５ａに直列に接続されるリアクトルのインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱｍがオン時に蓄えられるエネルギーをトランスＴ３を介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、スイッチＱｒ（ダイオードＤ３）及びスイッチＱｆ（ダイオードＤ４）により、スイッチＱｍのオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサＣ３のリップル電流も減少する。

次に、実施例３の直流変換装置に設けられたトランスの構造図を図８に示す。図８に示すトランスは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａと３次巻線５ｃ及び４次巻線５ｄとが近接して巻回されている。これにより、１次と３次巻線及び４次巻線との間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせ、また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。

また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。

このように、トランスＴ３のコアの形状と巻線とを工夫すると共に、パスコア３０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタンスを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。

なお、実施例１〜実施例３の直流変換装置では、トランスの１次巻線５ａとスイッチＱｍとからなる直列回路に、直流電源Ｖｄｃ１を接続したが、例えば、この直列回路に、交流電源の交流電圧を整流して整流電圧を得る整流電圧部を接続しても良い。

また、実施例１〜実施例３の直流変換装置では、トランスの１次側に、スイッチＱｓとコンデンサＣ２とダイオードＤ２とを有するアクティブクランプ回路を用いたが、本発明は、トランスの１次側にアクティブクランプ回路を有せず、コンデンサＣ１とダイオードＤ１とが接続されたスイッチＱｍとトランスの１次巻線５ａとの直列回路を直流電源Ｖｄｃ１に接続するように構成してもよい。

また、実施例１乃至実施例３の直流変換装置では、電流検出回路１２により負荷ＲＬに流れる出力電流を検出し、検出された出力電流に基づいて負荷ＲＬの状態が軽負荷かどうかを判定したが、例えば、負荷ＲＬへの出力電流及び出力電圧に基づく出力電力に基づいて負荷ＲＬの状態が軽負荷かどうかを判定しても良い。

本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

実施例１の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例１の直流変換装置におけるスイッチＳＷ１がオフ時の各部の信号のタイミングチャートである。 実施例１の直流変換装置におけるスイッチＳＷ１がオン時の各部の信号のタイミングチャートである。 実施例２の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例２の直流変換装置におけるスイッチＳＷ２がオン時の各部の信号のタイミングチャートである。 実施例２の直流変換装置におけるスイッチＳＷ２がオフ時の各部の信号のタイミングチャートである。 実施例３の直流変換装置を示す回路構成図である。 実施例３の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 従来の直流変換装置の一例を示す回路図である。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｌ１ リアクトル
ＲＬ 負荷
Ｑｍ，Ｑｓ，Ｑｒ，Ｑｆ スイッチ
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス
５ａ １次巻線
５ｂ ２次巻線
５ｃ ３次巻線
５ｄ ４次巻線
１０ 制御回路
１２ 電流検出回路
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
３０ コア
３０ｂ 凹部
３０ｃ パスコア
３１ ギャップ

Claims (5)

1. 直流電源の直流電圧をオン／オフさせてトランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路のオン／オフ動作と同期してオン／オフする第１同期整流素子及び前記第１同期整流素子とは相補的にオン／オフする第２同期整流素子を有し、前記トランスの２次巻線からの電圧を整流する同期整流回路と、
   前記第１同期整流素子に並列に接続された第１整流素子及び前記第２同期整流素子に並列に接続された第２整流素子を有する整流回路と、
   前記同期整流回路及び前記整流回路で整流された出力を平滑する平滑回路と、
   軽負荷時に、前記第１同期整流素子と前記第２同期整流素子との両方をオフさせる同期整流素子制御回路と、
   を有し、
   前記同期整流素子制御回路は、
   前記第１同期整流素子の制御端子に一端が接続された第１ダイオードと、
   前記第２同期整流素子の制御端子に一端が接続された第２ダイオードと、
   前記第１ダイオードの他端と前記第２ダイオードの他端とに第１端子が接続され、第２端子が前記平滑回路の出力端に接続された切替スイッチとを有し、
   前記切替スイッチは、軽負荷時に前記第１同期整流素子と前記第２同期整流素子との両方をオフさせるように切替動作することを特徴とする直流変換装置。
2. 前記トランスは、前記第１同期整流素子及び前記第２同期整流素子を駆動するために、一端が前記第１同期整流素子の制御端子に接続され、他端が前記第２同期整流素子の制御端子に接続された３次巻線を有し、
   前記同期整流素子制御回路は、
   前記第１同期整流素子の制御端子に一端が接続された第３ダイオードと、
   前記第２同期整流素子の制御端子に一端が接続された第４ダイオードと、
   前記第３ダイオードの他端と前記第４ダイオードの他端とに接続された前記切替スイッチの第３端子とを有し、
   前記切替スイッチは、軽負荷時に前記第１同期整流素子と前記第２同期整流素子との両方をオフさせるように、前記第１端子と前記第３端子とのいずれか一方の端子を前記第２端子に接続するように切替動作することを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
3. 前記トランスは、前記２次巻線に直列に接続された４次巻線を有し、
   前記同期整流回路は、前記トランスの前記２次巻線及び前記４次巻線からの電圧を整流することを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と側脚とを有するコアを有し、前記中央脚には前記トランスの前記１次巻線と前記３次巻線及び前記４次巻線とが所定の間隙を隔てて巻回され、前記側脚には前記トランスの前記２次巻線が巻回されてなることを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
5. 負荷への出力電流又は出力電力を検出する検出手段を有し、
   前記切替スイッチは、前記検出手段で検出された出力電流又は出力電力に基づき、軽負荷時に前記第１同期整流素子と前記第２同期整流素子との両方をオフさせるように切替動作することを特徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３記載の直流変換装置。

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