CN101572485A - 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置 - Google Patents

用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置 Download PDF

Info

Publication number
CN101572485A
CN101572485A CNA2008100962148A CN200810096214A CN101572485A CN 101572485 A CN101572485 A CN 101572485A CN A2008100962148 A CNA2008100962148 A CN A2008100962148A CN 200810096214 A CN200810096214 A CN 200810096214A CN 101572485 A CN101572485 A CN 101572485A
Authority
CN
China
Prior art keywords
synchronous rectifier
secondary synchronous
voltage
circuit
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2008100962148A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101572485B (zh
Inventor
任远程
张军明
缪磊
毛昭棋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hangzhou MPS Semiconductor Technology Ltd
Original Assignee
Hangzhou MPS Semiconductor Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hangzhou MPS Semiconductor Technology Ltd filed Critical Hangzhou MPS Semiconductor Technology Ltd
Priority to CN2008100962148A priority Critical patent/CN101572485B/zh
Priority to US12/429,099 priority patent/US8102680B2/en
Publication of CN101572485A publication Critical patent/CN101572485A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101572485B publication Critical patent/CN101572485B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开了一种用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置，其包括：含同步整流管的主电路；一门极控制滤波电路，对副边同步整流管漏源电压Vds进行滤波，由一电容和至少一电阻串联而成，从电容和电阻之间任一节点输出滤波电压并取绝对值得|Vf|；一智能驱动控制电路，接收滤波电压Vf和副边同步整流管的漏源电压Vds，输出一门极驱动信号。控制方法为当漏源电压Vds小于第二参考电压Vthr2并且滤波电压|Vf|大于第三参考电压Vthr3，Q1开通；当漏源电压Vds大于第一参考电压Vthr1，Q1关断。通过增加简单的门极控制滤波电路，实现可靠驱动。本发明采用增加简单模拟电路的方式来实现智能驱动，消除误触发。

Description

用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置
技术领域
本发明涉及整流管的驱动，尤其与副边同步整流管的智能门极驱动控制有关。
背景技术
反激式DC-DC变换器的副边整流方案目前有两种类型，一种是非同步整流即使用二极管(如图1A所示)，另一种是同步整流(如图1B所示)。同步整流使用门极驱动信号控制同步整流管的开通和关断来实现整流。图1C曲线示出了二极管和同步整流管的电阻特性。在实际应用中，低功率反激式DC-DC变换器工作区间处于阴影范围内。在该区间，同步整流管电阻特性曲线11位于二极管电阻特性曲线12上方，即同步整流管的开通电阻低于二极管的导通电阻。因此，使用同步整流管功耗较小，从而具有更高的转换效率。低功耗产生的热量比较少，因此使用同步整流管其温度特性也更优越。
随着电子技术的发展，副边同步整流方案由于其较高的转换效率而应用于笔记本电源适配器、无线通信设备、液晶屏电源管理、以太网电源等对转换效率要求较高的场合。
同步整流管的驱动方式大体也分为两种。一种是根据原边的同步信号来控制副边同步整流管开关。该方法需要复杂的结构实现，因此成本较高。另外，基于原边同步信号的控制在轻载或无负载时不能保证可靠的控制。
为此，更受推崇的副边同步整流管驱动方式为不依赖原边驱动信号的驱动。基本方法为模拟肖特基二极管的工作方式，即在反向电压下关断，在正向电压下接通。图2A所示的为使用副边同步整流管Q1的反激式变换器示意图，图中副边同步整流管Q1为下管式，安置于副边的接地端。图2B为其相应的波形图，用于说明副边同步整流管Q1的工作方式。基本的判定方法为：将副边同步整流管Q1的漏源电压Vds(即漏极电压)与Vthr2和Vthr1相比较；当Vds＜Vthr2(即正向电压状态)，门极驱动信号Vg为高电平开通Q1；当Vds＞Vthr1(即反向电压状态)，门极驱动信号Vg关断Q1。其中Vthr1为略小于零点电压附近的值，Vthr2为低于Vthr1并略高于体二极管导通时负的体电压(-Vcon)。工作过程如下：在副边同步整流管Q1关断的状态下，原边开关管A开通，输入直流电压Vin加到原边绕组，此时副边绕组的感应电压极性上负下正，副边同步整流管Q1的体二极管反偏，Vds为高电平，Vds＝(N2/N1)*Vin+Vout，其中N1为变压器原边匝数，N2为变压器的副边匝数。之后在t1时刻，原边开关管A关断，原边绕组中储存的能量迅速转换到副边，产生电流沿副边绕组自下向上，电流通过Q1的体二极管，经C1滤波将Vout输送给负载。Q1体二极管的导通使得Vds迅速降到负值，假设体二极管体电压为Vcon，则Vds＝-Vcon，满足Vds＜Vthr2，Q1开通。在Q1稳定开通后，此时，Vds＝Rdson*I，其中Rdson为Q1的开通电阻，I为流经Q1的电流。随着副边电流的下降，Vds慢慢上升。在t2时刻，满足Vds＞Vthr1时，Q1关断。此时，剩余的电流可造成Q1体二极管的再次导通而出现Vds的瞬间下降，如图2B中B点所示，从而再一次满足Vds＜Vthr2的条件而误开通Q1。此外，在Q1开通的瞬间，如图2B中A点处所示，Vds存在振荡，反冲回Vthr1以上，因此，可导致误关断。图2C为仿真上述控制而得到的波形图，可见门极驱动信号Vg在一个开关周期内反复变为高电平，表明同步整流管有多次误触发。
为了解决这个问题，国际整流管公司在产品IR1167中采用死区时间(Blanking Time)控制的方式，在Q1开通和关断后的一定时间内禁止再次动作，防止误触发。该控制通过数字控制芯片实现，器件的复杂度和价格比较高。
此外，意法半导体和台湾擎力电源公司在产品STSR3和SP6003中采用不同于模拟肖特基二极管工作的预估逼近方式来防止关断瞬间的误开通，即先设定副边整流管较短的开通时间，然后检测原边关断的到来，若副边整流管关断和原边开关管开通时刻之间的差值较大，则增大下一个周期的开通时间，在开关周期间无限逼近，使得副边整流管在合理的位置关断。该方法需要一定的时间后实现合理的关断，并且结构复杂，如STSR3的驱动模块需要消耗较多的电能。
发明内容
本发明的目的在于提供一种用于副边同步整流管的智能驱动控制装置及方法，所要解决的技术问题是使其采用增加简单模拟电路的方式来实现智能驱动，以消除误触发。
本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种用于同步整流管的智能驱动装置，它由含同步整流管的主电路、门极控制滤波电路和智能驱动控制电路组成，其中所述智能驱动控制电路接收所述同步整流管的漏极电压、源极电压以及所述门极控制滤波电路的滤波电压控制所述同步整流管的关断和开通，所述门极控制滤波电路将所述同步整流管的漏源电压进行微分滤波。为了消除关断瞬间的误开通，所述同步整流管的开通条件为所述漏源电压小于第二参考电压且所述滤波电压小于第三参考电压；所述同步整流管的关断条件为所述漏源电压大于第一参考电压。
为了进一步消除开通瞬间电压振荡引起的误关断，所述同步整流管的关断条件为所述漏源电压大于第一参考电压且所述滤波电压大于第四参考电压。其中所述第三参考电压与第四参考电压相等。
前述门极控制滤波电路为阻容器件，由电容和至少一个电阻串联而成，所述电容一端接收所述漏源电压，另一端连接所述至少一个电阻；所述至少一个电阻另一端连接所述同步整流管源极，从电容和至少一个电阻之间的任意节点输出滤波电压。通过调节至少两个电阻的阻值和电容值，调节所述智能驱动控制电路的触发点。
本发明的智能驱动控制电路，其包含：减法电路，同相端接收所述副边同步整流管漏极信号，反相端接收所述副边同步整流管源极信号，输出漏源电压；第一比较器，同相端连接所述漏源电压，反相端连接第一参考电压；第二比较器，反相端连接所述漏源电压，同相端连接第二参考电压；第三比较器，反相端连接所述滤波电压，同相端连接第三参考电压；与门，将第二比较器与第三比较器的输出进行与运算；触发器，复位端(R)连接第一比较器输出端，置位端(S)连接与门输出端；驱动电路，输入连接触发器输出，其输出连接门极驱动信号输出端与所述同步整流管门极相连。
为了同时消除误开通和误关断，智能驱动控制电路内部也可包含：
减法电路，同相端接收所述副边同步整流管漏极信号，反相端接收所述副边同步整流管源极信号，输出漏源电压；第一比较器，同相端连接所述漏源电压，反相端连接第一参考电压；第二比较器，反相端连接所述漏源电压，同相端连接第二参考电压；第三比较器，反相端连接所述滤波电压，同相端连接第三参考电压；第一与门，将第二比较器与第三比较器的输出进行与运算；非门，将第三比较器输出进行非运算；第二与门，将第一比较器与非门输出进行与运算；触发器，复位端(R)连接第二与门输出端，置位端(S)连接第一与门输出端；驱动电路，输入连接触发器输出，其输出连接所述同步整流管门极相连。
智能驱动控制电路还可进一步包含绝对值电路，将所述滤波电压取绝对值，并将该结果送入所述第三比较器的同相端，所述第三比较器的反相端连接第三参考电压；以及UVLO电路及电压调制电路，用于给所述智能驱动控制电路供电以及防止所述智能驱动控制电路低电压工作。
智能驱动控制电路外部含源极信号输入端，与所述同步整流管的源极相连；漏极信号输入端，与所述同步整流管的漏极相连；滤波电压输入端，与所述滤波电路的输出端相连；电源输入端，为所述智能驱动控制电路提供电源；接地端；和门极驱动信号输出端，将门极驱动信号输出到所述同步整流管的门极。所述智能驱动控制电路的接地端连接所述同步整流管的源极。
本发明进一步描述了该智能驱动装置在直流-直流反激式变换器下管式副边同步整流管中的应用。其中所述智能驱动控制电路的电源输入端连接所述主电路的输出端。
本发明还描述了该智能驱动装置在直流-直流反激式变换器上管式副边同步整流管中的应用。它进一步包含一供电电路，用于给智能驱动控制电路供电，其中供电电路为使用所述主电路中原边电路的另一反激式变换器；所述供电电路的副边电路由副边供电绕组、整流二极管和滤波电容组成，其接地端连接所述副边同步整流管的源极，其输出端连接所述智能驱动控制电路的电源输入端。
本发明另外还描述了一种双路同步整流管智能驱动装置在直流-直流正激式变换器中的应用，用于控制副边同步整流管和副边同步续流管的开通和关断，智能驱动控制电路包括副边同步整流管智能驱动控制电路和副边同步续流管智能驱动控制电路。它含一供电电路，共用所述主电路中原边电路，并从副边供电绕组获取电源的正激式变换器，其接地端连接所述副边同步整流管的源极，为副边同步整流管智能驱动控制电路供电。其中副边同步整流管智能驱动控制电路的接地端连接所述副边同步续流管的源极，电源输入端连接所述供电电路的输出端；所述副边同步续流管智能驱动控制电路的接地端连接所述主电路副边的接地端，电压输入端连接所述主电路的输出端。
本发明另提供一种同步整流管的智能驱动控制方法，其包括以下步骤：取得所述同步整流管漏源电压的微分滤波电压；当所述同步整流管的漏源电压小于第二参考电压且所述滤波电压小于第三参考电压，开通所述同步整流管；当所述同步整流管的漏源电压大于第一参考电压，关断所述同步整流管。
为了同时消除误开通和误关断，关断条件也可设置为当所述同步整流管的漏源电压大于第一参考电压且所述滤波电压大于第四参考电压时。其中第四参考电压可等于第三参考电压。所述滤波电压从门极控制滤波电路获得，所述门极控制滤波电路为阻容器件，由电容和至少一个电阻串联而成，从所述电容和所述至少一个电阻之间的任意一个节点输出滤波电压。
由上述技术方案可知，本发明具有以下有益效果：
1、本发明采用增加简单模拟电路的方式来实现智能驱动，消除误触发。
2、本发明所采用的智能驱动控制方式可以用于反激式DC-DC变换器的副边整流管，也可用于驱动正激式DC-DC变换电路副边的同步整流管和同步续流管，也能应用于其它电路的同步整流管，用于提高其转换效率。
附图说明
附图并入本说明书并构成说明书的一部分，说明本发明的实施例并与文字描述一起解释本发明的原理。
图1A为非同步整流方式在反激式变换器副边的应用；
图1B为同步整流方式在反激式变换器副边的应用；
图1C为二极管和同步整流管的电阻特性曲线；
图2A为用于说明现有技术驱动副边整流管的电路示意图；
图2B为用于说明图2A中副边整流管漏源电压的波形图；
图2C为用于说明图2A中现有技术驱动副边整流管的仿真图；
图3为用于说明本发明用于副边同步整流管的智能驱动装置的框图；
图4为根据本发明的副边同步整流管智能驱动控制的工作波形图；
图5A、5B为根据本发明的用于副边同步整流管智能驱动控制的门极控制滤波电路；
图6A为根据本发明的副边同步整流管智能驱动电路的一个实施例。
图6B为根据本发明的将滤波电压Vf取绝对值的控制方式的工作波形图；
图7为根据本发明的采用下管式副边同步整流管的反激式变换器及智能驱动装置的示意图；
图8为根据本发明的采用上管式副边同步整流管的反激式变换器及智能驱动装置的示意图；
图9为根据本发明的图7中智能驱动控制方法对应的仿真图；
图10为根据本发明的触发条件可调的结构示意图；
图11为根据本发明的智能驱动方式用于正激式DC-DC变换器副边同步整流管及同步续流管的双路智能驱动电路的示意图。
具体实施方式
本发明将通过优选实施例结合附图来详细说明。虽然本发明是通过多个优选实施例来说明的，但应知道本发明并不局限于所描述的实施例。反之，本发明将涵盖权利要求所限定的属于本发明精神和范围内的其他变动、等同方式或替代方法。在以下的具体实施方式中，将提供许多特定的细节以便更好地理解本发明。当然本领域普通技术人员显然应知道可脱离这些特定的细节而实施本发明。为了使发明主题更突出，对发明中包含的一些公知方法、工艺、元件和电路将不再具体描述。
图3为本发明用于副边同步整流管的智能驱动装置的框图。该智能驱动装置由主电路、门极控制滤波电路和智能驱动控制电路组成。含副边同步整流管的主电路输出副边同步整流管的漏极电压和源极电压信号至门极控制滤波电路和智能驱动控制电路。智能驱动控制电路接收门极控制滤波电路输出的滤波电压信号和来自主电路的副边同步整流管漏极电压、源极电压及其它信号，输出门极驱动信号至主电路，控制副边同步整流管的关断和开通。
图4所示的为用于说明本发明副边同步整流管智能驱动控制的波形图。这里的副边同步整流管采用NMOSFET进行阐述。副边同步整流管也可以使用其它类型的开关管，如IGBT等。
下面将根据图4及图2A详细阐述本发明的工作原理。
为了消除副边同步整流管关断瞬间体二极管再次导通而引起的误开通，以及开通瞬间的电压振荡引起的误关断，引入了门极控制滤波电路获得滤波电压Vf来对开通和关断进行进一步控制。Vf为对副边同步整流管漏源电压Vds进行微分滤波的滤波电压。门极控制滤波电路见图5A、图5B。在图5A中，门极控制滤波电路为阻容器件，由一电容C和一电阻R串联而成，电容C一端连接同步整流管的漏源电压Vds，一端输出滤波电压Vf，电阻一端输出滤波电压Vf，一端连接地。在本发明的另一个实施例中，在副边同步整流管为上管的情况下，电阻一端连接电容，另一端连接副边同步整流管的源极。此时，Vf为Vds的微分电压，Vf＝adVds/dt，其中a为常数。图5B为另一种实施方式的门极控制滤波电路，门极控制滤波电路由一电容C和两电阻R1、R2串联而成，电容C一端连接Vds，一端连接电阻R1，R2一端连接R1，另一端连接同步整流管的源极，从两电阻R1、R2间引出滤波电压Vf。
本发明的控制方法为，当满足Vds＜Vthr2且Vf＜Vthr3，副边同步整流管开通；满足Vds＞Vthr1且Vf＞Vthr4，副边同步整流管关断。即同步整流管的开通条件为漏源电压小于第二参考电压且滤波电压小于第三参考电压，关断条件为漏源电压大于第一参考电压且滤波电压大于第四参考电压。Vthr3与Vthr4可为同一值。在不考虑开通瞬间电压波动引起的误触发，副边同步整流管的关断条件可设为：Vds＞Vthr1。
在t0时间后，原边开关管开通，副边同步整流管处于关断状态，Vds维持正电压且Vds＝(N2/N1)*Vin+Vout，其中N1为原边绕组匝数、N2为副边绕组匝数、Vout为主电路输出电压。在t1时刻，原边开关管关断，原边绕组储存的能量迅速转换到副边，产生的电流通过副边同步整流管的体二极管导通。因此Vds迅速降到负值，Vds＝-Vcon(Vcon为体二极管导通电压)。Vds的迅速下降，造成了Vf的迅速下降，并降至Vthr3以下。此时满足Vds＜Vthr2且Vf＜Vthr3，门极驱动信号Vg置高，开通副边同步整流管。副边同步整流管的开通伴随着电压的振荡，Vds上升到Vthr1，但此时Vf在Vthr4以下，Vg维持高电平。副边同步整流管的开通使得Vds上升到-Rdson*I，其中Rdson为整流管开通电阻，I为电流。随着副边电流的下降，Vds慢慢上升。在t2时刻，Vds＞Vthr1且Vf＞Vthr4，Vg置低，关断副边同步整流管。剩余电流可能导致副边同步整流管体二极管的再次导通，使得Vds＜Vthr2，但由于此时Vf只有小幅的波动，Vf＞Vthr3，因此副边同步整流管不会产生误开通。
当Vds＜Vthr2时，表示副边同步整流管的体二极管导通，因此，Vthr2的值设置为略大于-Vcon并小于-Rdson*I；Vthr1大于Vthr2，其值的合理设置可以使得副边同步整流管在合适的位置关断从而提高转换效率和可靠性。Vthr1值设置过低，副边同步整流管过早关断，使得电流通过体二极管导通的时间较长，其较大的正向导通压降消耗较多的电能，转换效率降低；Vthr1值设置过高，关断过晚，可导致副边同步整流管和原边开关管共通，造成电流逆向导通，影响输出的稳定性并可损坏副边同步整流管。因此Vthr1的设置将考虑实际应用中负载的范围，合理的设置将使该同步整流方式可靠的应用于从断续模式(DCM)到连续模式(CCM)的全部范围，并有较高的转换效率。Vthr3设置为略大于t1时刻当Vds由正电压迅速降为负电压时的滤波电压Vf的值。Vthr4的设置应当确保当Vf＞Vthr4时，副边同步整流管开通导致的电压波动已消失或Vds小于Vthr1。
图6A所示为本发明副边同步整流管智能驱动控制电路的实施例。该智能驱动控制电路用于实现本发明的控制方法。为简化智能驱动控制电路，选取Vthr4＝Vthr3，因此智能驱动控制电路使用三个比较器。即当满足Vds＜Vthr2且Vf＜Vthr3，智能驱动控制电路输出高电平，当Vds＞Vthr1且Vf＞Vthr3，智能驱动控制电路输出低电平。该智能驱动控制电路包含源极信号输入端VS、漏极信号输入端VD、滤波电压输入端VF、接地端GND、电源输入端VCC和门极驱动信号输出端GATE。其中VS和VD脚分别连接副边同步整流管Q1的Vs端和Vd端。VF脚接收门极控制滤波电路输出的滤波电压Vf。GND脚与VS脚同时采集整流管Q1的源极电压Vs，VS端的采集精度可比GND端高。
智能驱动控制电路内部包括一减法电路61，一绝对值电路62，第一比较器631，第二比较器632，第三比较器633，PWM控制逻辑电路，驱动电路65以及UVLO(under voltage lock out，欠压锁定)电路及电压调节器电路等。减法电路61从VD脚和VS脚接收副边同步整流管的漏极电压Vd和源极电压Vs并相减，得到Vds，并输入到比较器631的同相端和比较器632的反相端。为消除当比较器电路的输入端为一个较大负值时而不能正常工作的缺陷，将滤波电压Vf经绝对值电路62取绝对值|Vf|，并输入比较器633的同相端。比较器631的反相端接第一参考电压Vthr1，比较器632的同相端接第二参考电压Vthr2，比较器633的反相端接参考电压Vthr3’。在本发明的另一实施例中，智能驱动控制电路不包含绝对值电路，比较器633反向端连接VF脚，同相端接第三参考电压Vthr3。PWM控制逻辑电路接收比较器631、632、633的输出信号。PWM控制逻辑电路的实质包括第一与门641、第二与门642、非门644和一RS触发器643，逻辑功能为将比较器632和比较器633的输出经第一与门641取“与”操作输入到RS触发器643的置位端(S)，将比较器633的输出经非门644取“非”操作并与第一比较器631的输出经第二与门642取“与”操作输入到RS触发器的复位端(R)。这样，当Vds＜Vthr2且Vf＜Vthr3时，也即图6B中控制方法对应的Vds＜Vthr2且|Vf|＞Vthr3’时，PWM控制逻辑电路中第一与门641输出高电平，RS触发器643输出为高电平，开通副边同步整流管；当Vds＞Vthr1且Vf＞Vthr3时，也即图6B中控制方法对应的Vds＜Vthr2且|Vf|＜Vthr3’时，第二与门642输出高电平，触发RS触发器643输出低电平，关断副边同步整流管。其中取Vthr3’＝|Vthr3|。在本发明的另一个实施方式中，不考虑副边同步整流管开通瞬间电压振荡引起的误关断，PWM控制逻辑电路不包含第二与门642和非门644，此时，第一比较器631的输出直接连接触发器643的复位端(R)。在本发明的另一个实施方式中，不包含减法电路，同步整流管的漏极电压直接输入比较器631的同相端和比较器632的反相端。此外，智能驱动控制电路还可包含UVLO电路及电压调节器电路，连接VCC脚，用于给智能驱动控制电路供电以及防止低电压工作。GATE脚连接驱动电路，输出门极驱动信号Vg与副边同步整流管门极相连。
图7为副边同步整流管智能驱动控制电路在下管中应用的实施例。该实施例中的反激式电压变换器包括输入端电路70、原边开关管A、变压器T1、副边同步整流管Q1、滤波器C1、门极控制滤波电路71、智能驱动控制电路72和输出端Vout。输入端电路70产生直流电源输送至变压器原边电路。原边开关管A将直流输入信号转换为交流信号。该交流信号经变压器T1，在副边输出另一有效值的交流信号。该交流信号经副边同步整流器Q1的整流和滤波器C1的滤波，在输出端Vout输出直流信号，用于驱动负载，如笔记本设备、无线通信设备、液晶屏、以太网等。本实施例中的副边同步整流管Q1采用NMOSFET进行阐述。Q1一端连接接地端，另一端连接副边绕组N2。当然，Q1也可以使用其它类型的开关管。
为实现对副边同步整流管Q1的智能驱动，使用了门极控制滤波电路71和智能驱动控制电路72。其中门极控制滤波电路71由电容C2、电阻R1和R2组成。智能驱动控制电路72的内部结构与图6A所描述的实施例的结构一致。智能驱动控制电路72可包含：第一比较器，其同相端连接Vd，反相端连接Vthr1；第二比较器，其反相端连接Vd，同相端连接Vthr2；第三比较器，其反相端连接Vf，同相端连接Vthr3；PWM控制逻辑电路，其包括第一与门和触发器，其中第一与门将所述第二比较器的输出与所述第三比较器的输出进行与运算，触发器的复位端连接第一比较器输出端，置位端连接与门输出端；驱动电路，输入连接所述触发器输出，其输出连接所述副边同步整流管的门极，及ULVO电路等。
为了防止误关断，智能驱动控制电路72也可包含：第一比较器，其同相端连接Vd，反相端连接Vthr1；第二比较器，其反相端连接Vd，同相端连接Vthr2；第三比较器，其反相端连接Vf，同相端连接Vthr3；PWM控制逻辑电路，包括第一与门、非门、第二与门、触发器、驱动电路，其中第一与门将所述第二比较器的输出与所述第三比较器的输出进行与运算，非门将所述第三比较器的输出进行非运算，第二与门将所述第一比较器的输出与所述非门的输出进行与运算，触发器的复位端连接所述第二与门的输出端，置位端连接所述第一与门的输出端；驱动电路，输入连接所述触发器输出，其输出连接所述副边同步整流管的门极，以及UVLO电路等。其中智能驱动控制电路72的VF脚接收对Q1的漏极电压Vd进行滤波后的滤波电压，VD脚连接Q1的漏极，VS脚连接Q1的源极，VCC脚接受反激式变换器的输出电压Vout，GND脚连接副边地端，GATE脚连接副边同步整流管Q1的门极。其中VF脚上输入的信号为经过门极控制滤波电路71将Vd进行微分的信号。图7所描述的实施例用于实现图4中阐述的智能驱动控制方法。
图8为副边同步整流管智能驱动控制电路在上管中应用的实施例。该实施例中副边同步整流管与转换器输出端Vout的正极及副边绕组N2相连接。副边同步整流管作为上管对应的Vds波形与作为下管时的Vds波形一致，因此可采用相同的智能控制方法。该反激式电压变换器包括输入端电路80、原边开关管A、变压器T1、副边同步整流管Q1、滤波器C1、门极控制滤波电路81、智能驱动控制电路82和输出端Vout。本实施例中的副边同步整流管Q1采用NMOSFET进行阐述。当然，也可以使用其它类型的开关管。
其中变压器T1包含原边绕组N1、副边绕组N2和副边绕组N3。N2用于产生所需幅值的输出电压，N3用于为智能驱动控制电路82提供电源。为实现对副边同步整流管Q1的Vds进行滤波，门极控制滤波电路81的电阻R2与Q1的源极相接。并将Q1的源极电压Vs输入智能驱动控制电路82的GND脚。为实现对智能驱动控制电路82的供电，额外增加一供电电路83。该供电电路83由副边供电绕组N3，整流二极管D1和电容C3组成，其中D1阳极连接N3，C3连接Q1源极。供电电路83也是一以Q1源极电压Vs为基准的反激式变换器，将VCC脚电压提高到GND脚的电压(Q1的Vs电压)之上，实现对智能驱动控制电路82的供电。
为实现对副边同步整流管Q1的智能驱动，使用了由电容C2、电阻R1、R2组成的门极控制滤波电路81，以及图6A中所描述的智能驱动控制电路82。其中智能驱动控制电路82的VF脚接收对Q1的漏源电压Vds进行滤波后的滤波电压，VD脚连接Q1的漏极，VS脚连接Q1的源极，VCC脚接受供电电路83的输出电压，GND脚连接Q1的源极，GATE脚连接副边同步整流管Q1的门极。其中VF脚上输入的信号为经过门极控制滤波电路81将Q1的Vds进行微分的信号，Vds的获取方式为电容C2一端连接Q1漏极，R2一端连接Q1源极，因此门极控制滤波电路81实现了对Vd-Vs＝Vds的微分。图8所描述的实施例用于实现图4中阐述的智能驱动控制方法。
图9所示的是根据本发明的控制方法得到的仿真波形图。该仿真图仿真图7中实施例。从图中看到，在副边同步整流器Q1关断后至原边开关管A开通(1.2441ms以后)的时间内，门极驱动信号没有再次出现如图2C中的误开通。
图10所示的为根据本发明调节控制精度的方法。该方法对应图8中的电路拓扑结构和图6A中的智能控制方法。设置Vthr3＝-1V。上图中门极控制滤波电路由电容CT和电阻RT串联组成，Vf信号取自CT和RT的连接点，Vf波形图如右上图所示。下图中门极控制滤波电路由电容CT、电阻RT1和电阻RT2串联而成。滤波信号Vf’取自RT1和RT2连接处的节点，Vf’波形图如右下图所示。在右上图中，副边同步整流管Q1关断后剩余电流通过体二极管导通时，Vf微小的变化都将满足Vf＜Vthr3而导致误触发。对于一设定的Vthr3值，只要通过简单地调节门极控制滤波电路中的电阻值，以及滤波电压在电容和至少一个电阻连接节点中的提取位置，就能调节滤波电压的波形，改变Vthr3和滤波电压的相交位置即触发点，使智能驱动控制电路实现可靠控制，防止误触发。
本发明所述的智能驱动控制方法不仅适用于反激式DC-DC变换器，也适用于正激式DC-DC变换器的副边同步整流管和同步续流管，实现对正激式DC-DC变换器同步整流管和同步续流管的双路智能驱动。如图11所示的为正激式电压变换器及对副边同步整流管Q2和同步续流管Q3的智能驱动控制示意图。该正激式电压变换器包括输入端电路100、原边开关管A、原边二极管D0、变压器T1、副边同步整流管Q2、副边同步续流管Q3、电感L1、滤波电容C1、同步整流管门极控制滤波电路1011、同步续流管门极控制滤波电路1012、同步整流管智能驱动控制电路1021、同步续流管智能驱动控制电路1022和同步整流管的供电电路103。变压器包括原边消磁绕组N0，原边绕组N1，副边绕组N2及副边供电绕组N3。
在原边开关管A开通时，Q2体二极管导通，同步整流管智能驱动控制电路1021控制Q2完全开通，此时Q3的Vds＝(N2/N1)*Vin，Vin为输入端电路100的输出电压。当原边开关管A关断时，Q2关断，Q3体二极管导通，同步续流管智能驱动控制电路1022控制Q3完全开通，此时Q2的Vds＝(N2/N3)*Vin。与图8中所阐述的供电电路83一致，供电电路103对同步续流管智能驱动控制电路1022进行供电。供电电路103为共用主电路中原边电路，并从副边供电绕组获取电源的正激式变换器。供电电路的副边电路包括副边供电绕组N3、整流二极管D1，电阻R5和滤波电容C4，N3连接D1的阳极，D1的阴极连接R5，R5的另一端连接C4和副边同步整流管智能驱动控制电路1021的电源输入端VCC，C4的另一端连接副边同步整流管Q2的源极。
此外，智能驱动控制电路还可包括参考电压Vthr1，Vthr2，Vthr3的发生电路和其它附属电路。门极控制滤波电路还可以对同步整流管的单侧电压进行微分滤波而通过简单的变换实现相同的效果。
以上公开内容仅涉及优选实施例或实施例，可产生许多修改方案而不脱离所附权利要求提出的本发明的精神和范围，不应解释为对本发明保护范围的限定。本说明书所描述的特定实施例仅用于说明目的，本领域技术人员在本发明的精神和原理内，可得出多种修改、等同方案。本发明涵盖的保护范围以所附权利要求书为准。

Claims (25)

1、一种用于副边同步整流管的智能驱动装置，包括含副边同步整流管的主电路，其特征在于该智能驱动装置还包括门极控制滤波电路和智能驱动控制电路，所述含副边同步整流管的主电路输出副边同步整流管的漏极电压和源极电压至门极控制滤波电路和智能驱动控制电路，所述门极控制滤波电路对所述副边同步整流管的漏源电压进行微分滤波，所述智能驱动控制电路接收所述副边同步整流管的漏极电压、源极电压以及所述门极控制滤波电路的滤波电压并输出门极驱动信号至所述主电路，控制所述副边同步整流管的关断和开通。
2、如权利要求1所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述副边同步整流管的开通条件为所述漏源电压小于第二参考电压且所述滤波电压小于第三参考电压；所述副边同步整流管的关断条件为所述漏源电压大于第一参考电压。
3、如权利要求1所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述副边同步整流管的开通条件为所述漏源电压小于第二参考电压且所述滤波电压小于第三参考电压；所述副边同步整流管的关断条件为所述漏源电压大于第一参考电压且所述滤波电压大于第四参考电压。
4、如权利要求3所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述第三参考电压与第四参考电压相等。
5、如权利要求2或3所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述门极控制滤波电路为阻容器件，由电容和至少一个电阻串联而成，所述电容一端接收所述漏源电压，另一端连接所述至少一个电阻；所述至少一个电阻另一端连接所述副边同步整流管源极，从电容和至少一个电阻之间的任意节点输出滤波电压至所述智能驱动控制电路。
6、如权利要求5所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述至少两个电阻的阻值和电容值为可调，以调节所述智能驱动控制电路的触发点。
7、如权利要求2所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路包含：
减法电路，其同相端接收所述副边同步整流管的漏极信号，反相端接收所述副边同步整流管的源极信号，并将所述漏极信号与所述源极信号相减，输出漏源电压；
第一比较器，其同相端连接所述漏源电压，反相端连接所述第一参考电压；
第二比较器，其反相端连接所述漏源电压，同相端连接所述第二参考电压；
第三比较器，其反相端连接所述滤波电压，同相端连接所述第三参考电压；
PWM控制逻辑电路，其包括：
第一与门，将所述第二比较器的输出与所述第三比较器的输出进行与运算；
触发器，复位端连接第一比较器输出端，置位端连接与门输出端；
驱动电路，输入连接所述触发器输出，其输出连接所述副边同步整流管的门极。
8、如权利要求4所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路包含：
减法电路，其同相端接收所述副边同步整流管的漏极信号，反相端接收所述副边同步整流管的源极信号，并将所述漏极信号与所述源极信号相减，输出漏源电压；
第一比较器，其同相端连接所述漏源电压，反相端连接所述第一参考电压；
第二比较器，其反相端连接所述漏源电压，同相端连接所述第二参考电压；
第三比较器，其反相端连接所述滤波电压，同相端连接所述第三参考电压；
PWM控制逻辑电路，其包括：
第一与门，将所述第二比较器的输出与所述第三比较器的输出进行与运算；
非门，将所述第三比较器的输出进行非运算；
第二与门，将所述第一比较器的输出与所述非门的输出进行与运算；
触发器，复位端连接所述第二与门的输出端，置位端连接所述第一与门的输出端；
驱动电路，输入连接所述触发器输出，其输出连接所述副边同步整流管的门极。
9、如权利要求7或8所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路进一步包含绝对值电路，所述绝对值电路将所述滤波电压取绝对值，并将该结果送入所述第三比较器的同相端，所述第三比较器的反相端连接所述第三参考电压的绝对值电压。
10、如权利要求7或8所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路进一步包含UVLO电路及电压调制电路，用于给所述智能驱动控制电路供电以及防止所述智能驱动控制电路低电压工作。
11、如权利要求2或3所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路的接口包括：源极信号输入端，与所述副边同步整流管的源极相连；漏极信号输入端，与所述副边同步整流管的漏极相连；滤波电压信号输入端，与所述门极控制滤波电路的输出端相连；电源输入端，为所述智能驱动控制电路提供电源；接地端；和门极驱动信号输出端，将门极驱动信号输出到所述副边同步整流管的门极。
12、如权利要求11所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路的接地端连接所述同步整流管的源极。
13、如权利要求12所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述主电路为直流-直流反激式变换器，所述副边同步整流管为下管式的副边同步整流管。
14、如权利要求13所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路的电源输入端连接所述主电路的输出端。
15、如权利要求14所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路包含：
第一比较器，其同相端连接所述漏极电压，反相端连接所述第一参考电压；
第二比较器，其反相端连接所述漏极电压，同相端连接所述第二参考电压；
第三比较器，其反相端连接所述滤波电压，同相端连接所述第三参考电压；
PWM控制逻辑电路，其包括：
第一与门，将所述第二比较器的输出与所述第三比较器的输出进行与运算；
触发器，复位端连接第一比较器输出端，置位端连接与门输出端；
驱动电路，输入连接所述触发器输出，其输出连接所述副边同步整流管的门极。
16、如权利要求14所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述智能驱动控制电路包含：
第一比较器，其同相端连接所述漏极电压，反相端连接所述第一参考电压；
第二比较器，其反相端连接所述漏极电压，同相端连接所述第二参考电压；
第三比较器，其反相端连接所述滤波电压，同相端连接所述第三参考电压；
PWM控制逻辑电路，其包括：
第一与门，将所述第二比较器的输出与所述第三比较器的输出进行与运算；
非门，将所述第三比较器的输出进行非运算；
第二与门，将所述第一比较器的输出与所述非门的输出进行与运算；
触发器，复位端连接所述第二与门的输出端，置位端连接所述第一与门的输出端；
驱动电路，输入连接所述触发器输出，其输出连接所述副边同步整流管的门极。
17、如权利要求12所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述主电路为直流-直流反激式变换器，所述副边同步整流管为上管式的副边同步整流管。
18、如权利要求17所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于其进一步包含一供电电路，用于给智能驱动控制电路供电，其中供电电路为使用所述主电路中原边电路的另一反激式变换器；所述供电电路的副边电路包括副边供电绕组、整流二极管和滤波电容，所述副边供电绕组连接所述整流二极管的阳极，所述整流二极管的阴极连接所述滤波电容和所述智能驱动控制电路的电源输入端，所述滤波电容的另一端连接所述副边同步整流管的源极。
19、如权利要求2所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述主电路为直流-直流正激式变换器，所述直流-直流正激式变换器包括双路同步整流管，所述双路同步整流管包括副边同步整流管和副边同步续流管，所述智能驱动控制电路包括副边同步整流管智能驱动控制电路和副边同步续流管智能驱动控制电路。
20、如权利要求19所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于其还包括一供电电路，为所述副边同步整流管智能驱动控制电路供电，其中：
所述副边同步整流管智能驱动控制电路的接地端连接所述副边同步整流管的源极，所述副边同步整流管智能驱动控制电路的电源输入端连接所述供电电路的输出端；
所述副边同步续流管智能驱动控制电路的接地端连接所述主电路副边的接地端，电源输入端连接所述主电路的输出端。
21、如权利要求20所述的用于副边同步整流管的智能驱动装置，其特征在于，所述供电电路为共用所述主电路中原边电路，并从副边供电绕组获取电源的正激式变换器，其副边电路包括副边供电绕组、整流二极管、电阻和滤波电容，所述副边供电绕组连接所述整流二极管的阳极，所述整流二极管的阴极连接所述电阻，所述电阻的另一端连接所述滤波电容和所述副边同步整流管智能驱动控制电路的电源输入端，所述滤波电容的另一端连接所述副边同步整流管的源极。
22、一种用于副边同步整流管的智能驱动控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
取得所述副边同步整流管漏源电压的微分滤波电压；
当所述副边同步整流管的漏源电压小于第二参考电压且所述滤波电压小于第三参考电压时，开通所述副边同步整流管；当所述副边同步整流管的漏源电压大于第一参考电压时，关断所述副边同步整流管。
23、如权利要求22所述的用于副边同步整流管的智能驱动控制方法，其特征在于，当所述副边同步整流管的漏源电压大于第一参考电压且所述滤波电压大于第四参考电压时，关断所述副边同步整流管。
24、如权利要求23所述的用于副边同步整流管的智能驱动控制方法，其特征在于，所述第四参考电压等于第三参考电压。
25、如权利要求22所述的用于副边同步整流管的智能驱动方法，其特征在于：
所述滤波电压从门极控制滤波电路获得，所述门极控制滤波电路为阻容器件，由电容和至少一个电阻串联而成，从所述电容和所述至少一个电阻之间的任意一个节点输出滤波电压。
CN2008100962148A 2008-04-30 2008-04-30 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置 Active CN101572485B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2008100962148A CN101572485B (zh) 2008-04-30 2008-04-30 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置
US12/429,099 US8102680B2 (en) 2008-04-30 2009-04-23 Smart driving method for synchronous rectifier and its apparatus thereof

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2008100962148A CN101572485B (zh) 2008-04-30 2008-04-30 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101572485A true CN101572485A (zh) 2009-11-04
CN101572485B CN101572485B (zh) 2012-06-06

Family

ID=41231742

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2008100962148A Active CN101572485B (zh) 2008-04-30 2008-04-30 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8102680B2 (zh)
CN (1) CN101572485B (zh)

Cited By (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102185466A (zh) * 2011-05-24 2011-09-14 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种应用于反激式变换器的驱动电路、驱动方法以及应用其的准谐振软开关反激式变换器
CN102195492A (zh) * 2011-05-24 2011-09-21 成都芯源系统有限公司 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法
CN102761237A (zh) * 2011-04-26 2012-10-31 江苏兆能电子有限公司 一种同步整流直流-直流变换器中的关机方案
CN103580482A (zh) * 2012-07-20 2014-02-12 快捷半导体(苏州)有限公司 同步降压dc-dc转换器系统及其控制方法
CN103746566A (zh) * 2014-01-21 2014-04-23 成都芯源系统有限公司 原边控制的开关电源及其控制方法
CN104079190A (zh) * 2014-05-21 2014-10-01 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种同步整流控制方法
CN104167942A (zh) * 2014-08-21 2014-11-26 中国兵器工业集团第二一四研究所苏州研发中心 隔离反激式大功率电源同步整流装置
CN104980029A (zh) * 2014-04-01 2015-10-14 英飞凌科技奥地利有限公司 用于开关模式电源的系统和方法
CN105305844A (zh) * 2015-10-21 2016-02-03 无锡市芯茂微电子有限公司 一种隔离型同步整流控制电路及其装置与控制方法
CN105915032A (zh) * 2015-02-23 2016-08-31 英飞凌科技奥地利有限公司 具有ac适配和dc适配控制模式的驱动器控制器
CN106208720A (zh) * 2016-09-28 2016-12-07 杰华特微电子（杭州）有限公司 同步整流控制电路、方法及反激式开关电路
CN107425732A (zh) * 2017-09-12 2017-12-01 广州金升阳科技有限公司 一种同步整流管开通控制方法及电路
CN108258913A (zh) * 2018-03-08 2018-07-06 重庆菲力斯特科技有限公司 快速响应的高压电源
CN108377141A (zh) * 2017-02-01 2018-08-07 德克萨斯仪器股份有限公司 切换速率监测与控制
CN108471239A (zh) * 2013-01-22 2018-08-31 电力集成公司 用于同步回扫开关模式功率转换器的控制器
CN108809097A (zh) * 2017-05-02 2018-11-13 通嘉科技股份有限公司 应用于电源转换器的同步整流器及其操作方法
CN108923654A (zh) * 2018-07-16 2018-11-30 成都芯源系统有限公司 全集成隔离变换电路及方法
CN110402534A (zh) * 2017-03-31 2019-11-01 株式会社自动网络技术研究所 车辆用电源装置
CN111193407A (zh) * 2020-03-02 2020-05-22 上海南芯半导体科技有限公司 一种同步整流控制方法及其控制电路
CN111564975A (zh) * 2019-02-14 2020-08-21 戴泺格半导体股份有限公司 具有基于边沿的隔离通信的反激式转换器
CN112910236A (zh) * 2021-01-26 2021-06-04 Tcl华星光电技术有限公司 电压转换电路及电压转换芯片

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110286245A1 (en) * 2010-05-24 2011-11-24 Intersil Americas Inc. Dc/dc power converter having active self driving synchronous rectification
CN102075102B (zh) 2011-02-24 2013-05-15 成都芯源系统有限公司 桥式整流电路
CN102723856B (zh) * 2012-07-02 2014-06-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源
US10250157B2 (en) * 2013-10-25 2019-04-02 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd. Synchronous rectification circuit and switching power supply thereof
CN104009655B (zh) * 2014-06-13 2017-04-26 佛山市南海赛威科技技术有限公司 基于时域乘法器的同步整流控制系统及方法
US9473033B2 (en) * 2014-12-08 2016-10-18 Dialog Semiconductor, Inc. Programming of a two terminal device
US9966867B2 (en) 2015-06-18 2018-05-08 Semiconductor Components Industries, Llc Dead time compensation for synchronous rectifiers in adaptive output powers
ITUB20153819A1 (it) * 2015-09-23 2017-03-23 St Microelectronics Srl Circuito di pilotaggio per switch raddrizzatori sincroni in convertitori risonanti, convertitore e procedimento corrispondenti
CN108206635B (zh) 2016-12-16 2020-04-28 罗姆股份有限公司 Dc/dc转换器及其控制方法、电源适配器及电子设备
CN107342691B (zh) * 2017-07-11 2019-07-19 成都芯源系统有限公司 用于同步整流管的控制装置和方法
JP7028653B2 (ja) * 2018-01-17 2022-03-02 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP7048326B2 (ja) * 2018-01-17 2022-04-05 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN112152467B (zh) * 2018-06-21 2022-03-22 成都芯源系统有限公司 用于驱动同步整流器的驱动电路和方法及其开关电源
CN109039114B (zh) 2018-07-18 2020-10-30 成都芯源系统有限公司 同步整流电路和方法
CN110752755B (zh) 2019-12-10 2021-07-20 成都芯源系统有限公司 同步整流的开关电源电路、副边控制电路及其方法
CN111404380B (zh) 2020-04-22 2021-11-09 芮利臣 开关电源电路及方法
US11817791B2 (en) 2020-10-06 2023-11-14 Stmicroelectronics S.R.L. Synchronous rectifier driver circuit, related integrated circuit, electronic resonant converter and method
CN112366953B (zh) 2020-11-17 2022-04-19 成都芯源系统有限公司 一种同步整流电路及其控制方法
CN112491280B (zh) * 2020-11-26 2022-04-15 广州金升阳科技有限公司 一种正反激变换器的输出倍压电路
CN114531014B (zh) * 2022-04-22 2022-07-19 深圳英集芯科技股份有限公司 同步整流器的供电电路、装置及设备

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6249447B1 (en) * 1999-08-13 2001-06-19 Tyco Electronics Logistics Ag System and method for determining output current and converter employing the same
CN1312835C (zh) * 2003-06-19 2007-04-25 艾默生网络能源有限公司 一种含有同步整流驱动电路的降压式dc－dc变换器
US6995991B1 (en) * 2004-07-20 2006-02-07 System General Corp. PWM controller for synchronous rectifier of flyback power converter
KR100593926B1 (ko) * 2004-10-07 2006-06-30 삼성전기주식회사 동기 정류기를 갖는 플라이백 컨버터
US7440298B2 (en) * 2006-08-11 2008-10-21 System General Corp. Synchronous rectification circuit for power converters
TWI380565B (en) * 2007-10-26 2012-12-21 Niko Semiconductor Co Ltd Three terminal integrated synchronous rectifier and flyback synchronous rectifying circuit
US7688602B2 (en) * 2008-04-29 2010-03-30 Infineon Technologies Austria Ag Synchronous rectifier control circuit and method

Cited By (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102761237A (zh) * 2011-04-26 2012-10-31 江苏兆能电子有限公司 一种同步整流直流-直流变换器中的关机方案
TWI508418B (zh) * 2011-05-24 2015-11-11 Monolithic Power Systems Inc 同步整流開關電源及其控制電路和控制方法
CN102195492A (zh) * 2011-05-24 2011-09-21 成都芯源系统有限公司 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法
CN102185466A (zh) * 2011-05-24 2011-09-14 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种应用于反激式变换器的驱动电路、驱动方法以及应用其的准谐振软开关反激式变换器
CN102195492B (zh) * 2011-05-24 2014-04-16 成都芯源系统有限公司 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法
CN103580482A (zh) * 2012-07-20 2014-02-12 快捷半导体(苏州)有限公司 同步降压dc-dc转换器系统及其控制方法
CN103580482B (zh) * 2012-07-20 2015-12-30 快捷半导体(苏州)有限公司 同步降压dc-dc转换器系统及其控制方法
US11088621B2 (en) 2013-01-22 2021-08-10 Power Integrations, Inc. Secondary controller for use in synchronous flyback converter
CN108471239A (zh) * 2013-01-22 2018-08-31 电力集成公司 用于同步回扫开关模式功率转换器的控制器
CN108471239B (zh) * 2013-01-22 2022-09-27 电力集成公司 用于同步回扫开关模式功率转换器的控制器
US11824453B2 (en) 2013-01-22 2023-11-21 Power Integrations, Inc. Secondary controller for use in synchronous flyback converter
CN103746566A (zh) * 2014-01-21 2014-04-23 成都芯源系统有限公司 原边控制的开关电源及其控制方法
CN103746566B (zh) * 2014-01-21 2016-09-07 成都芯源系统有限公司 原边控制的开关电源及其控制方法
CN104980029A (zh) * 2014-04-01 2015-10-14 英飞凌科技奥地利有限公司 用于开关模式电源的系统和方法
CN104980029B (zh) * 2014-04-01 2017-10-13 英飞凌科技奥地利有限公司 用于开关模式电源的系统和方法
CN104079190A (zh) * 2014-05-21 2014-10-01 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种同步整流控制方法
CN104079190B (zh) * 2014-05-21 2016-10-26 杰华特微电子（杭州）有限公司 一种同步整流控制方法
CN104167942A (zh) * 2014-08-21 2014-11-26 中国兵器工业集团第二一四研究所苏州研发中心 隔离反激式大功率电源同步整流装置
CN105915032A (zh) * 2015-02-23 2016-08-31 英飞凌科技奥地利有限公司 具有ac适配和dc适配控制模式的驱动器控制器
CN105915032B (zh) * 2015-02-23 2019-06-04 英飞凌科技奥地利有限公司 具有ac适配和dc适配控制模式的驱动器控制器
CN105305844B (zh) * 2015-10-21 2017-11-21 深圳市芯茂微电子有限公司 一种隔离型同步整流控制电路及其装置与控制方法
CN105305844A (zh) * 2015-10-21 2016-02-03 无锡市芯茂微电子有限公司 一种隔离型同步整流控制电路及其装置与控制方法
CN106208720A (zh) * 2016-09-28 2016-12-07 杰华特微电子（杭州）有限公司 同步整流控制电路、方法及反激式开关电路
CN109802559A (zh) * 2016-09-28 2019-05-24 杰华特微电子（杭州）有限公司 同步整流控制电路、方法及反激式开关电路
CN108377141A (zh) * 2017-02-01 2018-08-07 德克萨斯仪器股份有限公司 切换速率监测与控制
CN108377141B (zh) * 2017-02-01 2023-05-12 德克萨斯仪器股份有限公司 切换速率监测与控制
CN110402534B (zh) * 2017-03-31 2021-02-26 株式会社自动网络技术研究所 车辆用电源装置
CN110402534A (zh) * 2017-03-31 2019-11-01 株式会社自动网络技术研究所 车辆用电源装置
CN108809097B (zh) * 2017-05-02 2020-08-11 通嘉科技股份有限公司 应用于电源转换器的同步整流器及其操作方法
CN108809097A (zh) * 2017-05-02 2018-11-13 通嘉科技股份有限公司 应用于电源转换器的同步整流器及其操作方法
CN107425732A (zh) * 2017-09-12 2017-12-01 广州金升阳科技有限公司 一种同步整流管开通控制方法及电路
CN107425732B (zh) * 2017-09-12 2019-04-19 广州金升阳科技有限公司 一种同步整流管开通控制方法及电路
CN108258913A (zh) * 2018-03-08 2018-07-06 重庆菲力斯特科技有限公司 快速响应的高压电源
CN108923654B (zh) * 2018-07-16 2020-08-25 成都芯源系统有限公司 全集成隔离变换电路及方法
CN108923654A (zh) * 2018-07-16 2018-11-30 成都芯源系统有限公司 全集成隔离变换电路及方法
CN111564975B (zh) * 2019-02-14 2021-11-09 戴泺格半导体股份有限公司 一种用于反激式转换器的接收器及其控制方法
CN111564975A (zh) * 2019-02-14 2020-08-21 戴泺格半导体股份有限公司 具有基于边沿的隔离通信的反激式转换器
US11588409B2 (en) 2019-02-14 2023-02-21 Dialog Semiconductor Inc. Flyback converter with edge-based isolated communication
CN111193407A (zh) * 2020-03-02 2020-05-22 上海南芯半导体科技有限公司 一种同步整流控制方法及其控制电路
CN112910236A (zh) * 2021-01-26 2021-06-04 Tcl华星光电技术有限公司 电压转换电路及电压转换芯片
CN112910236B (zh) * 2021-01-26 2022-04-08 Tcl华星光电技术有限公司 电压转换电路及电压转换芯片

Also Published As

Publication number Publication date
US20090273951A1 (en) 2009-11-05
CN101572485B (zh) 2012-06-06
US8102680B2 (en) 2012-01-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101572485B (zh) 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置
CN102231605B (zh) 一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源
CN103795260A (zh) 一种非互补反激有源钳位变换器
CN102111065A (zh) 功率因子校正器
CN105337483A (zh) 一种防止电流反灌的装置
US20180145606A1 (en) Multi-Level Inverter
CN102810984A (zh) 一种开关电源电路
CN104779790A (zh) 一种开关电感型准z源dc-dc变换器电路
CN103633839A (zh) 一种改进型z源升压dc-dc变换器
CN102868297A (zh) 一种固定截止时间pfm模式开关电源控制器
CN204442176U (zh) 一种开关电感型准z源dc-dc变换器电路
CN103401428B (zh) 开关电源控制芯片以及开关电源控制系统
CN103825457A (zh) 一种准z源直流-直流升压变换器电路
CN103269164B (zh) 原边恒流控制的准单级高功率因数电路及装置
CN106992670B (zh) 用于pfm模式升压型dc-dc转换器的自适应导通时间控制电路
CN105006966A (zh) 一种开关电源控制芯片及反激式ac-dc转换器
CN104009633A (zh) 一种电流连续型高增益dc-dc变换器电路
CN103379701A (zh) 一种led驱动电路及led灯具
CN103219893A (zh) 开关电源控制器以及开关电源电路
CN203617902U (zh) 集成降压-反激式高功率因数恒流电路及装置
CN203883673U (zh) 一种改进型z源升压dc-dc变换器
CN103647448A (zh) 集成降压-反激式高功率因数恒流电路及装置
CN201839205U (zh) 一种隔离变换电路
CN108923631B (zh) 一种开关电源系统及用于开关电源系统的控制电路及装置
CN203722474U (zh) 一种准z源直流-直流升压变换器电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant