CN201418040Y

CN201418040Y - 一种同步整流管的驱动电路

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Publication number: CN201418040Y
Application number: CN2009201356200U
Authority: CN
Inventors: 魏德功; 官继红; 曾建斌
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2009-03-07
Filing date: 2009-03-07
Publication date: 2010-03-03
Anticipated expiration: 2019-03-07

Abstract

本实用新型提供了一种同步整流管的驱动电路，其包括：关断预处理电路，用于从同步整流管的漏极获取检测信号，并将该信号与第一标准电压相比，产生于预关断信号；与所述关断预处理电路输出端相连的过零比较放大电路，用于采集所述同步整流管的源极信号，并将该信号与第二标准电压相比，当所述源极信号大于所述标准电压与漏源间电压之和时，输出所述同步整流管的导通驱动电信号使所述同步整流管处于饱和状态；当所述源极信号小于所述标准电压与漏源间电压之和时，且通过控制端接收到所述预关断信号时，输出所述同步整流管预关断的预关断驱动电信号使所述同步整流管处于非饱和状态。本实用新型能够提供预关断处理过程，从而缩短了同步整流管的关断时间。

Description

一种同步整流管的驱动电路

技术领域

本实用新型涉及一种电源的控制线路，具体地说，涉及一种同步整流管的驱动电路。

背景技术

目前，在低压大流输出的电源中主广泛使用了同步整流技术取代传统的二极管整流器，以提高电源效率，节约能源。但是传统的同步整流技术有的要使用辅助驱动绕组，有的要使有电流互感器，有的使用了集成电路，集成众多的元件，成本高，控制复杂，并且应用中有局限性，无法对所有的拓朴结构实现同步整流。

实用新型内容

本实用新型提供了一种同步整流管的驱动电路，其能够提供预关断处理过程，从而缩短了同步整流管的关断时间。

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

本实用新型提供了一种同步整流管的驱动电路，其包括：关断预处理电路，用于从同步整流管的漏极获取检测信号，并将该信号与第一标准电压相比，产生于预关断信号；与所述关断预处理电路输出端相连的过零比较放大电路，用于采集所述同步整流管的源极信号，并将该信号与第二标准电压相比，当所述源极信号大于所述标准电压与漏源间电压之和时，输出所述同步整流管的导通驱动电信号使所述同步整流管处于饱和状态；当所述源极信号小于所述标准电压与漏源间电压之和时，且通过控制端接收到所述预关断信号时，输出所述同步整流管预关断的预关断驱动电信号使所述同步整流管处于非饱和状态。

实用新型效果：本实用新型采用独有的关断预处理线路，预测同步整流管的关断时间，在同步整流管关断之前先将同步整流管的控制电压降至一较低水平，为关断同步整流器作准备，在同步整流管的电流过零时能迅速将同步整流管关断，大大缩短了关断时间，反向电流小。独有的过零关断线路，在同步整流管电流达到零点时才将同步整流管关断，关断时序准确，不存在同步整流管体内二极管导通问题，无需额外并联肖特基。本实用新型适用范围广，不仅适用于电流连续模式的同步整流，也可用于电流临界及电流非连续模式的同步整流。

附图说明

图1为本实用新型电路结构示意图；

图2为本实用新型一实施例电路结构示意图；

图3为本实用新型又一实施例电路结构示意图；

图4为本实用新型的电路各部分工作电压波形图。

具体实施方式

以下将结合附图详细描述本实用新型的具体实现方式。

如图1所示，本实用新型提供的一种同步整流管的驱动电路，其主要包括以下两个部分：

1、关断预处理电路300，用于从同步整流管T1的漏极获取检测信号，并将该信号与第一标准电压V1相比，产生于预关断信号；

2、过零比较放大电路100，其与关断预处理电路300的输出端相连，用于采集所述同步整流管T1的源极信号，并将该信号与第二标准电压V2相比，当所述源极信号大于所述标准电压V2与漏源间电压之和时，输出同步整流管T1的导通驱动电信号使同步整流管T1处于饱和状态；当所述源极信号小于所述标准电压V2与漏源间电压之和时，且通过控制端接收到所述预关断信号时，输出同步整流管T1预关断的预关断驱动电信号使所述同步整流管T1处于非饱和状态，包括关断状态或者放大状态。

与现有技术相比，本实用新型通过从增加过零比较放大电路100来实现对同步整流管T1的源极信号的采集，并获得相应的驱动信号，为了保证电路能稳定地在电流过零时迅速关断，则还增加了一个关断预处理电路300，用于产生预关断信号，控制驱动信号发生使同步整流管T1处于非饱和状态，包括关断状态或者放大状态。

如图1所示，这里的关断预处理电路300包括：比较器A2、积分电容C2、及积分电阻R1，积分电阻R1的一端用于连接同步整流管T1的漏极，积分电阻R1的另一端连接积分电容C2的一端和比较器A2的一输入端，积分电容C2的另一端接信号地，比较器A2的另一输入端通过第二标准电压V2接信号地，比较器A2的输出端用于输出所述预关断信号。

为了电路的稳定性，在所述关断预处理电路300中还包括：串联在同步整流管T1的漏极与积分电阻R1之间的隔直电容C1。

为了限制所述预关断信号的电流大小，在所述关断预处理电路300中还包括：串联在所述比较器A2的输出端与所述过零比较放大电路100之间的限流电阻R2。

鉴于图1所示的关断预处理电路100结构，为了能使积分电容C2复位，所述驱动电路还包括：与所述关断预处理电路300输出端相连的积分电容复位电路400，用于当所述关断预处理电路300输出所述预关断信号时，对所述积分电容C2进行复位。图1所示，积分电容复位电路400包括：反相器IC1、与门IC2和开关单元IC3，所述比较器A2的输出端通过反相器IC1连接所述与门IC2的一输入端，所述比较器A2的输出端连接所述与门IC2的另一输入端，所述与门IC2的输出端连接所述开关单元IC3的控制端，所述开关单元IC3并联在所述积分电容的两端，当所述比较器A2输出所述预关断信号时，所述开关单元IC3闭合使所述积分电容C2放电复位。这里所提的开关单元IC3可以为三极管T31，其集电极和发射极之间并联一二极管D31，如图2和图3所示。

如图1所示，上述过零比较放大电路100包括：可控比较放大单元A1、及第一标准电压V1，所述可控放大单元A1的控制端连接所述关断预处理电路300的输出端，所述可控比较放大单元A1的一输入端用于通过第一标准电压V1连接所述同步整流管T1的漏极，所述可控比较放大单元A1的另一输入端用于连接所述同步整流管T1的源极。另外，如果可控放大单元A1采用运算放大器，则增加阻抗Z来实现负反馈。

如图1所示，第一标准电压V1可以采用直流电源，但图3还给出了另一种第一标准电压V1的实现电路，其包括：电阻R12、二极管D12、二极管D13、三极管T12、电阻R11、直流电源VCC，二极管D12的阴极连接三极管T12的基极，三极管T12的发射极通过电阻R11连接所述同步整流管T1的源极，二极管D12和二极管D13的阳极通过电阻R12连接直流电源VCC的输出端，二极管D13的阴极连接所述可控比较放大单元A1的一输入端。另外，如图1所示，可控比较放大单元A1采用可控高速运算放大器，而如图2和图3所示，可控比较放大单元A1包括三极管T11、电容C11，电容C11并联在三极管T11的集电极和发射极之间，三极管T11的基极与二极管D13的阴极相连，三极管T11的发射极连接所述同步整流管T1的源极，三极管T11的集电极连接所述关断预处理电路300的输出端。为了克服元件器参数匹配引起的误差，在图3中，增加了元件D12及D13，元件D12与元件D13，元件T12与T13参数一致，从而互补，克服了元件参数误差及温度变化引起的一致性的问题。

为了增大驱动能力，所述驱动电路还包括：串联在所述过零比较放大电路100输出端与同步整流管T1的栅极之间的功率放大电路200。其可以采用三极管构成的互补输出级来实现，如图2和图3所示的200部分。如图2所示，功率放大部分由复合三极管T21、T22及三极管T23构成，其输入端与三极管T11的集电极相连，输出与同步整流管T1的控制栅极相连接，其为一电流推动放大器，输出电压与输入电压相等。

下面以图2和图3所给出的两个具体实施例，说明本实用新型的工作原理。

如图1所示，以电流连续模式反激电路说明其基本原理如下：

1.预关断预处理线路：设电路已达到稳态，隔直电容C1上所充电压为上正下负，其电压等于电源输出电压，积分电容C2上的电压已放完为零。变压器次级线圈处于复位开始阶断，此时，因隔直电容C1的容值远大于积分电容C2的容值，可认为电容C1的电压基本不变，线圈1的复位电压通过电阻对积分电容C2充电，复位过程完成后，电容C2的电容充至一定值。此时，线圈电压发生翻转，线圈经同步整流管对电容C3开始放电，同时，积分电容也通过积分电阻R1对线圈L进行放电，由于电感的充放电伏秒值相等，而电容充放电的安秒值也相等，显而易见，当线圈放电完毕进入下一个开关周期时，积分电容C2上的电压也放为0V，在比较器A2上接入了一基准电压V2，通过积分电容C2上的电压与基准电压V2的比较，从而得出了预关断信号，此信号反映在比较器A2的输出上即为：当积分电容C2上的电压低于基准电压源V2的电压时，输出为低电平，电流从可控输出电压放大器经电阻R2流入公共端，则可控运算放大器A1的输出为一较低电压，同步整流管T1脱离饱和区进入放大区，为下一步的关断作准备，完成了预关断。

2.电流过零比较放大线路：在元件A1可控输出电压高速运算放大器的负端接经一基准电压源V1连接至同步整流管T1的漏极，元件A1的正端接至同步整流管T1的源极。

(1)开通阶段，当变压器次边绕组L开始放电时，其极性为上正下负，同步整流管体内二极管导通，其漏极电压比源极电压约低0.7V左右，由于参考电压源V1的电压远低于0.7V，此时，运算放大器A1的输出为高电平，经功率放电器200放大后输出也为高电平，同步整管T1开通。

(2)开通维持阶段，在同步整流管T1开通以后，由于同步整流管上的电压Vsd仍然高于参电压源V1的电压，运算放大器A1输出为高电平，这一过程一直持续到比较器A2给出预关断信号为止。

(3)预关断过程，在变压器次级线圈L放电过程即将结束时，比较器A2输出低电平，运算放大器A1的控制电流经电阻R2流回公共端，运算放大器A1得到控制信号，输出电压降低到4V左右，经功率放大器200放大后，同步整流管T1电压降低，脱离饱和状态，进入放大状态，由于同步整流管T1的阀值关断电压约为3V，也就是说，同步整流管T1的控制极电压只需再降低1V便可进入关断状态，显而易见，相对于传统的控制极电压从10V左右降至3V才关断则可大大缩短关断时间。

(4)同步整流管动态导通电阻调整阶断，在电源负载较轻时，由于次级线圈L的放电电流较小，同步整流管T1在开通后不久其管压降Vsd便小于基准电压源V1的电压，运算放大器A1的输出电压降低，迫使同步整流管T1的Vgs电压下降，同步整流管T1的通态电阻增大，使得其Vsd电压上升，由于阻抗网络Z的负反馈作用，使得运算放大器A1的输出电压在同步整流管T1的电压Vsd最终在等于基准电压源V1的电压时达到稳态，此过程是一个持续的调整过程。在电源负载较重时，此调整过程则非常短暂，由于此时次极线圈L的放电电流较大，同步整流管T1上的电压降Vsd一直大于基准电压源V1的电压，直到初级开关管打开，次级线圈L电流迅速下降，当同步整流管T1的压降Vsd小于基准电压源V1的电压时，调整过程开始。

(5)同步整流管电流过零关断过程，当次级线圈L放电流不断减小到零时，同步整流管T1动态导通电阻调整阶断结束，输出电容C3开始经同步整流管T1向次级线圈L放电，由于电流发生了反转，在阻抗网络Z的作用下，比较器A2的工作过程为一强烈正反馈过程，即由于同步整流管T1的电压降Vds不断升高，运算放大器A1的输出电压则不断降低，与之相对应的同步整流管T1控制极电压Vgs也不断降低，同步整流管T1的导通电阻也不断增大，其压降Vds则相应上升，故此过程为一正反馈过程，同步整流管T1迅速关断。次级线圈L进入复位过程，进入下一开关周期。在此需要说明的是，在同步整流管T1的电流到达零时，与之对应的同步整流管T1控制极电压应相应经运算放大器A1的作用调整到零，即达到关断，由于在大电流连续工作的过程中，di/dt较大，电流从大电流到零这一过程极为短暂，而同步整流管T1的关断要一定的时间，故有过零后才关断这一过程，而由于预关断预处理线路的作用，同步整流管T1过零后关断这一过程也极为短暂，反向电流较小，实测仅为使用肖特基作为整流电路的反向恢复电流水平，具体过程可参见图4所示的波形图。从电路的整个过程中来看，没有同步整流管关断后同步整流管体内二极管导通这一过程，如图4(b)所示，因此不需要为同步整流管并联肖特基来解决同步整流管体内二极管导通所带来的恢复问题。

3.积分电容复位电路：为了确保本电路在动态负载工作时能准确给出预关断信号，因此要确保在每个开关周期积分电容充电电压从零开始，放电到零结束。在次级线圈L放电过程将要结束时，积分电容C2上的电压逐步降低接近于零，并小于基准电压V2，比较器A2输出为低电平，经反向器IC1后输出为高电平送入与门IC2的一输入端，在与门IC2的另一输入端所接入的电压与同步整流管Vgs相同的电压，由于次级放电此时还未结束，同步整流管的Vgs为一高电平信号，故与门IC2此时输出一高电平信号，复位电子开关IC3打开在次级线圈放电过程结束后，同步整流管T1关断，其Vgs电压为零，即与门IC2一输入端电压为低电平，与门IC2的输出电压也为低电平，复位电子开关IC3关断，完成了对积分电容C2的复位，积分电容进入下一个开关周期积分过程。

如图2所示，同步整流管电流过零比较放大电路100还可以由电阻R11、电阻R12、电阻R13、电容C11、二极管D11及三极管T11构成，其中电阻R12提供一基准电流，此电流流经R11产生一基准电压，二极管D11的结电压与三极管T11的BE结电压相等，当有较大电流流经同步整流管时，其Vsd远高于R11的电压，经电阻R11提供的基准电流全部经二极管D11、电阻R12流入同步整流管的漏极，三极管T11的BE结中无电流流过，三级管截止，故而同步整流管T1的Vgs得到一高电压，同步整流管T1导通。当流经同步整流管T1的电流过零时，其压降Vsd也为0V，故R12所产生的基准电流的1/2流经三级管T11的BE结，三极管T11饱和导通，从而同步整流管T1的Vgs电压被拉至底电平，同步整流管T1截止。当流过同步整流管T1的电流较小时，在同步整流管T1上产生的电压降较小，即Vsd小于电阻R11的压降但又大于零，则电阻R12产生的基准电流有少部分流过三极管T11的BE结，三极管T11处于放大状态，从而调整同步整流管T1的Vgs电压降低，其导通电阻相应增大，使得Vsd增大，维持在电阻R11的电压水平，此过程为一持续调整过程，电容C11用于消除在调整过程中产生的振荡。预关断预处理线路由隔直电容C1、积分电阻R1、积分电容C2、基准电压V2、OC门输出比较器A2及电阻R2构成。在比较器A2得到预关断信号输出为一低电平时，电阻R13与电阻R2构成分压关系，从而拉低了功率放大器的输出电压。

上述各具体步骤的举例说明较为具体，并不能因此而认为是对本实用新型的专利保护范围的限制，上述预关断预处理线路、积分电容复位电路、电流过零比较放大线路、功率放大驱动电路均可以采用上述各电路，或者其变形形式，本实用新型的专利保护范围应以所附权利要求为准。

Claims

1、一种同步整流管的驱动电路，其特征在于，包括：

关断预处理电路，用于从同步整流管的漏极获取检测信号，并将该信号与第一标准电压相比，产生于预关断信号；

与所述关断预处理电路输出端相连的过零比较放大电路，用于采集所述同步整流管的源极信号，并将该信号与第二标准电压相比，输出所述同步整流管的导通驱动电信号使所述同步整流管处于饱和状态；或者，输出所述同步整流管预关断的预关断驱动电信号使所述同步整流管处于非饱和状态。

2、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：串联在所述过零比较放大电路输出端与同步整流管的栅极之间的功率放大电路。

3、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述关断预处理电路包括：比较器、积分电容、及积分电阻，所述积分电阻的一端用于连接所述同步整流管的漏极，所述积分电阻的另一端连接所述积分电容的一端和所述比较器的一输入端，所述积分电容的另一端接信号地，所述比较器的另一输入端通过所述第二标准电压接信号地，所述比较器的输出端用于输出所述预关断信号。

4、根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于，所述关断预处理电路还包括：串联在所述同步整流管的漏极与所述积分电阻之间的隔直电容。

5、根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于，所述关断预处理电路还包括：串联在所述比较器的输出端与所述过零比较放大电路之间的限流电阻。

6、根据权利要求3所述的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路还包括：与所述关断预处理电路输出端相连的积分电容复位电路，用于当所述关断预处理电路输出所述预关断信号时，对所述积分电容进行复位。

7、根据权利要求6所述的驱动电路，其特征在于，所述积分电容复位电路包括：反相器、与门和开关单元，所述比较器的输出端通过反相器连接所述与门的一输入端，所述比较器的输出端连接所述与门的另一输入端，所述与门的输出端连接所述开关单元的控制端，所述开关单元并联在所述积分电容的两端，当所述比较器输出所述预关断信号时，所述开关单元闭合使所述积分电容放电复位。

8、根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，所述过零比较放大电路包括：可控比较放大单元、及第一标准电压，所述可控放大单元的控制端连接所述关断预处理电路的输出端，所述可控比较放大单元的一输入端用于通过第一标准电压连接所述同步整流管的漏极，所述可控比较放大单元的另一输入端用于连接所述同步整流管的源极。

9、根据权利要求8所述的驱动电路，其特征在于，提供所述第一标准电压的电路包括：电阻R12、二极管D12、二极管D13、三极管T12、电阻R11、直流电源VCC，二极管D12的阴极连接三极管T12的基极，三极管T12的发射极通过电阻R11连接所述同步整流管的源极，二极管D12和二极管D13的阳极通过电阻R12连接直流电源VCC的输出端，二极管D13的阴极连接所述可控比较放大单元的一输入端。

10、根据权利要求8或9所述的驱动电路，其特征在于，所述可控比较放大单元采用可控高速运算放大器。