TWI741920B - 供電電路及電源供應器 - Google Patents

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Abstract

一種供電電路包括充電電路、時窗調整電路、驅動電壓調整電路、取樣回授電路及儲存電路。充電電路具有調變輸入端，用以接收控制電壓；及電源電能端，用以依據控制電壓來選擇性地輸出充電電能，充電電能與控制電壓為正相關。時窗調整電路用以依據輸出電壓訊號所對應的取樣輸出電壓來調整控制電壓，並輸出控制電壓，控制電壓與取樣輸出電壓為負相關。驅動電壓調整電路用以依據輸出電壓訊號將控制電壓控制於箝位電壓之內。取樣回授電路用以依據電源電能端之電壓產生輸出電壓訊號。儲存電路用以儲存充電電能以拉高電源電能端之電壓。

Description

供電電路及電源供應器
本發明關於供電裝置，特別是一種供電電路及電源供應器。
電源供應器是一種將交流電轉成低壓穩定的直流電，以供電器使用之裝置。當交流電為市電時，電源供應器之輸入電壓一般為100V至250V之間，輸入交流電頻率為50Hz或60Hz，輸出電壓可為21V、12V、5V或3.3V等穩定的直流電壓。相關技術中使用變壓器將輸入電壓之高壓交流電降壓為低壓交流電，再將低壓交流電轉換為直流電壓。由於變壓器體積較大，因此無法降低電源供應器之大小。此外，當輸出電壓的範圍變大，變壓器所需的耐壓也會增加，然而耐壓元件體積較大，更增加電源供應器之大小，因此相關技術中之電源供應器在可攜式裝置或其他小型電器上使用不便。
本發明實施例提供一種供電電路，包括整流電路、充電電路、時窗調整電路、驅動電壓調整電路、取樣回授電路及儲存電路。整流電路用以接收輸入電壓以產生整流電能。充電電路耦接於整流電路，具有調變輸入端與電源電能端，調變輸入端用以接收控制電壓，並依據控制電壓來選擇性地於電源電能端輸出充電電能，充電電能大小與控制電壓大小為正相關。時窗調整電路耦 接於調變輸入端，用以接收輸出電壓訊號，並輸出控制電壓至調變輸入端，時窗調整電路依據輸出電壓訊號所對應的取樣輸出電壓來調整控制電壓，控制電壓之大小與取樣輸出電壓大小為負相關。驅動電壓調整電路耦接於調變輸入端，用以接收輸出電壓訊號，並依據輸出電壓訊號將控制電壓控制於箝位電壓之內。取樣回授電路耦接於電源電能端，用以依據電源電能端之電壓產生輸出電壓訊號。儲存電路耦接於電源電能端，用以儲存充電電能以拉高電源電能端之電壓。當電源電能端之電壓較低時所對應的輸出電壓訊號會使箝位電壓具有較高上限，當電源電能端之電壓較高時所對應的輸出電壓訊號會使箝位電壓具有較低上限，較高上限大於較低上限。
本發明實施例提供一種電源供應器，包括供電電路、功率開關及脈衝寬度調製信號產生器。功率開關用以選擇性地導通或截止以進行電源轉換，以調控電源供應器的輸出電壓。脈衝寬度調製信號產生器用以提供脈衝寬度調製信號來控制功率開關，脈衝寬度調製信號產生器耦接於供電電路之電源電能端，用以自電源電能端接收電能來維持脈衝寬度調製信號產生器運作。
1,4,50:供電電路
10:整流電路
12:充電電路
120:分壓電路
14:時窗調整電路
140:數位類比轉換電路
142:比較電路
16:驅動電壓調整電路
160:數位類比轉換電路
162:二極體組
18,48:取樣回授電路
180:低通濾波器
182:類比數位轉換電路
480:取樣電路
5:電源供應器
52:脈衝寬度調製信號產生器
54:功率開關
C1:第一電容
C2:第二電容
Cin:輸入電容
Cs:儲存電路
D1,D2:二極體
M1:第一放大電路
M2:第二放大電路
N1:調變輸入端
N2:電源電能端
R1,R2:電阻
S1:第一開關
S2:第二開關
Sc:輸出電壓訊號
Sd:充電能力控制訊號
SPWM:脈衝寬度調製信號
t0至t14:時間
VAC:輸入電壓
Vavg:平均電壓
Vcmp:比較電壓
VDD:電壓
VDD_Bottom:下限電壓
VDD_Top:上限電壓
VG:控制電壓
VHV:分壓
VOUT:輸出電壓
Vref:取電臨界電壓
VSS:接地電壓
Vs,Vs(1)至Vs(11):取樣電壓
第1圖係為本發明實施例中一種供電電路之電路示意圖。
第2圖係為第1圖中的低通濾波器之電路示意圖。
第3圖係為第1圖中的供電電路之訊號波形圖。
第4圖係為本發明實施例中另一種供電電路之電路示意圖。
第5圖係為本發明實施例中一種電源供應器之方塊圖。
第1圖係為本發明實施例中一種供電電路1之電路示意圖。供電電路1可接收輸入電壓VAC，及依據輸入電壓VAC提供合適之電壓VDD。具體而言，供電電路1可於輸入電壓VAC較低時，自輸入電壓VAC接收電能進行充電以提高電壓VDD；於輸入電壓VAC較高時停止充電，同時儲存電路Cs持續釋放電能供應電壓VDD，將電壓VDD維持在運作範圍內。如此僅於輸入電壓VAC較低時才導通接收電能對儲存電路Cs進行充電，而於輸入電壓VAC較高時斷路暫停接收電能、暫停對儲存電路Cs充電，如此可提高運作效率，同時降低供電電路1之面積。輸入電壓VAC可由市電或其他交流電壓源供電，其均方根值可介於100V至240V之間，其峰值可介於155至373V之間。當此供電電路1應用於一返馳電源供應器(Flyback Transformer)中，輸入電壓VAC可為該返馳電源供應器的輔助繞組線圈電壓Vaux，且該輔助繞組線圈電壓Vaux與該返馳電源供應器的二次側輸出電壓Vout具有一變壓器繞線組圈數比關係，該二次側輸出電壓Vout可介於3.3V至27V之間變化。該電壓VDD可為直流電壓，且可用來作為該返馳電源供應器一次側的脈衝寬度調變器(PWM modulator)的電源電能，該電壓VDD可設定為高於8V。
供電電路1可包括輸入電容Cin、整流電路10、充電電路12、時窗調整電路14、驅動電壓調整電路16、取樣回授電路18及儲存電路Cs。輸入電容Cin可耦接於整流電路10，整流電路10可耦接於充電電路12，充電電路12可耦接於時窗調整電路14、驅動電壓調整電路16及儲存電路Cs，儲存電路Cs可耦接於取樣回授電路18，取樣回授電路18可耦接於時窗調整電路14。
輸入電容Cin可接收輸入電壓VAC及濾除輸入電壓VAC中之高頻雜 訊，整流電路10可對濾除雜訊後之輸入電壓VAC進行整流以產生整流電能。整流電能之電壓可稱為整流電壓。輸入電容Cin包括第一端及第二端。整流電路10可包括二極體D1及二極體D2。二極體D1包括第一端，耦接於輸入電容Cin之第一端；及第二端。二極體D2包括第一端，耦接於輸入電容Cin之第二端；及第二端，耦接於二極體D1之第二端。
充電電路12可具有調變輸入端N1與電源電能端N2，時窗調整電路14及驅動電壓調整電路16耦接於調變輸入端N1，取樣回授電路18耦接於電源電能端N2。充電電路12可接收控制電壓VG，並依據控制電壓VG來選擇性地於電源電能端N2輸出充電電能。充電電路12可包括分壓電路120及第二放大電路M2。分壓電路120可耦接於整流電路10，及可接收整流電壓以輸出整流電能之分壓VHV。分壓電路120可包括電阻R1及電阻R2。電阻R1包括第一端，耦接於二極體D1之第二端及二極體D2之第二端；及第二端。電阻R2包括第一端，耦接於電阻R1之第二端；及第二端。電阻R2之第一端可輸出分壓VHV。第二放大電路M2可耦接於分壓電路120、時窗調整電路14及驅動電壓調整電路16，及可依據控制電壓VG來選擇性地產生充電電能。當控制電壓VG大於第二放大電路M2之閥值電壓時，第二放大電路M2會產生充電電能，充電電能大小與控制電壓VG大小為正相關。當控制電壓VG小於第二放大電路M2之閥值電壓時，第二放大電路M2會停止產生充電電能。充電電能之電流可稱為充電電流。第二放大電路M2可由電晶體實現，例如NMOS電晶體。第二放大電路M2可以電壓隨動器(voltage follower)的方式設置。若第二放大電路M2由NMOS電晶體實現時，NMOS電晶體之汲極端可接收分壓VHV，NMOS電晶體之閘極端可為調變輸入端N1，NMOS電晶體之源極端可為電源電能端N2。
儲存電路Cs可儲存充電電能以拉高電源電能端N2之電壓VDD。儲存電路Cs可包括儲存電容，儲存電容包括第一端，耦接於電源電能端N2；及第二端，耦接於接地端。接地端可提供接地電壓VSS，例如0V。具體而言，當儲存充電電能時充電電流可對儲存電路Cs充電以建立電壓VDD。電壓VDD可被輸出至外部電路用以供電。
取樣回授電路18可依據電源電能端N2之電壓VDD產生輸出電壓訊號Sc。取樣回授電路18可包括低通濾波器(low pass filter,LPF)180及類比數位轉換電路(analog-to-digital convertor,ADC)182。低通濾波器180包括第一端，耦接於儲存電路Cs，用以接收電源電能端N2之電壓VDD以產生電壓VDD之平均電壓Vavg；及第二端，用以輸出平均電壓Vavg。低通濾波器180可由開關電容濾波器(switched capacitor filter)實現，如第2圖所示。第2圖係為低通濾波器180之電路示意圖。低通濾波器180可包括第一開關S1、第一電容C1、第二開關S2及第二電容C2。第一開關S1包括第一端，耦接於儲存電路Cs，用以接收電源電能端N2之電壓VDD；及第二端。第一電容C1包括第一端，耦接於第一開關S1之第二端；及第二端，耦接於接地端。第二開關S2包括第一端，耦接於第一開關S1之第二端；及第二端。第二電容C2包括第一端，耦接於第二開關S2之第二端，用以輸出平均電壓Vavg；及第二端，耦接於接地端。第一開關S1及第二開關S2可依據預定切換頻率f交替切換。當第一開關S1導通且第二開關S2截止時，第一電容C1可被充電且可儲存電荷Qin=C1*VDD，當第一開關S1截止且第二開關S2導通時，第一電容C1可被放電且可釋放電荷Qout=C1*Vavg，每個切換週期傳送至第二開關S2之第二端之電荷為Qtrans=C1*(VDD-Vavg)，每個切換週期中之平均電流為Iavg=f*C1*(VDD-Vavg)，等效電阻R為(VDD-Vavg)/Iavg=1/(f*C1)。第一開關S1、第一電容C1及第二開關S2之等效電阻R可由切換頻率f及第一電容C1決定。第一 開關S1、第二開關S2、第一電容C1及第二電容C2可由電晶體實現，及可形成低通濾波器180，用以輸出平均電壓Vavg。
參考第1圖，類比數位轉換電路182包括第一端，耦接於低通濾波器180，用以依據預定訊號範圍將平均電壓Vavg進行量化而轉換為輸出電壓訊號Sc；及第二端，用以將輸出電壓訊號Sc輸出。量化可為均勻量化或非均勻量化。輸出電壓訊號Sc可為數位訊號，例如3位元數位訊號。類比數位轉換電路182可包含暫存器(register)，例如3位元暫存器，用以儲存3位元數位訊號。例如，預定訊號範圍可為10V至12V，類比數位轉換電路182可將預定訊號範圍分為8份。當平均電壓Vavg大於12V時，類比數位轉換電路182可產生輸出電壓訊號Sc之最小值3b000；當平均電壓Vavg小於10V時，類比數位轉換電路182可產生輸出電壓訊號Sc之最大值3b111。類比數位轉換電路182可將靠近預定訊號範圍之上限電壓(例如：12V)之平均電壓Vavg進行量化而產生電壓訊號Sc之較小值；及將靠近預定訊號範圍之下限電壓(例如：10V)之平均電壓Vavg進行量化而產生電壓訊號Sc之較大值。例如，當平均電壓Vavg為11.6V時，類比數位轉換電路182可產生3b001之輸出電壓訊號Sc；當平均電壓Vavg為10.4V時，類比數位轉換電路182可產生3b110之輸出電壓訊號Sc。
時窗調整電路14可接收輸出電壓訊號Sc，依據輸出電壓訊號Sc所對應的取電臨界電壓Vref來調整控制電壓VG，並輸出控制電壓VG至調變輸入端N1。時窗調整電路14可包括數位類比轉換電路(digital-to-analog converter,DAC)140、比較電路142及第一放大電路M1。數位類比轉換電路140可耦接於取樣回授電路18，比較電路142可耦接於數位類比轉換電路140及分壓電路120，第 一放大電路M1可耦接於比較電路142及第二放大電路M2。數位類比轉換電路140可將輸出電壓訊號Sc進行數位類比轉換以產生取電臨界電壓Vref。輸出電壓訊號Sc之位元值可對應取電臨界電壓Vref之類比值。例如，輸出電壓訊號Sc之最大值3b111可對應取電臨界電壓Vref之最大值100V，輸出電壓訊號Sc之最小值3b000可對應取電臨界電壓Vref之最小值50V。比較電路142可接收取電臨界電壓Vref及分壓VHV以依據取電臨界電壓Vref及分壓VHV產生比較電壓Vcmp。分壓VHV可具有全波整流波形。比較電路142可為運算放大器，包括正向輸入端，可接收分壓VHV；負向輸入端，可接收取電臨界電壓Vref；及輸出端，可輸出比較電壓Vcmp。第一放大電路M1可依據比較電壓Vcmp產生控制電壓VG。控制電壓VG之大小與取電臨界電壓Vref大小為負相關。整流電能的分壓VHV減去取電臨界電壓Vref而決定一電壓差值，該電壓差值與比較電壓Vcmp為正相關，控制電壓VG大小與比較電壓Vcmp大小為負相關。當取電臨界電壓Vref越高，對於相同之分壓VHV來說比較電壓Vcmp會越低，且控制電壓VG會越高；當取電臨界電壓Vref越低，對於相同之分壓VHV來說比較電壓Vcmp會越高，且控制電壓VG會越低。當分壓VHV大於取電臨界電壓Vref時，比較電壓Vcmp可為正值，第一放大電路M1會導通以產生小於第二放大電路M2的閥值電壓之控制電壓VG，進而截止第二放大電路M2而停止輸出充電電能及不對儲存電路Cs充電，即取電時窗關閉且充電電路12停止從分壓VHV取電、停止產生充電電流；當分壓VHV小於取電臨界電壓Vref時，比較電壓Vcmp可為負值，第一放大電路M1會截止以產生大於第二放大電路M2的閥值電壓之控制電壓VG，進而導通第二放大電路M2而對儲存電路Cs輸出充電電能以進行充電，即取電時窗開啟且充電電路12開始從分壓VHV取電，充電電能大小與控制電壓VG大小為正相關。
驅動電壓調整電路16可接收輸出電壓訊號Sc，並依據輸出電壓訊號 Sc將控制電壓VG控制於箝位電壓之內。箝位電壓可為控制電壓VG之上限電壓。當電源電能端N2之電壓VDD較低時所對應的輸出電壓訊號Sc會使箝位電壓較高，因此增加供電電路1之充電能力；當電源電能端N2之電壓VDD較高時所對應的輸出電壓訊號Sc會使箝位電壓較低，因此降低供電電路1之充電能力。驅動電壓調整電路16可包括數位類比轉換電路160及二極體組162。數位類比轉換電路160可耦接於取樣回授電路18，取樣回授電路18可耦接於數位類比轉換電路160及充電電路12。數位類比轉換電路160可將輸出電壓訊號Sc進行數位類比轉換以產生充電能力控制訊號Sd。二極體組162可依據充電能力控制訊號Sd提供箝位電壓。當平均電壓Vavg越高，則二極體組162可依據充電能力控制訊號Sd提供越低之箝位電壓；當平均電壓Vavg越低，則二極體組162可依據充電能力控制訊號Sd提供越高之箝位電壓。
輸出電壓訊號Sc可用以控制取電時窗及控制電壓VG之箝位電壓。當平均電壓Vavg增加時，輸出電壓訊號Sc會減小，減短取電時窗及降低控制電壓VG之箝位電壓；當平均電壓Vavg減少時，輸出電壓訊號Sc會增加，增長取電時窗及增加控制電壓VG之箝位電壓。供電電路1直接由輸入電壓VAC取電以產生電壓VDD，依據電壓VDD之平均電壓Vavg調整取電時窗及控制電壓VG之箝位電壓，將電壓VDD維持在運作範圍內，提高運作效率，同時降低電路面積。
第3圖係為供電電路1之訊號波形圖，包括3取電時窗，第一取電時窗介於時間t1至t4之間，第二取電時窗介於時間t7至t8之間，第三取電時窗介於時間t11至t12之間。於3取電時窗之中，充電電路12對儲存電路Cs充電，電壓VDD增加；於3取電時窗之外，儲存電路Cs被放電，電壓VDD降低。電壓VDD維持於上限電壓VDD-Top及下限電壓VDD-Bottom之間。例如上限電壓VDD-Top可為 12V，下限電壓VDD-Bottom可為10V。在時間t0至t1之間，分壓VHV超出取電臨界電壓Vref，控制電壓VG小於第二放大電路M2的閥值電壓，第二放大電路M2截止，充電電路12停止從分壓VHV取電來產生充電電流，故電壓VDD降低。
在時間t1及t4之間，分壓VHV小於取電臨界電壓Vref，控制電壓VG大於第二放大電路M2的閥值電壓，第二放大電路M2導通，第一取電時窗開啟。於第一取電時窗中，在時間t2及t3之間，分壓VHV已低於電壓VDD，儲存電路Cs放電，使得電壓VDD降低；在時間t1至t2之間、及時間t3至t4之間，分壓VHV大於電壓VDD，儲存電路Cs從分壓VHV取電，電壓VDD增加。在時間t4第一取電時窗關閉，電壓VDD到達峰值。在時間t4至t7之間，分壓VHV超出取電臨界電壓Vref，控制電壓VG小於第二放大電路M2的閥值電壓，第二放大電路M2截止，電壓VDD降低。在時間t5，取樣回授電路18會依據電壓VDD產生平均電壓Vavg。相較於前一個取電時窗，由於平均電壓Vavg上升，使得平均電壓Vavg及上限電壓VDD-top之間之差值減小，輸出電壓訊號Sc之訊號值會減小。在時間t6，時窗調整電路14會依據輸出電壓訊號Sc更新取電臨界電壓Vref至較低值。
在時間t7至t8之間，分壓VHV小於取電臨界電壓Vref，控制電壓VG大於第二放大電路M2的閥值電壓，第二放大電路M2導通，第二取電時窗開啟。於第二取電時窗中，當分壓VHV低於電壓VDD時，儲存電路Cs放電，使得電壓VDD降低；當分壓VHV大於電壓VDD時，儲存電路Cs從分壓VHV取電，電壓VDD增加。在時間t8第二取電時窗關閉，電壓VDD到達峰值。由於判定第二取電時窗使用之取電臨界電壓Vref小於判定第一取電時窗使用之取電臨界電壓Vref，因此第二取電時窗較第一取電時窗短。在時間t8至t11之間，分壓VHV超出取電臨界電壓Vref，控制電壓VG小於第二放大電路M2的閥值電壓，第二放大 電路M2截止，電壓VDD降低。在時間t9，取樣回授電路18會依據電壓VDD產生平均電壓Vavg。相較於前一個取電時窗，由於平均電壓Vavg上升，使得平均電壓Vavg及上限電壓VDD-top間之差值減小，輸出電壓訊號Sc之訊號值會減小。在時間t10，時窗調整電路14會依據輸出電壓訊號Sc更新取電臨界電壓Vref至更低值。
在時間t11至t12之間，分壓VHV小於取電臨界電壓Vref，控制電壓VG大於第二放大電路M2的閥值電壓，第二放大電路M2導通，第三取電時窗開啟。於第三取電時窗中，當分壓VHV低於電壓VDD時，儲存電路Cs放電，使得電壓VDD降低；當分壓VHV大於電壓VDD時，儲存電路Cs從分壓VHV取電，電壓VDD增加。在時間t12第三取電時窗關閉，電壓VDD到達峰值。由於判定第三取電時窗使用之取電臨界電壓Vref小於判定第二取電時窗使用之取電臨界電壓Vref，因此第三取電時窗較第二取電時窗短。在時間t12至下個取電時窗開啟前，分壓VHV超出取電臨界電壓Vref，控制電壓VG小於第二放大電路M2的閥值電壓，第二放大電路M2截止，電壓VDD降低。在時間t13，取樣回授電路18會依據電壓VDD產生平均電壓Vavg。相較於前一個取電時窗，由於平均電壓Vavg下降，使得平均電壓Vavg及上限電壓VDD-top之間之差值增加，輸出電壓訊號Sc之訊號值會增加。在時間t14，時窗調整電路14會依據輸出電壓訊號Sc更新取電臨界電壓Vref至較高值。
第3圖包括在第一取電時窗、第二取電時窗及第三取電時窗中的電壓VDD之局部放大圖30、32及34。由於驅動電壓調整電路16會依據輸出電壓訊號Sc產生箝位電壓，及將控制電壓VG控制於箝位電壓之內以調整供電電路1之充電能力，因此第一取電時窗、第二取電時窗及第三取電時窗中的電壓VDD會具 有不同之上升斜率(充電速度)。越高之箝位電壓會對應越大之上升斜率；越低之箝位電壓會對應越小之上升斜率。
其中第一取電時窗的平均電壓Vavg高於前一個取電時窗的平均電壓Vavg，故於第一取電時窗後的時間點t6，時窗調整電路14將取電臨界電壓Vref向下修正，且驅動電壓調整電路16調降箝位電壓。類似地，第二取電時窗的平均電壓Vavg仍高於第一取電時窗的平均電壓Vavg，故於第二取電時窗後的時間點t10，時窗調整電路14將取電臨界電壓Vref再次向下修正，驅動電壓調整電路16也再次調降箝位電壓。相對地，第三取電時窗的平均電壓Vavg低於第二取電時窗的平均電壓Vavg，故於第三取電時窗後的時間點t14，時窗調整電路14將取電臨界電壓Vref改為向上修正，驅動電壓調整電路16也改為調升箝位電壓。因為第一取電時窗之箝位電壓大於第二取電時窗之箝位電壓，且第二取電時窗之箝位電壓大於第三取電時窗之箝位電壓，故局部放大圖30、32及34顯示第一取電時窗之充電速度大於第二取電時窗之充電速度，第二取電時窗之充電速度大於第三取電時窗之充電速度。
第4圖係為本發明實施例中另一種供電電路4之電路示意圖。供電電路4及供電電路1之間之差異在於取樣回授電路48。以下針對取樣回授電路48詳細解釋。取樣回授電路48包括取樣電路480及類比數位轉換電路(analog-to-digital converter,ADC)182。取樣電路480耦接於儲存電路Cs，可依據比較電壓Vcmp對電源電能端N2之電壓VDD取樣而產生取樣電壓Vs。類比數位轉換電路182耦接於取樣電路480，可將取樣電壓Vs轉換為輸出電壓訊號Sc。第1圖及第4圖中之類比數位轉換電路182以相似方式運作，在此不再贅述。
在一些實施例中，取樣電路480可於比較電壓Vcmp小於比較臨界值一段第一延遲時間之後取樣電源電能端N2之電壓VDD以產生取樣電壓Vs。比較臨界值可為0V。當比較電壓Vcmp小於比較臨界值時，第二放大電路M2導通，取樣電路480可於第二放大電路M2導通經過第一延遲時間之後，對電壓VDD取樣以產生取樣電壓Vs。第一延遲時間可大於或等於0。例如，可選擇非零之第二延遲時間以獲得電壓VDD之谷值作為取樣電壓Vs。在另一些實施例中，取樣電路480可於比較電壓Vcmp大於比較臨界值一段第二延遲時間之後取樣電源電能端N2之電壓VDD以產生取樣電壓Vs。當比較電壓Vcmp大於比較臨界值時，第二放大電路M2截止，取樣電路480可於第二放大電路M2截止經過第二延遲時間之後，對電壓VDD進行取樣以產生取樣電壓Vs。第二延遲時間可大於或等於0。當第一延遲時間為0時，取樣電壓Vs可為電壓VDD之峰值。
參考第3圖，在時間t4之後，分壓VHV超出取電臨界電壓Vref，比較電壓Vcmp大於比較臨界值(0V)，在比較電壓Vcmp大於比較臨界值經過第一延遲時間後(時間t5)，取樣回授電路48會對電壓VDD取樣以產生取樣電壓Vs(1)，由於取樣電壓Vs(1)及電壓VDD之上限電壓VDD-top之間之差值較小，輸出電壓訊號Sc之訊號值會減小。在時間t6，時窗調整電路14會依據輸出電壓訊號Sc更新取電臨界電壓Vref至較低值。在時間t8之後，分壓VHV超出取電臨界電壓Vref，比較電壓Vcmp大於比較臨界值(0V)，在比較電壓Vcmp大於比較臨界值經過第一延遲時間後(時間t9)，取樣回授電路48會依據電壓VDD產生取樣電壓Vs(2)。由於取樣電壓Vs(1)及上限電壓VDD-top之間之差值減小，輸出電壓訊號Sc之訊號值會減小。在時間t10，時窗調整電路14會依據輸出電壓訊號Sc更新取電臨界電壓Vref至更低值。在時間t12之後，分壓VHV超出取電臨界電壓Vref，比較電壓Vcmp大於比較臨界值(0V)，在比較電壓Vcmp大於比較臨界值經過第一延遲時間後(時間 t13)，取樣回授電路48會依據電壓VDD產生取樣電壓Vs(3)。由於電壓VDD之取樣電壓Vs(2)及上限電壓VDD-top之間之差值增加，輸出電壓訊號Sc之訊號值會增加。在時間t14，時窗調整電路14會依據輸出電壓訊號Sc更新取電臨界電壓Vref至較高值。
由於取樣回授電路48在相對於時窗之預定時間點取得取樣電壓，無需等待一段時間後才產生平均電壓Vavg，反應速度較快，加速調整調整取電時窗及控制電壓VG之箝位電壓，使供電電路4將電壓VDD維持在運作範圍內，提高運作效率，同時降低電路面積。
第5圖係為本發明實施例中一種電源供應器5之方塊圖。電源供應器5包括供電電路50、脈衝寬度調製信號產生器52及功率開關54。供電電路50可由供電電路1或供電電路4實現，提供電壓VDD至脈衝寬度調製信號產生器52。脈衝寬度調製信號產生器52可提供脈衝寬度調製信號SPWM來控制功率開關54，脈衝寬度調製信號產生器52耦接於供電電路之電源電能端N2，可自電源電能端N2接收電能來維持脈衝寬度調製信號產生器52運作。因應所接收到的脈衝寬度調製信號SPWM，功率開關54可選擇性地導通或截止以進行電源轉換，如此依據脈衝寬度調製信號SPWM改變功率開關54導通的頻率與工作週期(duty cycle)，進而調控電源供應器5的輸出電壓VOUT。
電源供應器5採用供電電路1或供電電路4產生電壓VDD，提高運作效率，同時降低電路面積。以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化 與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
1:供電電路
10:整流電路
12:充電電路
120:分壓電路
14:時窗調整電路
140:數位類比轉換電路
142:比較電路
16:驅動電壓調整電路
160:數位類比轉換電路
162:二極體組
18:取樣回授電路
180:低通濾波器
182:類比數位轉換電路
Cin:輸入電容
Cs:儲存電路
D1,D2:二極體
M1:第一放大電路
M2:第二放大電路
N1:調變輸入端
N2:電源電能端
R1,R2:電阻
Sc:輸出電壓訊號
Sd:充電能力控制訊號
VAC:輸入電壓
Vavg:平均值
Vcmp:比較電壓
VDD:電壓
VDD_Bottom:下限電壓
VDD_Top:上限電壓
VG:控制電壓
VHV:分壓
Vref:取電臨界電壓
VSS:接地電壓

Claims (16)

  1. 一種供電電路，包括：一整流電路，用以接收一輸入電壓以產生一整流電能；一充電電路，耦接於該整流電路，用以接收該整流電能，具有一調變輸入端與一電源電能端，該調變輸入端用以接收一控制電壓，並依據該控制電壓來選擇性地於該電源電能端輸出一充電電能，當該整流電能大於一取電臨界電壓時，該充電電路停止輸出該充電電能，當該整流電能小於該取電臨界電壓時，該充電電能大小與該控制電壓大小為正相關；一驅動電壓調整電路，耦接於該調變輸入端，用以接收一輸出電壓訊號，並依據該輸出電壓訊號將該控制電壓控制於一箝位電壓之內；一取樣回授電路，耦接於該電源電能端，用以依據該電源電能端之一電壓產生該輸出電壓訊號；及一儲存電路，耦接於該電源電能端，用以儲存該充電電能以拉高該電源電能端之該電壓；其中，當該電源電能端具有一第一輸出電壓時所對應的該輸出電壓訊號會使該箝位電壓具有一第一上限，當該電源電能端具有一第二輸出電壓時所對應的該輸出電壓訊號會使該箝位電壓具有一第二上限，該第一輸出電壓小於該第二輸出電壓，該第一上限大於該第二上限。
  2. 如請求項1所述之供電電路，其中該控制電壓大小與該取電臨界電壓大小為負相關，係指該取電臨界電壓及該整流電能的一分壓間具有一電壓差值，該控制電壓大小與該電壓差值大小為負相關。
  3. 如請求項1所述之供電電路，其中該供電電路更包括一時窗調整電路，耦接於該調變輸入端，用以接收該輸出電壓訊號，並輸出該控制電壓至該調變輸入端，該時窗調整電路依據該輸出電壓訊號來調整該取電臨界電壓而改變該控制電壓。
  4. 如請求項3所述之供電電路，其中該充電電路包括：一分壓電路，耦接於該整流電路，用以接收該整流電能以輸出該整流電能之一分壓；及一第二放大電路，耦接於該分壓電路、該時窗調整電路及該驅動電壓調整電路，用以依據該控制電壓來產生該充電電能。
  5. 如請求項4所述之供電電路，其中該時窗調整電路包括：一比較電路，耦接於該分壓電路，用以接收該取電臨界電壓及該分壓以依據該取電臨界電壓及該分壓產生一比較電壓；及一第一放大電路，耦接於該比較電路及該第二放大電路，用以依據該比較電壓產生該控制電壓。
  6. 如請求項5所述之供電電路，其中：該第二放大電路具有一閥值電壓，當該控制電壓大於該閥值電壓時，該第二放大電路會產生該充電電能，當該控制電壓小於該閥值電壓時，該第二放大電路停止產生該充電電能；及當該分壓大於該取電臨界電壓時，該第一放大電路產生小於該閥值電壓之該控制電壓。
  7. 如請求項5所述之供電電路，其中：該第二放大電路具有一閥值電壓，當該控制電壓大於該閥值電壓時，該第二放大電路會產生該充電電能，當該控制電壓小於該閥值電壓時，該第二放大電路停止產生該充電電能；及當該分壓小於該取電臨界電壓時，該第一放大電路產生大於該閥值電壓之該控制電壓。
  8. 如請求項5所述之供電電路，其中該時窗調整電路另包括一第一數位類比轉換電路，耦接於該取樣回授電路及該比較電路，用以將該輸出電壓訊號進行一數位類比轉換以產生該取電臨界電壓。
  9. 如請求項5所述之供電電路，其中該比較電路係為一運算放大器，包括一正向輸入端，用以接收該分壓，一負向輸入端，用以接收該取電臨界電壓，及一輸出端，用以輸出該比較電壓。
  10. 如請求項5所述之供電電路，其中該取樣回授電路包括：一取樣電路，耦接於該儲存電路，用以依據該比較電壓取樣該電源電能端之該電壓的一取樣電壓；及一類比數位轉換電路，耦接於該取樣電路，用以將該取樣電壓轉換為該輸出電壓訊號。
  11. 如請求項10所述之供電電路，其中：當該整流電能首次小於該取電臨界電壓時，該充電電路開啟一第一取電時窗； 當該整流電能再次小於該取電臨界電壓時，該充電電路開啟一第二取電時窗；及該取樣電路用以在該第一取電時窗之一開啟時點之後之一預定時間點與該第二取電時窗之一開啟時點之後之一對應預定時間點取樣該電源電能端之該電壓以產生該取樣電壓。
  12. 如請求項10所述之供電電路，其中：當該整流電能首次大於該取電臨界電壓時，該充電電路結束一第一取電時窗；當該整流電能再次大於該取電臨界電壓時，該充電電路結束一第二取電時窗；及該取樣電路用以在相對於該第一取電時窗之一結束時點之後之一預定時間點與該第二取電時窗之一結束時點之後之一對應預定時間點取樣該電源電能端之該電壓以產生該取樣電壓。
  13. 如請求項5所述之供電電路，其中：該第二放大電路具有一閥值電壓；及當該控制電壓小於該閥值電壓時，該充電電路停止輸出該充電電能，當該控制電壓大於該閥值電壓時，該充電電能大小與該控制電壓大小為正相關。
  14. 如請求項1所述之供電電路，其中該取樣回授電路包括：一濾波器，耦接於該儲存電路，用以接收該電源電能端之該電壓以產生該電源電能端之該電壓之一平均電壓；及 一類比數位轉換電路，耦接於該濾波器，用以將該平均電壓轉換為該輸出電壓訊號。
  15. 如請求項14所述之供電電路，其中該濾波器包括：一第一開關，包括一第一端，耦接於該儲存電路，用以接收該電源電能端之該電壓，及一第二端；一第一電容，包括一第一端，耦接於該第一開關之該第二端，及一第二端，耦接於一接地端；一第二開關，包括一第一端，耦接於該第一開關之該第二端，及一第二端；及一第二電容，包括一第一端，耦接於該第二開關之該第二端，用以輸出該平均電壓，及一第二端，耦接於該接地端。
  16. 一種電源供應器，包括如請求項1之供電電路，其中該電源供應器更包括有：一功率開關，用以選擇性地導通或截止以進行電源轉換，以調控該電源供應器的一輸出電壓；及一脈衝寬度調製信號產生器，用以提供一脈衝寬度調製信號來控制該功率開關，該脈衝寬度調製信號產生器耦接於該供電電路之該電源電能端，用以自該電源電能端接收電能來維持該脈衝寬度調製信號產生器運作。
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