CN108155799B - 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置 - Google Patents

用于反激变换器电路的控制方法及控制装置 Download PDF

Info

Publication number
CN108155799B
CN108155799B CN201611108738.5A CN201611108738A CN108155799B CN 108155799 B CN108155799 B CN 108155799B CN 201611108738 A CN201611108738 A CN 201611108738A CN 108155799 B CN108155799 B CN 108155799B
Authority
CN
China
Prior art keywords
secondary side
voltage
primary side
rectifying unit
control device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201611108738.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108155799A (zh
Inventor
宋海斌
许道飞
章进法
周健
傅琦
杨乐阳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Original Assignee
Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Delta Electronics Shanghai Co Ltd filed Critical Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Priority to CN201611108738.5A priority Critical patent/CN108155799B/zh
Priority to TW106105390A priority patent/TWI628905B/zh
Priority to US15/662,301 priority patent/US9991811B1/en
Publication of CN108155799A publication Critical patent/CN108155799A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108155799B publication Critical patent/CN108155799B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种用于反激变换器电路的控制方法及控制装置，所述反激变换器电路包括初级侧功率开关管、次级侧整流单元、变压器和输出电容，次级侧整流单元包括第一端与第二端，分别与变压器和输出电容电气连接，用于反激变换器电路的控制方法根据反激变换器的输入电压及/或输出功率，控制次级侧整流单元开通一次或开通两次后，开通初级侧功率开关管，以实现初级侧功率开关管的零电压开通。本发明在不增加额外功率器件的基础上可以实现全输入电压范围，全负载范围条件下初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)。

Description

用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
技术领域
本发明是用于反激变换器电路的控制方法及控制装置，尤其涉及一种实现零电压开通反激变换器电路的初级侧功率开关管的控制方法及控制装置。
背景技术
准谐振反激变换器(QR Flyback)因其可以实现初级侧功率开关管的谷底开通，可显著减小开关损耗，是目前应用于小功率开关电源的最流行的电路拓扑结构。随着高频化发展，尽管准谐振反激变换器(QR Flyback)可实现谷底开通，但在高压输入时，开通损耗也变得也来越大，严重影响效率。为解决这个问题，业内做了很多努力，其中包括有源钳位等新电路拓扑的应用。
尽管有源钳位等新电路拓扑可以实现初级侧功率开关管的零电压开通 (ZVS)，但需要额外增加功率开关管，进而增加成本。
请参照图1-2，图1为现有技术准谐振反激变换器的电路图；图2为图1 电压时序图。如图1-2所示，通过次级侧整流管的导通延迟，在次级侧线圈中产生一反向电流，待整流管关闭后，通过该电流参与激磁电感Lm和初级侧功率开关管的寄生电容CEQ的谐振来实现初级侧功率管的零电压开通(ZVS)。
应用该方法有一个限制条件：在整个输入电压范围内以及整个负载范围内，电路都必须工作在临界导通模式；若工作在断续模式，则不能采用该方法。这样做对高压输入时的轻载效率有严重影响，其原因如下：根据谐振反激变换器(QR Flyback)的临界导通模式的工作原理，在同样的负载情况下，输入电压越高，其工作频率越高；同样输入电压情况下，负载越轻，其工作频率越高。因此，高压输入轻载情况下的工作频率会变的非常高，由此带来的开关损耗严重影响效率。实际应用中，为了提高效率，需要将产品的工作频率设定到一个合理的范围内，轻载情况下，电路工作模式都会由临界导通模式切换到断续模式；高压输入时，即使在满载的情况，也可能会选择工作在断续模式，以提高效率。在这种工作模式下，现有的通过次级侧整流管的导通延迟来实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)的方法就不适用了。因此利用准谐振反激变换器(QR Flyback)的现有电路拓扑结构，通过优化控制来实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，是一个更经济的选择。
发明内容
为了克服上述现有技术存在的问题，本发明的目的在于提供一种用于反激变换器电路的控制方法，所述反激变换器电路包括初级侧功率开关管、次级侧整流单元、一变压器和一输出电容，所述次级侧整流单元包括一第一端与一第二端，分别与所述变压器和所述输出电容电气连接，其中，根据所述反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制所述次级侧整流单元开通一次或开通两次后，开通所述初级侧功率开关管，以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
上述的控制方法，其中，进一步包含以下步骤：将所述反激变换器电路的输入电压与第一阈值比较；当所述输入电压大于或等于第一阈值时，生成所述输入电压为高电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前开通两次。
上述的控制方法，其中，进一步包含以下步骤：将所述反激变换器电路的输出功率与一第二阈值比较；当所述输出功率小于或等于一第二阈值时，生成所述输出功率为低功率的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前开通两次。
上述的控制方法，其中，所述变压器包括一激磁电感，所述次级侧整流单元包括一同步整流管，其中在所述次级侧整流单元第二次导通期间，当一自所述同步整流管的漏极流过其源极的反向电流到达一给定值时关断所述同步整流管，所述激磁电感与所述初级侧功率开关管的寄生电容发生谐振,以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
上述的控制方法，其中，当所述输入电压小于所述第一阈值时，所述控制装置生成所述输入电压为低电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前仅开通一次。
上述的控制方法，其中，当所述输出功率大于所述第二阈值时，所述控制装置生成所述输出功率为高功率的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前仅开通一次；
当所述输出功率为高功率时，将所述反激变换器电路的输入电压与第一阈值比较，以及
当所述输入电压大于或等于第一阈值时，生成所述输入电压为高电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0后继续导通一段时间。
上述的控制方法，其中，当所述输出功率为高功率，所述输入电压小于第一阈值时，生成所述输入电压为低电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0时关断。
上述的控制方法，其中，所述第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为所述反激变换器电路的输出电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
上述的控制方法，其中，通过检测在初级侧功率开关管导通期间所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR_1以获得所述输入电压 Vin，其中
Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)；
其中，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
上述的控制方法，其中，通过检测初级侧的电压源获得所述输入电压Vin。
上述的控制方法，其中，所述第二阈值小于所述反激变换器电路满载时的输出功率。
上述的控制方法，其中，通过检测流过初级侧开关管的电流，流过次级侧整流单元的电流或所述反激变换器电路的输出电流以获得所述输出功率。
上述的控制方法，其中，还包含以下步骤：进一步判断所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值是否到达波形的谷底值，并且当所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值到达波形的谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通。
上述的控制方法，其中，在所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的波形的第m个谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通，其中根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。
上述的控制方法，其中，检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通所述初级侧功率开关管。
上述的控制方法，其中，检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL小于一第三阈值时开通所述初级侧功率开关管，其中，所述第三阈值设定为小于(Vin-nVout)，其中，Vin为所述反激变换器电路的输入电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
上述的控制方法，其中，所述次级侧整流单元包括一同步整流管以及与所述同步整流管并联的开关组件，在需要第二次开通所述次级侧整流单元时，仅开通所述开关组件而不开通所述同步整流管。
上述的控制方法，其中，所述次级侧整流单元包括二极管以及与所述二极管并联的开关组件。
上述的控制方法，其中，根据所述反激变换器电路的输入电压形成一参考电流基准，根据所述参考电流基准对所述次级侧整流单元第二次导通期间的电流峰值进行控制，以控制所述次级侧整流单元第二次开通时的导通时间。
上述的控制方法，其中，所述反激变换器电路为RCD钳位电路或有源钳位电路。
本发明还提供一种用于反激变换器电路的控制装置，所述反激变换器电路包括初级侧功率开关管、次级侧整流单元、一变压器和一输出电容，所述次级侧整流单元包括一第一端与一第二端，分别与所述变压器和所述输出电容电气连接，其中，所述控制装置电性连接于所述初级侧功率开关管和所述次级侧整流单元，根据所述反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制所述次级侧整流单元开通一次或开通两次后，开通所述初级侧功率开关管，以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
上述的控制装置，其中，所述控制装置还包括至少一检测电路，用于检测该反激变换器电路的输入电压，所述控制装置将所述输入电压与第一阈值比较，当所述输入电压大于或等于第一阈值时，生成所述输入电压为高电压的判断结果，所述控制装置根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前开通两次。
上述的控制装置，其中，所述控制装置还包括至少一检测电路，用于检测该反激变换器电路的输出功率，所述控制装置将所述输出功率与第二阈值比较，当所述输出功率小于或等于一第二阈值时，生成所述输出功率为低功率的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前开通两次。
上述的控制装置，其中，所述变压器包括一激磁电感，所述次级侧整流单元包括一同步整流管，其中在所述次级侧整流单元第二次导通期间，当一自所述同步整流管的漏极流过其源极的反向电流到达一给定值时关断所述同步整流管，所述激磁电感与所述初级侧功率开关管的寄生电容发生谐振,以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
上述的控制装置，其中，当所述输入电压小于所述第一阈值时，所述控制装置生成所述输入电压为低电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前仅开通一次。
上述的控制装置，其中，当所述输出功率大于所述第二阈值时，所述控制装置生成所述输出功率为高功率的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前仅开通一次；
当所述输出功率为高功率时，所述检测电路还检测该反激变换器电路的输入电压，所述控制装置将所述反激变换器电路的输入电压与第一阈值比较，以及当所述输入电压大于或等于第一阈值时，所述控制装置生成所述输入电压为高电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0后继续导通一段时间。
上述的控制装置，其中，当所述输出功率为高功率，所述输入电压小于第一阈值时，所述控制装置生成所述输入电压为低电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0时关断。
上述的控制装置，其中，所述第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为所述反激变换器电路的输出电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
上述的控制装置，其中，所述检测电路检测在初级侧功率开关管导通期间所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR_1以获得所述输入电压Vin，其中
Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)；
其中，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
上述的控制装置，其中，所述检测电路检测初级侧的电压源获得所述输入电压Vin。
上述的控制装置，其中，所述第二阈值小于所述反激变换器电路满载时的输出功率。
上述的控制装置，其中，所述至少一检测电路通过检测流过初级侧开关管电流、流过次级侧整流单元电流或所述反激变换器电路的输出电流以获得所述输出功率。
上述的控制装置，其中，所述控制装置包含：
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述检测电路，所述次级侧控制器接收所述检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压Vin，所述次级侧控制器判断所述输入电压 Vin的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定次级侧控制器的工作模式，或接收所述检测电路根据流经所述次级侧整流单元电流或输出电流获得的输出功率，并接收所述检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压，所述次级侧控制器判断所述输出功率和所述输入电压的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定次级侧控制器的工作模式；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管，所述初级侧控制器根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式；以及
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
上述的控制装置，其中，所述控制装置包含：
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述检测电路，接收所述检测电路检测电压源获得的输入电压Vin，所述初级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式，或接收所述检测电路根据流经所述初级侧功率开关管电流获得的输出功率，并接收所述检测电路检测电压源获得的输入电压，所述初级侧控制器判断所述输出功率和所述输入电压的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式；
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元，所述次级侧控制器根据所述判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式；以及
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
上述的控制装置，其中，所述控制装置包含：
一第一检测电路与一第二检测电路；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述第一检测电路，接收所述第一检测电路检测电压源获得的输入电压Vin，所述初级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出一第一判断结果；
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述第二检测电路，所述次级侧控制器接收所述第二检测电路根据流经所述次级侧整流单元电流或输出电流获得的输出功率，所述次级侧控制器判断所述输出功率的高低并输出一第二判断结果；
所述初级侧控制器根据所述第一判断结果及所述第二判断结果设定所述初级侧控制器工作模式，所述次级侧控制器根据所述第一判断结果及所述第二判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式；
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
上述的控制装置，其中，所述控制装置包含：
一第一检测电路与一第二检测电路；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述第一检测电路，接收所述检测电路根据流经所述初级侧功率开关管电流获得的输出功率，所述初级侧控制器判断所述输出功率的高低并输出一第一判断结果；
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述第二检测电路，所述次级侧控制器接收所述检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压Vin，所述次级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出一第二判断结果；
所述初级侧控制器根据所述第一判断结果及所述第二判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式，所述次级侧控制器根据所述第一判断结果及所述第二判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式；
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
上述的控制装置，其中，所述控制装置包含：
一第一检测电路与一第二检测电路；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述第一检测电路，接收所述第一检测电路检测所述电压源获得的输入电压Vin和/或所述检测电路根据流经所述初级侧功率开关管电流获得的输出功率，所述初级侧控制器判断所述输入电压Vin和/或所述输出功率的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式；以及
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述第二检测电路，所述次级侧控制器接收所述第二检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压Vin，和/或所述第二检测电路根据流经所述次级侧整流单元电流或输出电流获得的输出功率，所述次级侧控制器判断所述输入电压Vin和/或所述输出功率的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式。
上述的控制装置，其中，所述控制装置包括次级侧控制器，所述次级侧控制器进一步判断所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压 VDS_SR的瞬时值是否到达波形的谷底值，并且当所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值到达波形的谷底值时，所述次级侧控制器使所述次级侧整流单元第二次开通。
上述的控制装置，其中，所述次级侧控制器进一步在所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的波形的第m个谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通，其中所述次级侧控制器根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。
上述的控制装置，其中，所述控制装置包括初级侧控制器，所述初级侧控制器检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通所述初级侧功率开关管。
上述的控制装置，其中，所述控制装置包括初级侧控制器，所述初级侧控制器检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL小于第三阈值时开通所述初级侧功率开关管，其中，所述第三阈值设定为小于(Vin-nVout)，其中，Vin为所述反激变换器电路的输入电压， n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
上述的控制装置，其中，所述次级侧整流单元包括一同步整流管以及与所述同步整流管并联的开关组件，在需要第二次开通所述次级侧整流单元时，仅开通所述开关组件而不开通所述同步整流管。
上述的控制装置，其中，所述次级侧整流单元包括二极管以及与所述二极管并联的开关组件。
上述的控制装置，其中，所述控制装置根据所述反激变换器电路的输入电压形成一参考电流基准，根据所述参考电流基准对所述次级侧整流单元二次导通期间的电流峰值进行控制，以控制所述次级侧整流单元二次开通时的导通时间。
上述的控制装置，其中，所述反激变换器电路为RCD钳位电路或有源钳位电路。
与现有技术相比，本发明具有以下全部或部分有益的技术效果：
本发明公开的上述技术方案旨在解决反激变换器的开通损耗大的问题。该方案在不增加额外功率器件的基础上可以实现全输入电压范围，全负载范围的初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)；并且在实现初级侧功率开关管的零电压开通的同时，兼顾了提高轻载效率以及减小相应控制策略带来的损耗。
附图说明
图1为现有技术准谐振反激变换器电路的电路图；
图2为图1的反激变换器电路的时序图；
图3A为本发明的用于反激变换器电路的控制方法的流程图；
图3B是本发明的用于反激变换器电路的控制方法另一实施例的流程图；
图4为本发明第一实施例中为用于反激变换器电路的控制装置的结构示意图；
图5为图4的控制装置的时序图；
图6为本发明第二实施例中为用于反激变换器电路的控制装置的结构示意图；
图7为本发明第三实施例中为用于反激变换器电路的结构示意图；
图8为本发明第四实施例中为用于反激变换器电路的结构示意图；
图9为本发明第五实施例中为用于反激变换器电路的结构示意图；
图10为同步整流管的峰值电流与二次导通时刻所在谷底关系原理图。
具体实施方式
兹有关本发明的详细内容及技术说明，现以一较佳实施例来作进一步说明，但不应被解释为本发明实施的限制。
本发明的原理基于在初级侧功率开关管开通之前，次级侧整流单元二次导通一段时间，在次级侧线圈中产生一反向电流，待整流单元关闭后，该电流转移到初级侧线圈中，通过该电流参与激磁电感Lm和初级侧功率开关管的寄生电容CEQ的谐振来实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)。
进一步，在低电压输入时(满足Vin<nVout),初级侧功率开关管的D极和S 极之间的电压可以自然到0V，因而可以实现零电压开通(ZVS)。而只有在高压输入时，初级侧功率开关管的D极和S极之间的电压不可以自然到0V，不能实现零电压开通(ZVS)。因此，理论上，只有在高电压输入时才需要次级侧整流单元的二次开通来帮助实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，在低电压输入时，次级侧整流单元的二次开通会带来额外损耗，因此，可以通过判断输入电压的高低来确定次级侧整流单元是否二次开通。
反激变换器电路包括初级侧功率开关管、次级侧整流单元、一变压器和一输出电容，次级侧整流单元包括第一端与第二端，分别与变压器和输出电容电气连接，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制所述次级侧整流单元开通一次或开通两次后，开通初级侧功率开关管，以实现初级侧功率开关管的零电压开通，变压器包括激磁电感，次级侧整流单元包括同步整流管，其中在次级侧整流单元第二次导通期间，当一自同步整流管的漏极流过其源极的反向电流到达一给定值时关断同步整流管，激磁电感与初级侧功率开关管的寄生电容发生谐振,以实现初级侧功率开关管的零电压开通。
以下结合附图进一步说明本发明的用于反激变换器电路的控制方法。请参照图3A，图3A是本发明的用于反激变换器电路的控制方法一实施例的流程图。如图3A所示，本发明的用于反激变换器电路的控制方法包含以下步骤：
步骤1：获得反激变换器电路的输入电压Vin，
步骤2：将输入电压Vin与第一阈值Vin_HL比较；
步骤3：当输入电压Vin大于或等于第一阈值Vin_HL时，生成输入电压为高电压的判断结果，并根据判断结果控制次级侧整流单元在初级侧功率开关管开通前开通两次；
步骤4：当输入电压Vin小于第一阈值Vin_HL时，控制装置生成输入电压为低电压的判断结果，并根据判断结果控制次级侧整流单元在初级侧功率开关管开通前仅开通一次；
其中，第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为反激变换器电路的输出电压，n为反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
于步骤3中还包括，检测初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压 VDS_SL，并在极间电压VDS_SL小于一第三阈值VDS_ZVS时开通初级侧功率开关管，第三阈值VDS_ZVS设定为小于(Vin-nVout)，Vin为反激变换器电路的输入电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为反激变换器电路的输出电压。
于步骤4中还包括，检测初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压 VDS_SL，并在极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通初级侧功率开关管。
于本实施例中，次级侧整流单元包括一个同步整流管SR，在步骤1中通过检测在初级侧功率开关管导通期间同步整流管的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR_1以获得所述输入电压Vin，Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)， n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。但本发明并不以此为限，在另一实施例中，在步骤1中通过检测初级侧的电压源获得输入电压Vin。
再进一步地，于步骤3中判断同步整流管的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR的瞬时波形是否到达谷底值，当同步整流管的源极 (第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR的瞬时波形到达谷底值时，使同步整流管第二次开通。其中，在同步整流管在同步整流管的源极(第一端) 与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR的瞬时波形的第m个谷底值时，次级侧控制器使同步整流管二次开通，其中根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。本实施例中还可以通过检测电路中电流的大小来判断反激变换器电路负载的大小，电流为流经同步整流管的电流或流经初级侧功率开关管的电流。
值得注意的是，在步骤3中还可根据反激变换器电路的输入电压Vin形成一参考电流基准Iref，根据参考电流基准Iref对同步整流管第二次导通期间的电流峰值进行控制，以控制同步整流管第二次开通时的导通时间。其中可以通过检测同步整流管的漏源极电压及根据其导通电阻计算得到二次导通时的电流，或者通过在副边串联电阻检测二次导通时的电流。
更进一步地，次级侧整流单元包括一同步整流管以及与同步整流管SR并联的开关组件，在需要第二次开通次级侧整流单元时，仅导通开关组件而不开通同步整流管。在另一实施例中，次级侧整流单元包括二极管以及与二极管并联的开关组件，开关组件为晶体管，但本发明并不以此为限。
请参照图3B，图3B是本发明的用于反激变换器电路的控制方法另一实施例的流程图。如图3B所示，本发明的用于反激变换器电路的控制方法包含以下步骤：
步骤21：获得反激变换器电路的输出功率，其中，于本步骤中可以通过检测流过初级侧开关管的电流以获得输出功率，或，检测流过次级侧整流单元的电流以获得输出功率，或，检测反激变换器的输出电流以获得输出功率，本发明并不以此为限。
步骤22：将输出功率与第二阈值比较，第二阈值小于反激变换器电路满载时的输出功率；
步骤23：当输出功率小于或等于一第二阈值时，生成输出功率为低功率的判断结果，并根据判断结果控制次级侧整流单元在初级侧功率开关管开通前开通两次；
步骤24：当输出功率大于第二阈值时，控制装置生成输出功率为高功率的判断结果，并根据判断结果控制次级侧整流单元在初级侧功率开关管开通前仅开通一次。
进一步地，于步骤24中还包含：
步骤241：获得反激变换器电路的输入电压Vin，
步骤242：将输入电压Vin与第一阈值Vin_HL比较；
步骤243：当输入电压Vin大于或等于第一阈值Vin_HL时，生成输入电压为高电压的判断结果，并根据判断结果控制次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0后继续导通一段时间；
步骤244：当输入电压Vin小于第一阈值Vin_HL时，控制装置生成输入电压为低电压的判断结果，并根据判断结果控制次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0时关断。
其中，第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为反激变换器电路的输出电压，n为反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
于本实施例中，次级侧整流单元包括一个同步整流管SR，在步骤241中通过检测在初级侧功率开关管导通期间同步整流管的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR_1以获得所述输入电压Vin，Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)， n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。但本发明并不以此为限，在另一实施例中，在步骤 241中通过检测初级侧的电压源获得输入电压Vin。
再进一步地，于步骤23中，判断同步整流管的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR的瞬时波形是否到达谷底值，当同步整流管的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR的瞬时波形到达谷底值时，使同步整流管第二次开通。其中，在同步整流管在同步整流管的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR的瞬时波形的第m个谷底值时，次级侧控制器使同步整流管二次开通，其中根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。本实施例中还可以通过检测电路中电流的大小来判断反激变换器电路负载的大小，电流为流经同步整流管的电流或流经初级侧功率开关管的电流。
更进一步地，于步骤244中，检测初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通初级侧功率开关管。
于步骤23或步骤243中还包括，检测初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在极间电压VDS_SL小于一第三阈值VDS_ZVS时开通初级侧功率开关管，第三阈值VDS_ZVS设定为小于(Vin-nVout)， Vin为反激变换器电路的输入电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为反激变换器电路的输出电压。
值得注意的是，在步骤3及23中还可根据反激变换器电路的输入电压Vin形成一参考电流基准Iref，根据参考电流基准Iref对同步整流管第二次导通期间的电流峰值进行控制，以控制同步整流管第二次开通时的导通时间。其中可以通过检测同步整流管的漏源极电压及根据其导通电阻计算得到第二次导通时的电流，或者通过在副边串联电阻检测二次导通时的电流。
更进一步地，次级侧整流单元包括一同步整流管以及与同步整流管SR并联的开关组件，在需要第二次开通次级侧整流单元时，仅开通开关组件而不开通同步整流管。在另一实施例中，次级侧整流单元包括二极管以及与二极管并联的开关组件，开关组件为晶体管，但本发明并不以此为限。
下面请参照图4，图4为用于反激变换器电路11的控制装置的第一实施例的结构示意图。如图4所示，在本实施例中次级侧整流单元为同步整流管 SR，反激变换器电路11包括初级侧功率开关管S1和同步整流管SR，用于反激变换器电路的控制装置12电性连接于初级侧功率开关管S1和同步整流管 SR，控制装置12控制同步整流管SR在初级侧功率开关管S1开通前开通两次，以实现零电压开通(ZVS)初级侧功率开关管S1。其中，反激变换器电路11 还包括一变压器T1，变压器T1包括一激磁电感Lm，其中在同步整流管SR第二次导通期间，当一自同步整流管SR的漏极流过其源极的反向电流到达一给定值时关断同步整流管SR，激磁电感Lm与初级侧功率开关管S1的寄生电容 CEQ发生谐振,以实现初级侧功率开关管S1的零电压开通。在此实施例中，反激变换器电路11初级侧的钳位电路为RCD钳位电路(电阻-电容-二极管钳位电路)，但不限于此。
进一步地，控制装置12包含：检测电路121；检测电路121用于检测该反激变换器电路11的输入电压Vin，控制装置12将输入电压Vin与第一阈值 Vin_HL比较，生成判断信号Vin_signal，当输入电压Vin大于或等于第一阈值Vin_HL值时，生成输入电压Vin为高电压的判断结果，Vin_signal设为高，控制装置12 根据判断结果控制同步整流管SR在初级侧功率开关管S1开通前开通两次，以实现零电压开通初级侧功率开关管S1；当输入电压Vin小于第一阈值Vin_HL时，生成输入电压Vin为低电压的判断结果，Vin_signal设为低，控制装置12根据判断结果控制所述同步整流管SR在初级侧功率开关管S1开通前仅开通一次。其中第一阈值为Vin_HL≥nVout，Vout为所述反激变换器电路的输出电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，在本实施例中，检测电路121为输入电压检测电路。
再进一步地，检测电路121检测在初级侧功率开关管S1导通期间同步整流管SR的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压VDS_SR_1以获得输入电压Vin，其中
Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)；
其中，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。但本发明并不以此为限，在另一实施例中，检测电路还可检测初级侧的电压源获得输入电压Vin。
控制装置12还包含次级侧控制器122、初级侧控制器123及隔离器124；其中，次级侧控制器122电性连接于同步整流管SR、检测电路121及隔离器 124，接收并判断检测电路121输出的输入电压Vin的高低并输出判断结果，并根据判断结果设定次级侧控制器122的工作模式；初级侧控制器123电性连接于初级侧功率开关管S1及隔离器124，初级侧控制器123根据判断结果设定初级侧控制器123的工作模式；隔离器124电性连接于次级侧控制器122及初级侧控制器123，用以电气隔离次级侧控制器123及初级侧控制器122并进行信号传递。
次级侧控制器122进一步判断同步整流管SR的源极(第一端)与漏极(第二端)的极间电压VDS_SR的瞬时值是否到达波形的谷底值，并且当同步整流管 SR的源极与漏极之间的极间电压VDS_SR的瞬时值到达波形的谷底值时，次级侧控制器122使同步整流管SR第二次开通。
次级侧控制器122还在同步整流管SR的源极(第一端)与漏极(第二端) 之间的极间电压VDS_SR的波形的第m个谷底值时，使同步整流管SR二次开通，其中根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。本实施例中还可以通过检测电路中电流的大小来判断所述反激变换器电路负载的大小，所述电流为流经同步整流管的电流或流经初级侧功率开关管的电流。
初级侧控制器123进一步检测初级侧功率开关管S1的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通初级侧功率开关管S1。
值得注意的是，还可根据反激变换器电路的输入电压Vin形成一参考电流基准Iref，根据参考电流基准Iref对同步整流管二次导通时的电流进行闭环控制，以控制同步整流管二次导通时的导通时间。其中，通过检测同步整流管的漏源级电压及根据其导通电阻来得到二次导通时的电流，或者通过在副边串联电阻检测二次导通时的电流。
再请参照图5，图5为图4的时序图。如图5所示：
[t0～t1]阶段:
t0时刻，初级侧功率开关管S1关断，初级侧功率开关管承受的电压VDS_SL由0V变为(Vin+n*Vout)(其中Vin为输入电压，Vout为输出电压，n为变压器匝比)；初级侧功率开关管S1的电流由峰值电流Ipk变为0A；同步整流管开关管开通，同步整流管承受的电压由(Vout+Vin/n)变为0V；同步整流管SR的电流由峰值电流线性下降，直到t1时刻，同步整流管SR的电流为0A。
[t1～t2]阶段:
t1时刻，同步整流管SR的电流为0A，同步整流管SR关断，由于同步整流管SR、初级侧功率开关管S1以及变压器均存在寄生电容(等效为图4 中的CEQ)，该寄生电容会和变压器电感形成震荡；在t1～t2时间段内，初级侧功率开关管S1和同步整流管SR中都会有微弱的震荡电流流经其寄生电容；初级侧功率开关管S1承受的电压形成以Vin为平衡点，振幅为nVout的震荡(因此S1所承受的电压最小可以为(Vin-nVout))，同步整流管SR承受的电压形成以Vout为平衡点，振幅为Vout的震荡(因此SR的最高电压为2Vout,最低电压为0V)，直到t2时刻，同步整流管二次开通。
[t2～t3]阶段:
t2时刻，同步整流管SR二次开通,同步整流管SR承受的电压变为0V；同步整流管SR中从漏极到源极流过负向电流；初级侧功率开关管S1承受的电压为(Vin+nVout)；初级侧功率开关管S1流过的电流为0，直到t3时刻，同步整流管SR再次关断。
[t3～t4]阶段:
t3时刻，同步整流管SR再次关断，变压器电感与寄生电容CEQ再次震荡，由于t2～t3时段负向电流的注入，使得初级侧功率开关管S1的电压震荡的振幅大于Vin，在t4时刻初级侧功率开关管S1承受的电压小于第三阈值
VDS_ZVS，从而可以实现初级侧功率开关管S1的零电压开通。
[t4～t5]阶段:
t4时刻初级侧功率开关管S1承受的电压小于第三阈值VDS_ZVS，此时开通初级侧功率开关管S1，流经初级侧功率开关管的电流线性上升，直到峰值电流，关断初级侧功率开关管，此后重复之前的过程。
请参照图6，图6为本发明第二实施例中为用于反激变换器电路的控制装置的结构示意图。在本实施例中，检测电路121检测反激变换器电路的电压源的电压以获得输入电压Vin；初级侧控制器123电性连接于初级侧功率开关管 S1、检测电路121及隔离器124，初级侧控制器123接收并判断检测电路121 输出的输入电压Vin的高低并输出判断结果，并根据判断结果判断初级侧功率开关管S1工作模式；次级侧控制器122电性连接于同步整流管SR及隔离器 124，次级侧控制器122根据判断结果控制同步整流管SR是否二次开通；隔离器124电性连接于次级侧控制器122及初级侧控制器123，用以电气隔离次级侧控制器122及初级侧控制器123并进行信号传递。
请参照图7，图7为本发明第三实施例中为用于反激变换器电路的结构示意图，反激变换器电路还包括与同步整流管SR并联的开关组件S2，在需要二次开通次级侧整流单元时，仅开通开关组件S2而不开通同步整流管SR，其中在本实施例中，开关组件S2为晶体管，但本发明并不以此为限。由于为实现初级侧功率开关管的零电压开通，所需次级侧反向电流值较小，因此可以选择在需要次级侧整流单元二次开通时，仅仅开通并联的这个额定电流值较小的开关组件，相对于额定电流值较大的功率开关器件，额定电流值较小的功率开关器件的驱动损耗要小。
请参照图8，图8为本发明第四实施例中为用于反激变换器电路的控制装置的结构示意图。图8示出反激变换器电路的控制装置与图4示出的反激变换器电路的控制装置的结构大致相同，检测电路121检测该反激变换器电路的输出功率，控制装置12将输出功率与第二阈值比较，当输出功率小于或等于一第二阈值时，生成输出功率为低功率的判断结果，并根据判断结果控制次级侧整流单元在初级侧功率开关管开通前开通两次；当输出功率大于第二阈值时，控制装置生成输出功率为高功率的判断结果，并根据判断结果控制次级侧整流单元在初级侧功率开关管开通前仅开通一次，第二阈值小于反激变换器电路满载时的输出功率。
值得注意的是，检测电路121可以通过检测流过初级侧开关管的电流以获得输出功率，或，检测流过次级侧整流单元的电流以获得输出功率，或，检测反激变换器的输出电流以获得输出功率，本发明并不以此为限。
进一步地，当输出功率为高功率时，检测电路121还检测该反激变换器电路的输入电压，控制装置12将反激变换器电路的输入电压与第一阈值比较，当输入电压大于或等于第一阈值时，生成输入电压为高电压的判断结果，控制装置根据判断结果控制次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0 后继续导通一段时间；当输入电压小于第一阈值时，生成输入电压为低电压的判断结果，控制装置根据判断结果控制次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0时关断。其中第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为反激变换器电路的输出电压，n为反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
控制装置12还包含次级侧控制器122、初级侧控制器123及隔离器124；其中，次级侧控制器122电性连接于同步整流管SR、检测电路121及隔离器 124，次级侧控制器122接收并判断检测电路121输出的输出功率的高低并输出判断结果，并接收检测电路121根据次级侧整流单元的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压获得的输入电压，次级侧控制器122判断输出功率和输入电压的高低并输出判断结果，并根据判断结果设定次级侧控制器的工作模式；初级侧控制器123电性连接于初级侧功率开关管S1及隔离器124，初级侧控制器123根据判断结果设定初级侧控制器123的工作模式；隔离器124 电性连接于次级侧控制器122及初级侧控制器123，用以电气隔离次级侧控制器122及初级侧控制器123并进行信号传递。
进一步地，初级侧控制器123检测初级侧功率开关管S1的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在极间电压VDS_SL小于第三阈值VDS_ZVS时开通初级侧功率开关管S1，其中，第三阈值VDS_ZVS设定为小于(Vin-nVout)，其中，Vin为反激变换器电路的输入电压，n为反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为反激变换器电路的输出电压。
在另一实施例中，与图8示出的反激变换器电路的控制装置不同的是，初级侧控制器123接收检测电路121根据流经初级侧功率开关管电流获得的输出功率，并接收检测电路检测电压源获得的输入电压，初级侧控制器判断输出功率和输入电压的高低并输出判断结果，并根据判断结果设定初级侧控制器的工作模式；次级侧控制器根据判断结果设定次级侧控制器的工作模式。
请参照图9，图9为本发明第五实施例中为用于反激变换器电路的控制装置的结构示意图。在本实施例中，反激变换器电路初级侧的钳位电路为有源钳位电路，但不限于此。在本实施例中，控制装置12包含第一检测电路1211、第二检测电路1212、次级侧控制器122、初级侧控制器123及隔离器124；初级侧控制器123电性连接于初级侧功率开关管S1及第一检测电路1211，接收第一检测电路1211检测电压源获得的输入电压Vin，初级侧控制器123判断输入电压Vin的高低并输出一第一判断结果；次级侧控制器122电性连接于同步整流管SR及第二检测电路1212，次级侧控制器122接收第二检测电路1212 根据流经同步整流管SR电流或输出电流获得的输出功率，次级侧控制器122 判断输出功率的高低并输出第二判断结果；初级侧控制器123根据第一判断结果及第二判断结果设定初级侧控制器123工作模式，次级侧控制器122根据第一判断结果及第二判断结果设定次级侧控制器122的工作模式；隔离器124 电性连接于次级侧控制器122及初级侧控制器123，用以在次级侧控制器122 及初级侧控制器12之间进行信号传递。
在另一实施例中，与图9示出的控制装置不同的是，初级侧控制器123 接收第一检测电路1211根据流经初级侧功率开关管S1电流获得的输出功率，初级侧控制器123判断输出功率的高低并输出第一判断结果；次级侧控制器 122电性连接于同步整流管SR及第二检测电路1212，次级侧控制器122接收第二检测电路1212根据同步整流管SR的源极(第一端)与漏极(第二端) 之间的极间电压获得的输入电压Vin，次级侧控制器122判断输入电压Vin的高低并输出一第二判断结果；初级侧控制器123根据第一判断结果及第二判断结果设定初级侧控制器123的工作模式，次级侧控制器122根据第一判断结果及第二判断结果设定次级侧控制器122的工作模式；隔离器124电性连接于次级侧控制器122及初级侧控制器123，用以在次级侧控制器122及初级侧控制器 123之间进行信号传递。
在再一实施例中，与图9示出的控制装置原理不同的是，初级侧控制器 123接收第一检测电路1211检测电压源获得的输入电压Vin，初级侧控制器123 判断输入电压Vin的高低并输出判断结果；次级侧控制器122电性连接于同步整流管SR及第二检测电路1212，次级侧控制器122接收第二检测电路1212 根据流经同步整流管SR电流或输出电流获得的输出功率，次级侧控制器122 判断输出功率的高低并输出一第二判断结果；初级侧控制器123根据第一判断结果及第二判断结果设定初级侧控制器123的工作模式，次级侧控制器122 根据第一判断结果及第二判断结果设定次级侧控制器122的工作模式；隔离器 124电性连接于次级侧控制器122及初级侧控制器123，用以在次级侧控制器 122及初级侧控制器123之间进行信号传递。
在又一实施例中，与图9示出的控制装置不同的是，初级侧控制器123 接收第一检测电路1211检测电压源获得的输入电压Vin和/或检测电路根据流经初级侧功率开关管S1电流获得的输出功率，初级侧控制器123判断输入电压Vin和/或输出功率的高低并输出判断结果，并根据判断结果设定初级侧控制器123的工作模式；次级侧控制器122电性连接于同步整流管SR及第二检测电路1212，次级侧控制器122接收第二检测电路1212根据同步整流管SR的源极(第一端)与漏极(第二端)之间的极间电压获得的输入电压Vin，和/或第二检测电路1212根据流经同步整流管SR电流或输出电流获得的输出功率，次级侧控制器122判断输入电压Vin和/或输出功率的高低并输出判断结果，并根据判断结果设定次级侧控制器122的工作模式。
以下结合图4具体说明本发明一实施例中用于反激变换器电路的控制装置的具体工作过程：输入电压检测电路通过检测同步整流管源极和漏极之间在初级侧功率开关管导通期间的电压VDS_SR＝(Vin/n+Vout)得到输入电压。次级侧控制器接收输入电压信号并判断输入电压的高低。当VDS_SR>＝2Vout时，谷底开通不能实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，因此可在次级侧控制器内设定第一阈值Vin_HL＝2Vout；当VDS_SR>＝Vin_HL时，次级侧控制器判断输入电压为高电压，输出判定信号Vin_signal为高；当VDS_SR<Vin_HL时，次级侧控制器判断输入电压为低电压，输出判定信号Vin_signal为低；Vin_signal信号通过隔离器传递给初级侧控制器，并据此来判断初级侧开关管工作模式。因为输入电压不会快速变化，隔离器可以为光耦，隔离变压器等低速器件，但不以此为限。
初级侧控制器通过判定信号Vin_signal来判断初级侧开关管工作模式：当 Vin_signal为低时，意味着输入电压为低电压，初级侧开关管工作模式为普通模式，即检测初级侧功率开关管漏极和源极之间的电压，当其漏极和源极之间的电压达到谷底电压值时开通初级侧功率开关管；当Vin_signal为高时，意味着输入电压为高电压，其工作模式二次导通模式，即当初级侧功率开关管漏极和源极之间的电压小于第三阈值VDS_ZVS时开通初级侧功率开关管。第三阈值 VDS_ZVS小于谷底电压值，可以设定为5～15V区间。根据电路工作原理可以知道，在Vin_signal为高时，在同步整流管二次开通前，初级侧功率开关管漏极和源极之间的电压保持大于VDS_ZVS的状态；同步整流管二次开通后，初级侧功率开关管漏极和源极之间的电压会下降到小于VDS_ZVS的状态，初级侧控制器检测到初级侧功率开关管漏极和源极之间的电压VDS_SL小于第三阈值VDS_ZVS时，开通初级侧功率开关管，实现其零电压开通(ZVS)。
请再参照图5和图10，图10为同步整流管的峰值电流与二次开通时刻所在谷底关系的原理图。同步整流管二次开通的时刻会对电路效率产生较大影响，主要体现在两方面：
(1)同步整流管二次开通时刻对同步整流管开关损耗产生较大影响，通过控制同步整流管的二次开通的时刻，可以实现同步整流管二次开通的零电压开通(ZVS)，以减小开关损耗，如图5所示。在同步整流管一次开通，次级侧线圈电流降为零后，同步整流管的源极和漏极间电压开始震荡，峰值为2 倍的Vout，谷值为0V，因此选择在谷值时二次开通同步整流管可以实现其零电压开通(ZVS)。
(2)同步整流管二次开通时刻会影响开关频率，从而对电路轻载时的效率产生较大的影响。随着负载的变化，通过次级侧控制器来选择同步整流管的二次开通时刻在第m个谷底，m为正整数，从而可以实现对开关频率的控制，使其保持在一个合理的范围内，由此可以提高轻载效率。负载大小的判断可以有两种方式：优选的一实施例中可以通过判断ISR_pk的大小来实现，其中ISR_pk为同步整流管SR的峰值电流，ISR_pk的大小与二次开通时刻所在谷底之间的关系如图10所示。在另一实施例中，可通过判断流经初级侧功率开关管的峰值电流来判断负载大小，并将判定结果通过隔离器传送给次级侧控制器。
本发明的用于反激变换器电路的控制方法及控制装置具有如下优点：
1.初级侧功率开关管可以在不增加额外功率器件的基础上实现全输入电压范围，全负载范围的零电压开通(ZVS)；
2.在实现初级侧功率开关管的零电压开通的同时，兼顾了提高轻载效率以及减小相应控制策略带来的损耗。
需要说明的是：以上实施例仅仅用以说明本发明，而并非限制本发明所描述的技术方案；同时，尽管本说明书参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，但是，本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换；因此，一切不脱离本发明的精神和范围的技术方案及其改进，均应涵盖在本发明所附权利要求的保护范围之内。

Claims (70)

1.一种用于反激变换器电路的控制方法，所述反激变换器电路包括初级侧功率开关管、次级侧整流单元、一变压器和一输出电容，所述次级侧整流单元包括一第一端与一第二端，分别与所述变压器和所述输出电容电气连接，其特征在于，将所述反激变换器电路的输入电压与第一阈值比较；当所述输入电压大于或等于第一阈值时，生成所述输入电压为高电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元开通两次后，开通所述初级侧功率开关管，以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述变压器包括一激磁电感，所述次级侧整流单元包括一同步整流管，其中在所述次级侧整流单元第二次导通期间，当一自所述同步整流管的漏极流过其源极的反向电流到达一给定值时关断所述同步整流管，所述激磁电感与所述初级侧功率开关管的寄生电容发生谐振,以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当所述输入电压小于所述第一阈值时，所述控制装置生成所述输入电压为低电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前仅开通一次。
4.如权利要求1或3所述的控制方法，其特征在于，所述第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为所述反激变换器电路的输出电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
5.如权利要求1或3所述的控制方法，其特征在于，通过检测在初级侧功率开关管导通期间所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR_1以获得所述输入电压Vin，其中
Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)；
其中，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
6.如权利要求1或3所述的控制方法，其特征在于，通过检测初级侧的电压源获得所述输入电压Vin。
7.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，还包含以下步骤：进一步判断所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值是否到达波形的谷底值，并且当所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值到达波形的谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通。
8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，在所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的波形的第m个谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通，其中根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。
9.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通所述初级侧功率开关管。
10.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL小于一第三阈值时开通所述初级侧功率开关管，其中，所述第三阈值设定为小于(Vin-nVout)，其中，Vin为所述反激变换器电路的输入电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
11.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述次级侧整流单元包括一同步整流管以及与所述同步整流管并联的开关组件，在需要第二次开通所述次级侧整流单元时，仅开通所述开关组件而不开通所述同步整流管。
12.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述次级侧整流单元包括二极管以及与所述二极管并联的开关组件。
13.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，根据所述反激变换器电路的输入电压形成一参考电流基准，根据所述参考电流基准对所述次级侧整流单元第二次导通期间的电流峰值进行控制，以控制所述次级侧整流单元第二次开通时的导通时间。
14.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器电路包括RCD钳位电路或有源钳位电路。
15.一种用于反激变换器电路的控制装置，所述反激变换器电路包括初级侧功率开关管、次级侧整流单元、一变压器和一输出电容，所述次级侧整流单元包括一第一端与一第二端，分别与所述变压器和所述输出电容电气连接，其特征在于，所述控制装置电性连接于所述初级侧功率开关管和所述次级侧整流单元，所述控制装置将该反激变换器电路的输入电压与第一阈值比较，当所述输入电压大于或等于第一阈值时，生成所述输入电压为高电压的判断结果，根据所述判断结果，控制所述次级侧整流单元开通两次后，开通所述初级侧功率开关管，以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
16.如权利要求15所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置还包括至少一检测电路，用于检测该反激变换器电路的输入电压。
17.如权利要求16所述的控制装置，其特征在于，所述变压器包括一激磁电感，所述次级侧整流单元包括一同步整流管，其中在所述次级侧整流单元第二次导通期间，当一自所述同步整流管的漏极流过其源极的反向电流到达一给定值时关断所述同步整流管，所述激磁电感与所述初级侧功率开关管的寄生电容发生谐振,以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
18.如权利要求16所述的控制装置，其特征在于，当所述输入电压小于所述第一阈值时，所述控制装置生成所述输入电压为低电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前仅开通一次。
19.如权利要求16或18所述的控制装置，其特征在于，所述第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为所述反激变换器电路的输出电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
20.如权利要求16或18所述的控制装置，其特征在于，所述检测电路检测在初级侧功率开关管导通期间所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR_1以获得所述输入电压Vin，其中
Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)；
其中，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
21.如权利要求16或18所述的控制装置，其特征在于，所述检测电路检测初级侧的电压源获得所述输入电压Vin。
22.如权利要求16所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包含：
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述检测电路，所述次级侧控制器接收所述检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压Vin，所述次级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定次级侧控制器的工作模式，或接收所述检测电路根据流经所述次级侧整流单元电流或输出电流获得的输出功率，并接收所述检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压，所述次级侧控制器判断所述输出功率和所述输入电压的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定次级侧控制器的工作模式；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管，所述初级侧控制器根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式；以及
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
23.如权利要求16所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包含：
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述检测电路，接收所述检测电路检测电压源获得的输入电压Vin，所述初级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式，或接收所述检测电路根据流经所述初级侧功率开关管电流获得的输出功率，并接收所述检测电路检测电压源获得的输入电压，所述初级侧控制器判断所述输出功率和所述输入电压的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式；
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元，所述次级侧控制器根据所述判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式；以及
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
24.如权利要求16所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包括次级侧控制器，所述次级侧控制器进一步判断所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值是否到达波形的谷底值，并且当所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值到达波形的谷底值时，所述次级侧控制器使所述次级侧整流单元第二次开通。
25.如权利要求24所述的控制装置，其特征在于，所述次级侧控制器进一步在所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的波形的第m个谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通，其中所述次级侧控制器根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。
26.如权利要求18所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包括初级侧控制器，所述初级侧控制器检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通所述初级侧功率开关管。
27.如权利要求16所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包括初级侧控制器，所述初级侧控制器检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL小于第三阈值时开通所述初级侧功率开关管，其中，所述第三阈值设定为小于(Vin-nVout)，其中，Vin为所述反激变换器电路的输入电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
28.如权利要求15所述的控制装置，其特征在于，所述次级侧整流单元包括一同步整流管以及与所述同步整流管并联的开关组件，在需要第二次开通所述次级侧整流单元时，仅开通所述开关组件而不开通所述同步整流管。
29.如权利要求15所述的控制装置，其特征在于，所述次级侧整流单元包括二极管以及与所述二极管并联的开关组件。
30.如权利要求16所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置根据所述反激变换器电路的输入电压形成一参考电流基准，根据所述参考电流基准对所述次级侧整流单元二次导通期间的电流峰值进行控制，以控制所述次级侧整流单元二次开通时的导通时间。
31.如权利要求15所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器电路包括RCD钳位电路或有源钳位电路。
32.一种用于反激变换器电路的控制方法，所述反激变换器电路包括初级侧功率开关管、次级侧整流单元、一变压器和一输出电容，所述次级侧整流单元包括一第一端与一第二端，分别与所述变压器和所述输出电容电气连接，其特征在于，将所述反激变换器电路的输出功率与一第二阈值比较；当所述输出功率小于或等于一第二阈值时，生成所述输出功率为低功率的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元开通两次后，开通所述初级侧功率开关管，以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
33.如权利要求32所述的控制方法，其特征在于，所述变压器包括一激磁电感，所述次级侧整流单元包括一同步整流管，其中在所述次级侧整流单元第二次导通期间，当一自所述同步整流管的漏极流过其源极的反向电流到达一给定值时关断所述同步整流管，所述激磁电感与所述初级侧功率开关管的寄生电容发生谐振,以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
34.如权利要求32所述的控制方法，其特征在于，当所述输出功率大于所述第二阈值时，所述控制装置生成所述输出功率为高功率的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前仅开通一次；
当所述输出功率为高功率时，将所述反激变换器电路的输入电压与第一阈值比较，以及
当所述输入电压大于或等于第一阈值时，生成所述输入电压为高电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0后继续导通一段时间。
35.如权利要求34所述的控制方法，其特征在于，当所述输出功率为高功率，所述输入电压小于第一阈值时，生成所述输入电压为低电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0时关断。
36.如权利要求34或35所述的控制方法，其特征在于，所述第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为所述反激变换器电路的输出电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
37.如权利要求34或35所述的控制方法，其特征在于，通过检测在初级侧功率开关管导通期间所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR_1以获得所述输入电压Vin，其中
Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)；
其中，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
38.如权利要求34或35所述的控制方法，其特征在于，通过检测初级侧的电压源获得所述输入电压Vin。
39.如权利要求32或34所述的控制方法，其特征在于，所述第二阈值小于所述反激变换器电路满载时的输出功率。
40.如权利要求32或34所述的控制方法，其特征在于，通过检测流过初级侧开关管的电流，流过次级侧整流单元的电流或所述反激变换器电路的输出电流以获得所述输出功率。
41.如权利要求32所述的控制方法，其特征在于，还包含以下步骤：进一步判断所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值是否到达波形的谷底值，并且当所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值到达波形的谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通。
42.如权利要求41所述的控制方法，其特征在于，在所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的波形的第m个谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通，其中根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。
43.如权利要求35所述的控制方法，其特征在于，检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通所述初级侧功率开关管。
44.如权利要求32或34所述的控制方法，其特征在于，检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL小于一第三阈值时开通所述初级侧功率开关管，其中，所述第三阈值设定为小于(Vin-nVout)，其中，Vin为所述反激变换器电路的输入电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
45.如权利要求32所述的控制方法，其特征在于，所述次级侧整流单元包括一同步整流管以及与所述同步整流管并联的开关组件，在需要第二次开通所述次级侧整流单元时，仅开通所述开关组件而不开通所述同步整流管。
46.如权利要求32所述的控制方法，其特征在于，所述次级侧整流单元包括二极管以及与所述二极管并联的开关组件。
47.如权利要求32所述的控制方法，其特征在于，根据所述反激变换器电路的输入电压形成一参考电流基准，根据所述参考电流基准对所述次级侧整流单元第二次导通期间的电流峰值进行控制，以控制所述次级侧整流单元第二次开通时的导通时间。
48.如权利要求32所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器电路包括RCD钳位电路或有源钳位电路。
49.一种用于反激变换器电路的控制装置，所述反激变换器电路包括初级侧功率开关管、次级侧整流单元、一变压器和一输出电容，所述次级侧整流单元包括一第一端与一第二端，分别与所述变压器和所述输出电容电气连接，其特征在于，所述控制装置电性连接于所述初级侧功率开关管和所述次级侧整流单元，将所述输出功率与第二阈值比较，当所述输出功率小于或等于一第二阈值时，生成所述输出功率为低功率的判断结果，根据所述判断结果，控制所述次级侧整流单元开通两次后，开通所述初级侧功率开关管，以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
50.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，所述变压器包括一激磁电感，所述次级侧整流单元包括一同步整流管，其中在所述次级侧整流单元第二次导通期间，当一自所述同步整流管的漏极流过其源极的反向电流到达一给定值时关断所述同步整流管，所述激磁电感与所述初级侧功率开关管的寄生电容发生谐振,以实现所述初级侧功率开关管的零电压开通。
51.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，当所述输出功率大于所述第二阈值时，所述控制装置生成所述输出功率为高功率的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在所述初级侧功率开关管开通前仅开通一次；
当所述输出功率为高功率时，检测电路还检测该反激变换器电路的输入电压，所述控制装置将所述反激变换器电路的输入电压与第一阈值比较，以及当所述输入电压大于或等于第一阈值时，所述控制装置生成所述输入电压为高电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0后继续导通一段时间。
52.如权利要求51所述的控制装置，其特征在于，当所述输出功率为高功率，所述输入电压小于第一阈值时，所述控制装置生成所述输入电压为低电压的判断结果，并根据所述判断结果控制所述次级侧整流单元在流过次级侧整流单元的电流降为0时关断。
53.如权利要求51或52所述的控制装置，其特征在于，所述第一阈值Vin_HL≥nVout，Vout为所述反激变换器电路的输出电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比。
54.如权利要求51或52所述的控制装置，其特征在于，所述检测电路检测在初级侧功率开关管导通期间所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR_1以获得所述输入电压Vin，其中
Vin＝n(VDS_SR_1-Vout)；
其中，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
55.如权利要求51或52所述的控制装置，其特征在于，所述检测电路检测初级侧的电压源获得所述输入电压Vin。
56.如权利要求49或51所述的控制装置，其特征在于，所述第二阈值小于所述反激变换器电路满载时的输出功率。
57.如权利要求49或51所述的控制装置，其特征在于，至少一检测电路通过检测流过初级侧开关管电流、流过次级侧整流单元电流或所述反激变换器电路的输出电流以获得所述输出功率。
58.如权利要求54所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包含：
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述检测电路，所述次级侧控制器接收所述检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压Vin，所述次级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定次级侧控制器的工作模式，或接收所述检测电路根据流经所述次级侧整流单元电流或输出电流获得的输出功率，并接收所述检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压，所述次级侧控制器判断所述输出功率和所述输入电压的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定次级侧控制器的工作模式；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管，所述初级侧控制器根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式；以及
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
59.如权利要求55所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包含：
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述检测电路，接收所述检测电路检测电压源获得的输入电压Vin，所述初级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式，或接收所述检测电路根据流经所述初级侧功率开关管电流获得的输出功率，并接收所述检测电路检测电压源获得的输入电压，所述初级侧控制器判断所述输出功率和所述输入电压的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式；
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元，所述次级侧控制器根据所述判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式；以及
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
60.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包含：
一第一检测电路与一第二检测电路；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述第一检测电路，接收所述第一检测电路检测电压源获得的输入电压Vin，所述初级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出一第一判断结果；
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述第二检测电路，所述次级侧控制器接收所述第二检测电路根据流经所述次级侧整流单元电流或输出电流获得的输出功率，所述次级侧控制器判断所述输出功率的高低并输出一第二判断结果；
所述初级侧控制器根据所述第一判断结果及所述第二判断结果设定所述初级侧控制器工作模式，所述次级侧控制器根据所述第一判断结果及所述第二判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式；
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
61.如权利要求54所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包含：
一第一检测电路与一第二检测电路；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述第一检测电路，接收所述检测电路根据流经所述初级侧功率开关管电流获得的输出功率，所述初级侧控制器判断所述输出功率的高低并输出一第一判断结果；
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述第二检测电路，所述次级侧控制器接收所述检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压Vin，所述次级侧控制器判断所述输入电压Vin的高低并输出一第二判断结果；
所述初级侧控制器根据所述第一判断结果及所述第二判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式，所述次级侧控制器根据所述第一判断结果及所述第二判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式；
隔离器，电性连接于所述次级侧控制器及所述初级侧控制器，用以在所述次级侧控制器及所述初级侧控制器之间进行信号传递。
62.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包含：
一第一检测电路与一第二检测电路；
初级侧控制器，电性连接于所述初级侧功率开关管及所述第一检测电路，接收所述第一检测电路检测所述电压源获得的输入电压Vin和/或所述检测电路根据流经所述初级侧功率开关管电流获得的输出功率，所述初级侧控制器判断所述输入电压Vin和/或所述输出功率的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述初级侧控制器的工作模式；以及
次级侧控制器，电性连接于所述次级侧整流单元及所述第二检测电路，所述次级侧控制器接收所述第二检测电路根据所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压获得的所述输入电压Vin，和/或所述第二检测电路根据流经所述次级侧整流单元电流或输出电流获得的输出功率，所述次级侧控制器判断所述输入电压Vin和/或所述输出功率的高低并输出判断结果，并根据所述判断结果设定所述次级侧控制器的工作模式。
63.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包括次级侧控制器，所述次级侧控制器进一步判断所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值是否到达波形的谷底值，并且当所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的瞬时值到达波形的谷底值时，所述次级侧控制器使所述次级侧整流单元第二次开通。
64.如权利要求63所述的控制装置，其特征在于，所述次级侧控制器进一步在所述次级侧整流单元的第一端与第二端之间的极间电压VDS_SR的波形的第m个谷底值时，使所述次级侧整流单元第二次开通，其中所述次级侧控制器根据反激变换器电路负载的大小来确定m的值，m取正整数，并且其中负载越大，m值越小。
65.如权利要求52所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包括初级侧控制器，所述初级侧控制器检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL的波形到达谷底时开通所述初级侧功率开关管。
66.如权利要求49或51所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置包括初级侧控制器，所述初级侧控制器检测所述初级侧功率开关管的漏极与源极之间的极间电压VDS_SL，并在所述极间电压VDS_SL小于第三阈值时开通所述初级侧功率开关管，其中，所述第三阈值设定为小于(Vin-nVout)，其中，Vin为所述反激变换器电路的输入电压，n为所述反激变换器电路的初级侧线圈与次级侧线圈的匝数比，Vout为所述反激变换器电路的输出电压。
67.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，所述次级侧整流单元包括一同步整流管以及与所述同步整流管并联的开关组件，在需要第二次开通所述次级侧整流单元时，仅开通所述开关组件而不开通所述同步整流管。
68.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，所述次级侧整流单元包括二极管以及与所述二极管并联的开关组件。
69.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置根据所述反激变换器电路的输入电压形成一参考电流基准，根据所述参考电流基准对所述次级侧整流单元二次导通期间的电流峰值进行控制，以控制所述次级侧整流单元二次开通时的导通时间。
70.如权利要求49所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器电路包括RCD钳位电路或有源钳位电路。
CN201611108738.5A 2016-12-06 2016-12-06 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置 Active CN108155799B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201611108738.5A CN108155799B (zh) 2016-12-06 2016-12-06 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
TW106105390A TWI628905B (zh) 2016-12-06 2017-02-17 用於返馳變換器電路之控制方法及控制裝置
US15/662,301 US9991811B1 (en) 2016-12-06 2017-07-28 Control method and control apparatus for flyback circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201611108738.5A CN108155799B (zh) 2016-12-06 2016-12-06 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108155799A CN108155799A (zh) 2018-06-12
CN108155799B true CN108155799B (zh) 2020-09-11

Family

ID=62235607

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201611108738.5A Active CN108155799B (zh) 2016-12-06 2016-12-06 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9991811B1 (zh)
CN (1) CN108155799B (zh)
TW (1) TWI628905B (zh)

Families Citing this family (52)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20170117813A1 (en) * 2015-10-21 2017-04-27 Quanta Computer Inc. Method and system for testing a power supply unit
US9998021B2 (en) * 2016-10-25 2018-06-12 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Forced zero voltage switching flyback converter
US10333417B2 (en) * 2017-04-10 2019-06-25 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Device and method for controlling flyback converter
CN107132404B (zh) * 2017-05-15 2019-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 检测方法、检测电路、控制器及开关电源
US10574147B2 (en) * 2018-01-16 2020-02-25 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for zero voltage switching using flyback converters
WO2019155379A1 (en) 2018-02-12 2019-08-15 Silanna Asia Pte Ltd Quasi-resonant flyback converter controller
CN108872835B (zh) * 2018-07-02 2024-02-13 广州金升阳科技有限公司 一种检测电路
US10560012B1 (en) * 2018-07-27 2020-02-11 Richtek Technology Corporation ZVS control circuit for use in a flyback power converter
TWI678871B (zh) * 2018-08-07 2019-12-01 台達電子工業股份有限公司 電源轉換器
CN113489328B (zh) * 2018-11-08 2024-02-27 立锜科技股份有限公司 零电压切换控制电路与返驰式电源供应电路及其控制方法
CN109639149B (zh) 2018-12-26 2020-07-28 西安华为技术有限公司 一种acf变换器、电压变换方法及电子设备
US11211874B2 (en) * 2019-02-08 2021-12-28 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Flyback converter with no-load power control for reduced power consumption
WO2020181539A1 (zh) * 2019-03-13 2020-09-17 深圳欣锐科技股份有限公司 有源钳位电路及其制造方法和有源钳位系统
EP3966921B1 (en) * 2019-06-27 2024-08-14 Tridonic GmbH & Co. KG Synchronous flyback converter for driving led loads
CN110266195A (zh) * 2019-07-23 2019-09-20 上海麟荣电子技术有限公司 一种反激电路
CN110649817B (zh) * 2019-09-25 2021-02-23 广州金升阳科技有限公司 一种有源钳位反激变换器的多模式控制方法
CN110611431B (zh) * 2019-09-30 2020-06-23 东南大学 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法
CN110768510B (zh) 2019-09-30 2022-09-20 上海矽力杰微电子技术有限公司 控制电路和方法以及功率变换器
TWI721802B (zh) * 2019-10-24 2021-03-11 立錡科技股份有限公司 用以控制返馳式電源供應電路之切換控制電路及方法
CN113179006B (zh) * 2019-11-08 2023-10-27 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 零电压开通控制电路、方法及应用其的开关电源
CN113141118B (zh) * 2019-11-08 2023-04-28 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路以及应用其的开关变换器
CN110752755B (zh) * 2019-12-10 2021-07-20 成都芯源系统有限公司 同步整流的开关电源电路、副边控制电路及其方法
CN111130352A (zh) * 2019-12-24 2020-05-08 安克创新科技股份有限公司 一种反激式开关电源的控制方法
JP2021132477A (ja) * 2020-02-20 2021-09-09 矢崎総業株式会社 電源装置
CN111525806B (zh) * 2020-04-07 2021-02-26 浙江大学 一种ac-dc电源转换装置
TWI742685B (zh) * 2020-05-22 2021-10-11 加拿大商萬國半導體國際有限合夥公司 返馳式轉換器及返馳式轉換器的控制方法
US11431252B2 (en) 2020-05-22 2022-08-30 Alpha And Omega Semiconductor International Lp Flyback converter and control method thereof
CN111865088B (zh) * 2020-07-09 2021-07-20 无锡芯朋微电子股份有限公司 一种用于同步整流的控制电路
US11641165B2 (en) 2020-09-30 2023-05-02 Innoscience (Suzhou) Technology Co., Ltd. Flyback converter and method of operating the same
WO2022067657A1 (en) 2020-09-30 2022-04-07 Innoscience (Suzhou) Technology Co., Ltd. Flyback converter and method of operating the same
CN112098708B (zh) * 2020-11-23 2021-02-02 成都市易冲半导体有限公司 用于次级边pd控制器的线电压信息检测电路及检测方法
CN112821726B (zh) * 2021-01-19 2022-03-29 张亚尔 开关电源电路及方法
CN115211017A (zh) * 2021-02-10 2022-10-18 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及电源适配器
CN113676052B (zh) * 2021-03-16 2023-10-20 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器及其控制方法
CN113708632B (zh) * 2021-03-16 2023-06-06 广州金升阳科技有限公司 反激变换器控制方法及其控制装置
CN113708634A (zh) * 2021-03-16 2021-11-26 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN113131749B (zh) * 2021-03-16 2022-06-14 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器及控制方法
CN113131748B (zh) * 2021-03-16 2022-09-13 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN113054848B (zh) * 2021-03-16 2022-07-19 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制装置及控制方法
CN113131746B (zh) * 2021-03-16 2022-08-19 广州金升阳科技有限公司 反激变换器控制方法及控制装置
CN113708635A (zh) * 2021-03-16 2021-11-26 广州金升阳科技有限公司 反激变换器的切换方法及控制装置
CN113381611B (zh) * 2021-03-16 2023-06-09 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN113708631B (zh) * 2021-03-16 2023-07-14 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器及其控制方法
CN112994490A (zh) * 2021-04-15 2021-06-18 深圳市皓文电子有限公司 一种flybackpfc电路系统及其控制方法
CN115378266A (zh) 2021-05-19 2022-11-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
CN114039487B (zh) * 2021-07-26 2024-06-25 杰华特微电子股份有限公司 不对称半桥反激变换器及其控制方法
CN113890378A (zh) * 2021-11-04 2022-01-04 力源科技有限公司 一种开关电源的控制方法和开关电源
US12040722B2 (en) 2021-11-10 2024-07-16 Stmicroelectronics S.R.L. Synchronous rectifier control circuit and method
US11552573B1 (en) 2021-11-10 2023-01-10 Stmicroelectronics S.R.L. Cycle-by-cycle reverse current limiting in ACF converters
US20230155516A1 (en) * 2021-11-18 2023-05-18 Microchip Technology Incorporated Secondary-side flyback converter controller
CN114421566B (zh) * 2022-01-20 2023-06-20 瀚昕微电子(无锡)有限公司 充电管理电路以及包含其的充电电路
CN115037159A (zh) * 2022-05-27 2022-09-09 上海华为数字能源技术有限公司 电源模组的控制电路、电源模组及电子设备

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103595253A (zh) * 2012-08-13 2014-02-19 弗莱克斯电子有限责任公司 一种降低mosfet开关损耗的新型控制方法
CN105896992A (zh) * 2016-05-27 2016-08-24 南京航空航天大学 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法
CN106033929A (zh) * 2015-03-16 2016-10-19 台达电子工业股份有限公司 一种功率转换器及其控制方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6069804A (en) * 1998-07-28 2000-05-30 Condor D.C. Power Supplies, Inc. Bi-directional dc-to-dc power converter
TWI389438B (zh) * 2009-11-02 2013-03-11 Analog Integrations Corp 高轉換效率之電壓轉換器
TWI446133B (zh) * 2010-04-14 2014-07-21 Monolithic Power Systems Inc Method and control device for tail current control isolated converter
CN102195492B (zh) * 2011-05-24 2014-04-16 成都芯源系统有限公司 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法
CN102723856B (zh) * 2012-07-02 2014-06-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源
TWI504113B (zh) * 2012-11-14 2015-10-11 Lite On Technology Corp 返馳式電源轉換器與電子裝置
US9318978B2 (en) * 2013-09-30 2016-04-19 Infineon Technologies Austria Ag Voltage converter with soft communication networks
US9899931B1 (en) * 2016-10-25 2018-02-20 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Zero voltage switching flyback converter for primary switch turn-off transitions

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103595253A (zh) * 2012-08-13 2014-02-19 弗莱克斯电子有限责任公司 一种降低mosfet开关损耗的新型控制方法
CN106033929A (zh) * 2015-03-16 2016-10-19 台达电子工业股份有限公司 一种功率转换器及其控制方法
CN105896992A (zh) * 2016-05-27 2016-08-24 南京航空航天大学 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN108155799A (zh) 2018-06-12
TWI628905B (zh) 2018-07-01
US20180159437A1 (en) 2018-06-07
US9991811B1 (en) 2018-06-05
TW201822449A (zh) 2018-06-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108155799B (zh) 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
TWI653810B (zh) 控制裝置及控制方法
CN111464036B (zh) 开关状态控制方法、控制电路及反激式变换器
CN100525036C (zh) 开关电源装置
WO2012153799A1 (ja) スイッチング電源装置
CN105932881A (zh) 全桥llc谐振变换器及其同步整流驱动方法
CN112054659A (zh) 零电压导通反激电路及其控制方法和控制电路
CN111181406B (zh) 同步整流电路及其控制电路和控制方法
CN111064366B (zh) 控制电路和方法以及谐振变换模块
CN107733235B (zh) 反激有源钳位电路及其控制方法
JP5481940B2 (ja) 電源装置
CN112701882B (zh) 反激式变换器的控制电路及控制方法
CN108696133B (zh) 控制装置及控制方法
CN112994464A (zh) 反激开关电路及其控制方法
CN108365766B (zh) Llc准谐振开关电源
TWI781808B (zh) 混合式返馳電路及控制方法
CN115776236A (zh) 半桥返驰式转换器及其控制方法
CN114679071A (zh) 非对称半桥反激式开关电源及其控制芯片和控制方法
JPH11285247A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2002374672A (ja) スイッチング電源装置
US11671032B2 (en) Control method for controlling resonance power converter, and resonance power converter
CN117118238A (zh) 半桥反激变换器的控制电路及控制方法
CN111355392A (zh) Llc谐振变换器的自适应同步整流控制系统及方法
CN211046766U (zh) 应用于电源转换器的二次侧的次级控制器
CN112636601A (zh) 应用于电源转换器的二次侧的次级控制器及其操作方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant