TWI678871B

TWI678871B - 電源轉換器

Info

Publication number: TWI678871B
Application number: TW107127461A
Authority: TW
Inventors: 宋海斌; Hai-bin SONG; 修伯萊斯羅; Huber Laszlo; 許道飛; Dao-fei XU; 章進法; Alpha Zhang; 伊凡納維克米蘭姆; Jovanovic Milan M.; 張建中; Chien Chung Chang
Original assignee: 台達電子工業股份有限公司; Delta Electronics, Inc.
Priority date: 2018-08-07
Filing date: 2018-08-07
Publication date: 2019-12-01
Also published as: TW202008701A

Abstract

一種返馳式電源轉換器包括一混和式嵌位電路及一相應的電源管理單元，其在整體線路及負載範圍內大致上優化了返馳式電源轉換器的性能。嵌位電路並聯返馳式變壓器的一次線圈，且其包括相互串聯的一具有開關及二極體之並聯電路及一具有電容及電阻之並聯電路。藉著檢測操作條件，電源管理單元將嵌位電路配置為一被動嵌位或一主動嵌位。於被動嵌位配置中，開關保持關閉。於主動嵌位配置中，開關在脈衝寬度調變(PMW)控制下工作，使得主開關中的零電壓開關(ZVS)導通。

Description

電源轉換器

本發明關於一種電源管理及控制方法以優化電源轉換器的性能，特別是關於一種返馳式電源轉換器。

寬能隙半導體元件(wide-band-gap semiconductor devices)的普及使用及目前外部電源供應的尺寸縮小需求，例如用於筆電、平板、移動式裝置、遊戲主機及印表機的變壓器(adapters)或充電器，持續推動高效能及高功密的電源轉換技術之大量開發及研究工作。一般來說，通過增加切換頻率可以縮小開關模式電源的尺寸，因為被動元件(例如變壓器、輸入及輸出濾波器)的尺寸在較高的切換頻率時可以縮小。

隨著矽基元件接近其理論性能極限，電源供應器的進一步性能改善變得更加困難。不過，新興的寬能隙元件(例如氮化鎵基元件及碳化矽基元件)因為其具有遠低於矽同類元件(silicon counterparts)的閘極電荷及輸出電容，預期能夠帶來未來增值的能效改善。由於寬能隙元件可以在較高的切換頻率下工作而不會降低效率，因而可以進一步降低電源供應器的尺寸。

在低功耗應用中，返馳式原型由於其簡單性及低成本而被廣泛使用。為了在高切換頻率下達到高效能，切換損耗必須降低。採用各種軟開關(soft-switching)技術可以達到減少切換損耗的目的，這些技術利用電路寄生元件，例如變壓器的漏電感(leakage inductance)及半導體元件的電容，在一降低的電壓下開啟(turn on)開關，或是在一降低的電流下關閉(turn off)開關。具體來說，在零電壓開關(zero-voltage-switching，ZVS))技術下，通過在一零電壓下開啟裝置來消除導通開關的耗損；在零電流開關(zero-current-switching，ZCS)技術下，通過在一零電流下關閉(turn-off)裝置來消除關閉開關的耗損。

返馳式電源轉換器的一個組成部分是箝位電路，其在主開關關閉(turn off)後用於處理儲存在返馳式變壓器之漏電感中的能量。一般來說，返馳式原型可以在各種箝位結構中實施。如圖1a及圖1b所示，兩個常見的箝位結構分別是RCD箝位及主動箝位(active clamp)。在RCD箝位中，儲存在返馳式變壓器之漏電感中的能量可以在箝位電阻(clamp resistor)中消除。在主動箝位中，儲存在漏電感中的能量可再循環使用於實現主開關之零電壓開關(ZVS)導通(turn-on)。特別注意地是，在RCD箝位結構中，主開關之零電壓開關(ZVS)的導通(turn-on)僅可以在輸入電壓V_IN低於N倍之輸出電壓V_O時達成，其中N是變壓器的線圈比例，也就是一次線圈的圈數及二次線圈的圈數比例。因此，由於零電壓開關(ZVS)及漏電感能量回收利用，主動箝位通常在一高負載及高輸入電壓之條件下表現出比RCD箝位更好的性能。相反地來說，在一低負載條件下，也就是當返馳式電源轉換器操作於不連續導通模式(discontinuous-conduction mode，DCM)且主動嵌位開關導通時，返馳式變壓器的磁化電感(magnetizing inductance)及電路寄生電容之間的共振幾乎消失殆盡，在一低輸入電壓(也就是V_IN<N*V_O)下主動嵌位中開關的導通(turn-on)耗損大於主開關中零電壓開關(ZVS)導通所降低的耗損。進一步來說，由於在一較輕負載下儲存在返馳式變壓器之漏電感中的能量幾乎忽略不計，RCD箝位通常在一較低負載及低輸入電壓(也就是V_IN<N*V_O)之條件下表現出比主動箝位更好的性能。

因此，需要一種在整體線路及負載範圍下，能優化性能的返馳式電源轉換器。

本發明提供一種返馳式電源轉換器，其具有一混和式嵌位電路及一相應的電源管理單元，混和式嵌位電路也就是一種具有被動RCD電路及主動箝位電路之特性的組合電路，其在整體線路及負載範圍內大致上優化了返馳式電源轉換器的性能。根據本發明中一實施例，嵌位電路並聯返馳式變壓器的一次線圈，且其包括相互串聯的一具有開關及二極體之並聯電路及一具有電容及電阻之並聯電路。藉著檢測操作條件，電源管理單元將嵌位電路配置為一被動嵌位或一主動嵌位。於被動嵌位配置中，開關保持關閉。於主動嵌位配置中，開關在脈衝寬度調變(PMW)控制下工作，使得主開關的零電壓開關(zero-voltage switch，ZVS)導通。在一實施例中，電源管理單元包括一輸入電壓感測電路、一輸出電流感測電路以及一提供啟用/禁用訊號之電路來控制箝位電路的開關。

為了達到上述之一或部份或全部目的或是其他目的，本發明實施例提供一種電源轉換器，用於接收一輸入電壓及提供一輸出電壓及一輸出電流至一負載。其包括：一變壓器，具有一次線圈及二次線圈，由該二次線圈將該輸出電壓及該輸出電流提供至該負載；一第一開關，耦接該一次線圈，當該第一開關導通(turn on)時，該第一開關耦接該輸入電壓至該一次線圈；一嵌位電路，包括一第一及一第二並聯電路且該第一及該第二並聯電路相互串聯，其中該第一並聯電路包括一第二開關及一嵌位二極體，該第二並聯電路包括一嵌位電容及一嵌位電阻，使得該嵌位電路根據該第二開關是關閉(close)或開啟(open)來提供一主動嵌位或一被動嵌位；一控制器，藉由週期性地導通(turn on)及關閉(turn off)該第一開關用以調控該輸出電壓或該輸出電流；以及，一電源管理單元，根據該電源轉換器的操作條件，用以啟用或禁用該第二開關的切換。

在一實施例中，電源管理單元使得該第二開關保持持續關閉(off)以用於該操作條件的一組。

在一實施例中，操作條件依據該輸入電壓、一通過該第一開關的電流、該輸出電壓、該輸出電流及一切換頻率的至少其中一個來決定。一實施例更包括耦接該二次線圈至該負載之一整流器，其中該操作條件依據一通過該整流器的電流來決定。

在一實施例中，電源轉換器操作於連續導通模式、不連續導通模式或一位於連續導通模式及不連續導通模式之間的臨界。

在一實施例中，電源管理單元優化轉換效率、元件應力、電磁干擾性能及變壓器性能的至少其中一個。

在一實施例中，電源管理單元根據該操作條件選定該電源轉換器操作於連續導通模式、不連續導通模式或一位於連續導通模式及不連續導通模式之間的臨界的至少其中一個。

在一實施例中，該第一開關及該第二開端於操作期間不會同時導通(turn on)。

在一實施例中，嵌位電路以並聯方式耦接該變壓器的該一次線圈。

在一實施例中，嵌位電路以並聯方式耦接該第一開關。

在一實施例中，第一開關於零電壓被導通(turn on)；或是當該輸入電壓大於該輸出電壓的N倍時，該第一開關於一電壓大致等於該輸入電壓及N倍的該輸出電壓之間的差值時導通(turn on)，其中N是該一次線圈圈數及該二次線圈圈數之比。

在一實施例中，該第二開關之一內建二極體(body diode)作為該嵌位二極體。

在一實施例中，更包括一濾波電容器並聯該負載，其中該濾波電容器及該負載耦接該變壓器之該二級線圈。在一實施例中，濾波電容器及該負載通過一整流二極體耦接該變壓器之該二級線圈。在一實施例中，該濾波電容器及該負載通過一第三開關耦接該變壓器之該二級線圈。其中該第三開關提供整流。

在一實施例中，當該第二開關禁斷(disable)時，該第一開關於通過該第一開關之一谷值電壓時導通(turn on)。

在一實施例中，該第二開關於通過該第一開關之一峰值電壓時導通(turn on)。

在一實施例中，其中該第一開關及該第二開關中至少其一包括一氮化鎵(GaN)開關或一碳化矽(SiC)開關。

在一實施例中，該第二開關包括一增強型氮化鎵(GaN)開關。其中該氮化鎵(GaN)開關通過開關的反向導通來承載一反向電流。

下方結合圖式提供詳細描述，以更能理解本發明。

200、500、600、700‧‧‧返馳式電源轉換器

201‧‧‧變壓器

202‧‧‧(嵌位)電容C

203‧‧‧(嵌位)電阻R

204‧‧‧(嵌位)二極體D

205‧‧‧嵌位開關(第二開關)

206‧‧‧主開關(第一開關)

207‧‧‧輸出電容(C_O)

208‧‧‧同步整流開關(第三開關)

209‧‧‧負載(Load)

220‧‧‧混合式嵌位電路

260‧‧‧控制表

261‧‧‧控制器

262‧‧‧電源管理單元

501、502、503‧‧‧MOSFET開關

601‧‧‧二極體

EN‧‧‧啟用訊號

I_O‧‧‧輸出電流

I_SW1‧‧‧主開關電流

I_SW2、I_SW3‧‧‧電流

SW₁、SW₂、SW₃‧‧‧控制訊號(Control signals)

V_IN‧‧‧輸入電壓

V_O‧‧‧輸出電壓

V_SW1‧‧‧主開關電壓

V_CTRL、V_GS1、V_OS2‧‧‧電壓

圖1a，是一種具有RCD箝位的習知返馳式電源轉換器。

圖1b，是一種具有主動箝位(active clamp)的習知返馳式電源轉換器。

圖2，是本發明一實施例中具有混合式箝位電路220的返馳式電源轉換器200之電路示意圖。

圖3，是本發明一實施例中關於輸出電流I_O及輸入電壓V_IN於主動箝位操作下及被動箝位操作下的所需操作區域。

圖4，是本發明一實施例中在圖3之操作點A及B下，輸入電壓V_IN、輸出電流I_O、啟用訊號EN、主開關206之開關控制訊號SW₁及嵌位開關205之開關控制訊號SW₂的訊號轉換圖。

圖5，是本發明一實施例中圖2之返馳式電源轉換器200中分別採用矽基金氧半場效電晶體(silicon Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)開關501、502及503以實現主開關206、嵌位開關205及同步整流開關208的返馳式電源轉換器500。

圖6，是本發明一實施例中圖5之返馳式電源轉換器中提供額外二極體601以實現被動嵌位結構之返馳式電源轉換器600。

圖7，是本發明另一實施例中具有混合式箝位電路720的返馳式電源轉換器700之電路示意圖。

圖8a，是當返馳式電源轉換器200以連續導通模式(CCM)在被動箝位操作下的時序波形圖。

圖8b，是當返馳式電源轉換器200於CCM/DCM邊界在被動箝位操作下的時序波形圖。

圖8c，是當返馳式電源轉換器200以不連續導通模式(DCM)在被動箝位操作下的時序波形圖。

圖9a，是當返馳式電源轉換器200以CCM在主動箝位操作下的時序波形圖。

圖9b，是當返馳式電源轉換器200於CCM/DCM邊界在主動箝位操作下的時序波形圖。

圖9c，是當返馳式電源轉換器200以DCM在主動箝位操作下的時序波形圖。

圖2是本發明一實施例中具有混合式箝位電路220的返馳式電源轉換器200之電路示意圖。如圖2所示，混合式箝位電路220並聯至返馳式變壓器201的一次線圈，且其包括相互串聯的一具有電容202及電阻203之並聯電路及一具有嵌位開關205及二極體204之並聯電路。圖2也示意出控制表260，其包括一控制器(Controller)261及一電源管理單元(Power Management)262。特別注意地是，控制器261及電源管理單元262可以透過硬體、軟體或任何軟體及硬體的組合來實施。一般而言，硬體實施包括類比數位電路(analog and digital circuits)，而軟體實施包括一或多個微控制器、類比數位信號處理器或是兩者，以指定控制器261和電源管理單元262 執行運算。

控制器261提供用於主開關206之控制訊號(Control signals)SW₁、用於嵌位開關205之控制訊號SW₂以及控制訊號SW₃(若有的話，用於同步整流開關208)以調控輸出電壓、輸出電流或兩者。在圖2所示之實施例中，控制器261依據通過輸出電容207之感測輸出電壓V_O、流經負載209之感測輸出電流I_O、感測主開關電流I_SW1、感測主開關電壓V_SW1以及由電源管理單元262提供之主動箝位啟用訊號EN，以產生輸出控制序號。不過，控制器261也可以通過感測其他轉換器的變量來實施。此外，若僅調控一個輸出變量(例如輸出電壓V_O或輸出電流I_O)，則不需感測未調控的變量。

電源管理單元262依據返馳式電源轉換器200的操作條件，以產生主動箝位啟用訊號EN，來啟用嵌位開關205之控制訊號SW₂的主動控制。在圖2之一實施例中，返馳式電源轉換器200的操作條件是依據感測輸出電壓V_O、輸出電流I_O及輸入電壓V_IN來決定，其中當輸出電壓V_O是定值時，輸出電流I_O及輸入電壓V_IN也足以決定返馳式電源轉換器200的操作條件。其他變量(例如通過主開關之電流I_SW1、通過主開關之電壓V_SW1、通過二次線圈耦接整流器之電流I_SW3及切換頻率)也可以用來決定返馳式電源轉換器200的操作條件。如圖2所示，當啟用訊號EN為低狀態(LOW)，混合式嵌位電路220通過開啟(opening)嵌位開關205來配置為一被動嵌位(passive clamp)，以構成被動嵌位操作(passive clamp operation)。相反地，當啟用訊號EN為高狀態(HIGH)，混合式嵌位電路220通過箝位開關205切換與主開關206相同頻率下，使得主開關206在零電壓開關(ZVS)條件下導通，配置為一主動嵌位(active clamp)，以構成主動嵌位操作(active clamp operation)。在主動嵌位操作期間，主開關206及箝位開關205不在同一時間下同時導通，例如主開關206關閉(turn off)之後，箝位開關205才導通(turn on)；反之亦然。

圖3及圖4示意混合式箝位電路220的工作原理。圖3是本發明一實施例中關於輸出電流I_O及輸入電壓V_IN於PCL及ACL操作下(分別於被動箝位操作下及主動箝位操作下)的所需操作區域。在圖3中，操作區域PCL及ACL之間的界線由虛線表示，是由數個較佳優化標準(例如最大效率)所決定。舉例而言，當返馳式電源轉換器200之輸入電壓V_IN及輸出電流I_O所有數值對應如圖3之操作點A所示，則被動箝位操作是最佳的，使得電源管理單元262將啟用訊號EN設置至低狀態(LOW)。因此，配合參照圖4，在操作點A上，具有混合式箝位電路220之返馳式電源轉換器200是在被動箝位配置下(也就是僅調控主開關206之控制訊號SW₁)。相反地，當返馳式電源轉換器200之輸入電壓V_IN及輸出電流I_O所有數值對應如圖3之操作點B所示，則主動箝位操作是最佳的，使得電源管理單元262將啟用訊號EN設置至高狀態(HIGH)。因此，配合參照圖4，具有混合式箝位電路220之返馳式電源轉換器200是配置在主動箝位下。在主動箝位配置下，主開關206之控制訊號SW₁及箝位開關205之控制訊號SW₂皆被調控。

一般而言，被動箝位操作下及主動箝位操作下的所需操作區域可基於任意設計之優化標準所決定。舉例來說，除了轉換效率，元件應力(component stress)、電磁干擾(electromagnetic interference，EMI))及變壓器性能也是優化標準。所需操作區域可經由分析或經驗來決定，例如通過在原型電路上計算、模擬或測量。無論是分析還是經驗，都會在被動箝位操作下及主動箝位操作下數個操作點評估所需的優化標準。然後可以定義在有利被動箝位操作區域及主動箝位操作區域之間的邊界，並用於電源管理單元262的電源管理演算中實施。在數位實施(digital implementation)中，舉例來說，邊界操作點(boundary operating points)可儲存在查找表中以方便電源管理演算動態地測試一實際操作點，進而在被動箝位操作及主動箝位操作之間選擇較佳的操作。

圖5是本發明一實施例中圖2之返馳式電源轉換器200中分別採用矽基金氧半場效電晶體(silicon Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)開關501、502及503以實現主開關206、嵌位開關205及同步整流開關208的返馳式電源轉換器500。在圖5中，MOSEFET嵌位開關502中內建二極體(body diode)作為被動嵌位結構中的二極體204。不過，在圖6的返馳式電源轉換器600中，一額外二極體601連接MOSEFET嵌位開關502，以實現被動嵌位結構。本發明中圖2、圖5及圖6中的實施例也可以如圖7，將混合式箝位電路220並聯至主開關206。

本發明實施例中，也可以採用氮化鎵(GaN)開關或碳化矽(SiC)開關來實施。具體來說，如有助益，圖2中的主開關206、嵌位開關205及同步整流開關208的其中之一部份或全部也可以採用增強型(enhanced-mode)或串疊式(cascode)氮化鎵(GaN)高電子遷移率電晶體(High Electron Mobility Transistor，HEMT)，或是碳化矽(SiC)MOSEFET來實施。在一實施例中，當嵌位開關205採用不具有內建二極體(body diode)的增強型氮化鎵(GaN)HEMT，通過開關的反向導通來承載一流經開關的反向電流。

根據圖2中實施於控制器261的一控制演算法，具有混合式箝位電路220之返馳式電源轉換器200可以操作於連續導通模式 (continuous-conduction mode，CCM)、不連續導通模式(discontinuous-conduction mode，DCM)或一位於連續導通模式及不連續導通模式之間的臨界(CCM/DCM)。如圖8a所示，當混合式箝位電路220配置於一被動嵌位電路時，在連續導通模式(CCM)下工作的主開關206在電壓V_SW1=V_IN+NV_O時導通(turn on)，其中N是一次線圈圈數及二次線圈圈數之比。圖8a之時序波形圖也示意關鍵訊號的波形，其包括(i)跨接一電流感測電阻(current sensing resistor)R_CS(未顯示於圖2中)且承載主開關電流I_SW1之主開關206的電位差(voltage drop)在主開關206關閉(turn off)之前瞬間增加至控制電壓V_CTRL；(ii)電壓V_GS1表示主開關206中閘極至源極(gate-to-source)電壓；以及(iii)電壓V_GS2表示箝位開關205中閘極至源極(gate-to-source)電壓。於圖8b及圖8c中，分別是在連續導通模式及不連續導通模式之間的臨界(CCM/DCM)以及不連續導通模式(DCM)下，主開關206通過波谷切換(valley switching)來導通(turns-on)。具體而言，如圖8b所示，主開關206在連續導通模式及不連續導通模式間的臨界(CCM/DCM)下於第一波谷導通(turns on)。如圖8c所示，主開關206在不連續導通模式(DCM)下於第二波谷或隨後的一波谷時導通(turns on)。為了實現主開關206的波谷切換(valley switching)，圖2中的控制器261可包括一波谷偵測電路(valley detection circuit)及一波谷計數電路(valley counter circuit)。

如圖9a-9c中，當混合式箝位電路220配置於一主動嵌位電路時，主開關206可以於三種模式(CCM,CCM/DCM及DCM)操作下利用零電壓開關(ZVS)導通。為了實現主開關206的零電壓開關(ZVS)切換，圖2中的控制器261包括一波峰偵測電路(peak detection circuit)及一波峰計數電路 (peak counter circuit)。如圖9c所示，混合式嵌位電路220在電壓V_SW1的一適時波峰偵測後導通(turns on)。

無論在被動嵌位操作或主動嵌位操作下，選擇操作模式是為了在一給定操作條件下達到最佳性能。舉例來說，當返馳式電源轉換器200於高頻中配置在被動嵌位操作時，因為CCM/DCM提供零電壓開關(ZVS)或鄰近主開關206的零電壓開關(ZVS)及次級側整流二極管或同步整流開關208的零電流開關(zero-current-switching，ZCS)，CCM/DCM在一中度負載或滿載下或是低輸入電壓V_IN條件下是最佳操作模式。

同樣地，在輕度負載下，因為可能的頻率折返(也就是對應於較小的負載或較大的輸入電壓，降低切換頻率)，DCM模式通常是較佳的。頻率折返(frequency foldback)減少切換損失並改善轉換效率。

當返馳式電源轉換器200配置在主動嵌位操作時，返馳式電源轉換器200可以根據操作條件選定操作於連續導通模式(CCM)、不連續導通模式(DCM)或一位於連續導通模式及不連續導通模式之間的臨界(CCM/DCM)的至少其中一個。

一般而言，用於被動嵌位操作或主動嵌位操作的操作模式優化可以在電源管理單元262或控制器261中執行，或者在兩者中執行。當作為一部分的電源管理單元262，電源管理單元262除了啟用訊號EN之外，還向控制器261提供附加信息(圖中未示出)例如操作模式，來明確指定。

以上詳細描述是為了提供本發明的具體實施方式，但不限與此。在本發明揭露範圍內，仍然可以進行許多變化或修改。以下申請專利範圍闡述了本發明。

Claims

一種電源轉換器，用於接收一輸入電壓及提供一輸出電壓及一輸出電流至一負載，包括：一變壓器，具有一次線圈及二次線圈，由該二次線圈將該輸出電壓及該輸出電流提供至該負載；一第一開關，耦接該一次線圈，當該第一開關導通(turn on)時，該第一開關耦接該輸入電壓至該一次線圈；一嵌位電路，包括一第一及一第二並聯電路且該第一及該第二並聯電路相互串聯，其中該第一並聯電路包括一第二開關及一嵌位二極體，該第二並聯電路包括一嵌位電容及一嵌位電阻，使得該嵌位電路根據該第二開關是關閉(close)或開啟(open)來提供一主動嵌位或一被動嵌位；一控制器，藉由週期性地導通(turn on)及關閉(turn of)該第一開關用以調控該輸出電壓或該輸出電流；以及，一電源管理單元，根據該電源轉換器的操作條件，用以啟用或禁用該第二開關的切換。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該電源管理單元使得該第二開關保持持續關閉(off)以用於該操作條件的一組。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該操作條件依據該輸入電壓、一通過該第一開關的電流、該輸出電壓、該輸出電流及一切換頻率的至少其中一個來決定。
如申請專利範圍第3項所述之電源轉換器，更包括耦接該二次線圈至該負載之一整流器，其中該操作條件依據一通過該整流器的電流來決定。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該電源轉換器操作於連續導通模式、不連續導通模式或一位於連續導通模式及不連續導通模式之間的臨界。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該電源管理單元優化轉換效率、元件應力、電磁干擾性能及變壓器性能的至少其中一個。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該電源管理單元根據該操作條件選定該電源轉換器操作於連續導通模式、不連續導通模式或一位於連續導通模式及不連續導通模式之間的臨界的至少其中一個。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該第一開關及該第二開關於操作期間不會同時導通(turn on)。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該嵌位電路以並聯方式耦接該變壓器的該一次線圈。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該嵌位電路以並聯方式耦接該第一開關。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該第一開關於零電壓被導通(turn on)；或是當該輸入電壓大於該輸出電壓的N倍時，該第一開關於一電壓大致等於該輸入電壓及N倍的該輸出電壓之間的差值時導通(turn on)，其中N是該一次線圈圈數及該二次線圈圈數之比。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該第二開關之一內建二極體(body diode)作為該嵌位二極體。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，更包括一濾波電容器並聯該負載，其中該濾波電容器及該負載耦接該變壓器之該二級線圈。
如申請專利範圍第13項所述之電源轉換器，其中該濾波電容器及該負載通過一整流二極體耦接該變壓器之該二級線圈。
如申請專利範圍第13項所述之電源轉換器，其中該濾波電容器及該負載通過一第三開關耦接該變壓器之該二級線圈。
如申請專利範圍第15項所述之電源轉換器，其中該第三開關提供整流。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中當該第二開關禁斷(disable)時，該第一開關於通過該第一開關之一谷值電壓時導通(turn on)。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該第二開關於通過該第一開關之一峰值電壓時導通(turn on)。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該第一開關及該第二開關中至少其一包括一氮化鎵(GaN)開關或一碳化矽(SiC)開關。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該第二開關包括一增強型氮化鎵(GaN)開關。
如申請專利範圍第20項所述之電源轉換器，其中該氮化鎵(GaN)開關通過開關的反向導通來承載一反向電流。