JP6964565B2

JP6964565B2 - 電力変換器及びその制御方法

Info

Publication number: JP6964565B2
Application number: JP2018148154A
Authority: JP
Inventors: ハイビン・ソン; ラズロ・ヒューバー; ダオフェイ・シュー; アルファ・ザン; ミラン・エム・ジョバノビッチ; チェンチュン・チャン
Original assignee: Delta Electronics Inc
Current assignee: Delta Electronics Inc
Priority date: 2018-08-07
Filing date: 2018-08-07
Publication date: 2021-11-10
Anticipated expiration: 2038-08-07
Also published as: JP2020025390A

Description

本発明は、電力変換器、特にフライバックコンバータの性能を最適化する電力管理及び制御方法に関する。

ワイドバンドギャップ半導体デバイスの使用、及び今日の外部電源（例えば、ラップトップ、タブレット、モバイルデバイス、ゲーム機、及びプリンタ用のアダプタまたは充電器）の小型化の要求により、高効率及び高出力密度の電力変換技術における多大な開発及び研究努力が続けられている。一般に、スイッチモード電源のサイズは、スイッチング周波数を増加させることによって小型化することができる。高いスイッチング周波数では、受動素子（例えば、トランス、入力フィルタ、出力フィルタ）のサイズを小さくできるためである。

シリコンベースデバイスがその理論上の性能限界に近づくにしたがって、電源のさらなる性能向上はますます困難になってきている。しかしながら、新たなワイドバンドギャップデバイス（例えば、ＧａＮベースデバイス、ＳｉＣベースデバイス）は、シリコンベースデバイスよりも大幅に低いゲート電荷及び出力キャパシタンスを有するので、将来の漸進的な効率向上をもたらすことが期待されている。ワイドバンドギャップデバイスは、効率を低下させることなく、高いスイッチング周波数で動作することができるので、電源サイズのさらなる小型化を可能にする。

低電力用途では、そのシンプルさと低コストのために、フライバック・トポロジが広く使用されている。高いスイッチング周波数で高効率を達成するためには、スイッチング損失を低減する必要がある。スイッチング損失の低減は、回路の寄生要素（例えば、トランスの漏れインダクタンス、半導体デバイスの静電容量）を使用して、低減した電圧でスイッチをオンにするか、または低減した電流でスイッチをオフにする様々なソフトスイッチング技術を用いて実現することができる。具体的には、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）技術下では、ゼロ電圧でデバイスをオンにすることによってターンオンスイッチング損失が除去され、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）技術下では、ゼロ電流でデバイスをオフにすることによってターンオフスイッチング損失が除去される。

フライバックコンバータの不可欠な部分は、メインスイッチをオフにした後にフライバックトランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギを処理するクランプ回路である。一般に、フライバック・トポロジは、いくつかのクランプ構造で実現することができる。２つの一般的なクランプ構造は、図１（ａ）及び図１（ｂ）にそれぞれ示すＲＣＤクランプ及びアクティブクランプである。ＲＣＤクランプでは、フライバックトランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギは、クランプ抵抗で減衰される。アクティブクランプでは、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギはリサイクルされ、メインスイッチのＺＶＳターンオンを実現するために使用される。ＲＣＤクランプ構造では、メインスイッチのＺＶＳターンオンは、出力電圧（Ｖ_Ｏ）よりもＮ倍低い入力電圧（Ｖ_ＩＮ）でのみ実現できることに留意されたい。Ｎは、トランスの巻数比（すなわち、一次巻線の巻数の二次巻線の巻数に対する比）である。したがって、ＺＶＳ及び漏れエネルギのリサイクルにより、アクティブクランプ方式は、一般に、高負荷及び高入力電圧の条件下で、ＲＣＤクランプ方式よりも優れた性能を示す。対照的に、軽負荷の条件下では（すなわち、フライバックコンバータが不連続導通モード（ＤＣＭ）で動作し、フライバックトランスの磁化インダクタンスと回路の寄生容量との間の共振がほぼ完全に減衰したときにアクティブクランプのスイッチがオンになる場合）、低入力電圧（すなわち、Ｖ_ＩＮ＜ＮＶ_Ｏ）でのアクティブクランプのスイッチのターンオン損失は、メインスイッチのＺＶＳターンオンによって得られる損失低減よりも大きくなる。さらに、非常に軽い負荷ではフライバックトランスの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギは実質的に無視できるので、非常に軽い負荷及び低入力電圧（すなわち、Ｖ_ＩＮ＜ＮＶ_Ｏ）の条件下では、ＲＣＤクランプを備えたフライバックコンバータの性能は、アクティブクランプを備えたフライバックコンバータの性能よりも優れている。

したがって、全ライン及び負荷範囲にわたってフライバックコンバータの性能を最適化することが望まれている。

本発明は、ハイブリッド型クランプ回路（すなわち、パッシブＲＣＤ回路特性とアクティブクランプ特性との両方を有する複合回路）と、それに対応する電力管理ユニットであって、フライバック電力変換器の性能をその全ライン及び負荷範囲で大幅に最適化する電力管理ユニットとを備えたフライバック電力変換器を提供する。本発明の一実施形態によれば、クランプ回路は、フライバックトランスの一次巻線に並列に接続されている。このクランプ回路は、スイッチ及びダイオードの並列組み合わせに対して直列に接続されたコンデンサ及び負荷の並列組み合わせを含む。動作条件を検出することにより、電力管理ユニットは、クランプ回路をパッシブクランプまたはアクティブクランプのいずれかとして構成する。パッシブクランプ構成では、スイッチはオフにされる。アクティブクランプ構成では、スイッチは、メインスイッチのＺＶＳターンオンを可能にするパルス幅変調（ＰＷＭ）制御下でオンオフされる。一実施形態では、電力管理ユニットは、入力電圧検出回路、出力電圧検出回路、出力電流検出回路、及び、クランプ回路のスイッチを制御するためのイネーブルまたはディスエーブル信号を提供する回路（またはアルゴリズム）を含む。

本発明は、添付図面と併せてなされる以下の詳細な説明によって、より良く理解されるであろう。

ＲＣＤクランプを備えた従来のフライバックコンバータを示す図アクティブクランプを備えた従来のフライバックコンバータを示す図本発明の一実施形態による、ハイブリッド型クランプ回路２２０を備えたフライバックコンバータ２００の回路図本発明の一実施形態による、出力電流Ｉ_Ｏ及び入力電圧Ｖ_ＩＮに対応するパッシブクランプ動作及びアクティブクランプ動作のそれぞれの望ましい動作領域を示す図本発明の一実施形態による、図３の動作点Ａ及びＢでの、入力電圧Ｖ_ＩＮ、出力電流Ｉ_Ｏ、制御信号ＥＮ、メインスイッチ２０６のスイッチ制御信号ＳＷ_１、及びクランプスイッチ２０５のスイッチ制御信号ＳＷ_２についての信号遷移を示す図本発明の一実施形態による、図２のフライバックコンバータの実装５００であって、シリコンＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）スイッチ５０１、５０２、及び５０３を使用して、図２のメインスイッチ２０６、クランプスイッチ２０５、及び同期整流器スイッチ２０８をそれぞれ実現した実装５００を示す図本発明の一実施形態による、図２のフライバックコンバータの実装６００であって、外部ダイオード６０１を使用して、パッシブクランプ構造を実現した実装６００を示す図本発明の別の実施形態による、ハイブリッド型クランプ回路７２０を備えたフライバックコンバータ７００の回路図フライバックコンバータ２００がＣＣＭで動作する場合の、パッシブクランプ動作時のキー波形を示す図フライバックコンバータ２００がＣＣＭ／ＤＣＭの境界で動作する場合の、パッシブクランプ動作時のキー波形を示す図フライバックコンバータ２００がＤＣＭで動作する場合の、パッシブクランプ動作時のキー波形を示す図フライバックコンバータ２００がＣＣＭで動作する場合の、アクティブクランプ動作時のキー波形を示す図フライバックコンバータ２００がＣＣＭ／ＤＣＭの境界で動作する場合の、アクティブクランプ動作時のキー波形を示す図フライバックコンバータ２００がＤＣＭで動作する場合の、アクティブクランプ動作時のキー波形を示す図

以下の詳細な説明では、同様の要素には同じ参照番号が付されている。

図２は、本発明の一実施形態による、ハイブリッド型クランプ回路２２０を備えたフライバックコンバータ２００の回路図である。図２に示すように、ハイブリッド型クランプ回路２２０は、フライバックトランス２０１の一次巻線２０１ａに対して並列に接続されている。このハイブリッド型クランプ回路２２０は、クランプスイッチ２０５及びダイオード２０４の並列組み合わせに対して直列に接続されたコンデンサ２０２及び抵抗２０３の並列組み合わせを含む。図２はまた、コントローラ２６１及び電力管理ユニット２６２を含む制御ブロック２６０を示す。コントローラ２６１及び電力管理ユニット２６２は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアとの任意の組み合わせによって実現できることに留意されたい。一般に、ハードウェア実装は、アナログ及びデジタル回路を含む。一方、ソフトウェア実装は、コントローラ２６１及び電力管理ユニット２６２を構成するアルゴリズムを実行する１以上のマイクロコントローラ、デジタルシグナルプロセッサ、またはその両方を含む。

コントローラ２６１は、出力電圧、出力電流、またはその両方を調節（制御）するための制御信号ＳＷ_１（メインスイッチ２０６用）、ＳＷ_２（クランプスイッチ２０５用）、及びＳＷ_３（存在する場合は、同期整流器スイッチ２０８用）を提供する。図２の例示的な実施形態では、出力制御信号は、コントローラ２６１で生成される。コントローラ２６１では、出力制御信号は、検出された出力電圧Ｖ_Ｏ（出力コンデンサ２０７の両端での）、負荷２０９によって引き出された検出された出力電流Ｉ_０、検出されたメインスイッチ電流Ｉ_ＳＷ１、検出されたメインスイッチ電圧Ｖ_ＳＷ１、及び電力管理ユニット２６２から受け取ったアクティブクランプ・イネーブル信号ＥＮに基づいて生成される。しかしながら、コントローラ２６１は、コンバータの他の変数を検出することによっても、出力制御信号の生成を実施することができる。加えて、複数の出力変数（例えば、出力電圧Ｖ_Ｏまたは出力電流Ｉ_Ｏ）のうちの１つのみを調節する場合、調節しない変数を検出する必要はない。

電力管理ユニット２６２は、フライバックコンバータ２００の動作条件に基づいて、クランプスイッチ２０５の制御信号ＳＷ_２のアクティブ制御をイネーブルにするアクティブクランプ・イネーブル信号ＥＮを生成する。図２の実施形態では、フライバックコンバータ２００の動作条件は、出力電圧Ｖ_Ｏ、出力電流Ｉ_Ｏ、及び入力電圧Ｖ_ＩＮを検出することによって決定することができる。出力電圧Ｖ_Ｏが一定である場合、出力電流Ｉ_Ｏ及び入力電圧Ｖ_ＩＮを用いて、フライバックコンバータ２００の動作条件を決定することできる。フライバックコンバータ２００の動作条件を決定するのに、他の変数（例えば、一次スイッチ電流Ｉ_ＳＷ１、一次スイッチ電圧Ｖ_ＳＷ１、二次整流器電流Ｉ_ＳＷ３、及びスイッチング周波数）を用いてもよい。図２では、信号ＥＮがＬＯＷ（低）のときには、ハイブリッド型クランプ回路２２０は、クランプスイッチ２０５を開くことによって、パッシブクランプになるように構成される（「パッシブクランプ動作」）。あるいは、信号ＥＮがＨＩＧＨ（高）のときには、メインスイッチ２０６をＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）条件下でオンにすることを可能にするために、ハイブリッド型クランプ回路２２０は、クランプスイッチ２０５をメインスイッチ２０６と同じ周波数でスイッチングすることによって、アクティブクランプになるように構成される（「アクティブクランプ動作」）。アクティブクランプ動作中は、メインスイッチ２０６とクランプスイッチ２０５は、互いに同時に動作しない（すなわち、メインスイッチ２０６をオフにした後にクランプスイッチ２０５をオンにする。その逆も同様）。

図３及び図４は、ハイブリッド型クランプ回路２２０の動作原理を示す。例えば、図３は、出力電流Ｉ_Ｏ及び入力電圧Ｖ_ＩＮに対する、ＰＣＬ（パッシブクランプ動作）及びＡＣＬ（アクティブクランプ動作）の望ましい動作領域を示す。図３では、ＰＣＬ領域とＡＣＬ領域との間の境界は、様々な好ましい最適化基準（例えば、最大効率）によって決定されるように、破線で示されている。例えば、フライバックコンバータ２００の入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力電流Ｉ_Ｏが図３の動作点「Ａ」に対応する値を有する場合は、パッシブクランプ動作が最適である。そのため、電力管理ユニット２６２は、信号ＥＮを論理ＬＯＷ状態に設定する。したがって、動作点Ａでは、フライバックコンバータ２００は、図４に示すように、パッシブクランプとして構成されたハイブリッド型クランプ回路２２０により動作する（すなわち、メインスイッチ２０６の制御信号ＳＷ_１のみが調節される）。あるいは、フライバックコンバータ２００の入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力電流Ｉ_Ｏが図３の動作点「Ｂ」に対応する値を有する場合、アクティブクランプ動作が最適である。そのため、電力管理ユニット２６２は、信号ＥＮを論理ＨＩＧＨ状態に設定する。この結果、動作点Ｂでは、フライバックコンバータ２００は、図４に示すように、アクティブクランプとして構成されたハイブリッド型クランプ回路２２０により動作する。アクティブクランプ動作下では、図４に示すように、メインスイッチ２０６のスイッチ制御信号ＳＷ_１とクランプスイッチ２０５のスイッチ制御信号ＳＷ_２の両方が調節される。

一般に、パッシブクランプ動作及びアクティブクランプ動作の望ましい動作領域は、任意の設計最適化基準に基づいて決定され得る。例えば、効率の他にも、電磁干渉（ＥＭＩ）、コンポーネント応力、及びトランス性能が、最適化基準として使用され得る。望ましい動作領域は、分析的にまたは実験的に（例えば、計算、シミュレーション、またはプロトタイプ回路での測定によって）決定され得る。解析的であろうと実験的であろうと、パッシブクランプ動作下及びアクティブクランプ動作下で、様々な動作点について望ましい最適化基準が評価される。この評価により、アクティブクランプ動作またはパッシブクランプ動作が各動作点でより良い性能を提供するか否かが決定される。そして、パッシブクランプ動作が好適な領域とアクティブクランプ動作が好適な領域との間の境界が規定され、電力管理ユニット２６２に実装された電力管理アルゴリズムで使用される。デジタル実装では、電力管理アルゴリズムが、パッシブクランプ動作とアクティブクランプ動作との間でより好ましい動作点を選択するべく、実際の動作点を動的に試験することを可能にするために、例えば、境界動作点は、ルックアップテーブルに記憶される。

図５は、本発明の一実施形態に係る実装５００であって、シリコンＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）スイッチ５０１、５０２、及び５０３を使用して、図２のメインスイッチ２０６、クランプスイッチ２０５、及び同期整流器スイッチ２０８をそれぞれ実現した実装５００を示す。図５では、ＭＯＳＦＥＴクランプスイッチ５０２のボディダイオードにより、パッシブクランプ構造のダイオード２０４が実現されている。しかしながら、図６の実装６００に示すように、外部ダイオード６０１をＭＯＳＦＥＴクランプスイッチ５０２に接続することによって、パッシブクランプ構造のダイオード２０４を実現することができる。また、図２、図５、及び図６に示した本発明の実施形態は、図７に示すように、ハイブリッド型クランプ回路２２０をメインスイッチ５０１に対して並列に接続することによっても実現することもできる。

また、本発明の実施形態は、ＧａＮスイッチまたはＳｉＣスイッチを使用して実施することもできる。具体的には、有益であれば、図２のメインスイッチ２０６、クランプスイッチ２０５、及び同期整流器スイッチ２０８の一部または全部を、エンハンスドモード（エンハンスメントモード）またはカスコードＧａＮＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）、またはＳｉＣＭＯＳＦＥＴによって実現することができる。クランプスイッチ２０５が、ボディダイオードを有していないエンハンスドモードＧａＮＨＥＭＴにより実現される実装では、スイッチを通る逆電流は、スイッチの逆導通によって流れる。

図２のコントローラ２６１に実装された制御アルゴリズムによれば、ハイブリッド型クランプ回路２２０を備えたフライバックコンバータ２００は、連続導通モード（ＣＣＭ）、ＣＣＭとＤＣＭとの境界（ＣＣＭ／ＤＣＭ）、または不連続導通モード（ＤＣＭ）で動作することができる。ハイブリッド型クランプ回路２２０がパッシブクランプとして構成された場合、図８（ａ）に示すように、電圧Ｖ_ＳＷ１が「Ｖ_ＩＮ＋ＮＶ_Ｏ」と等しいときに、ＣＣＭ下で動作するメインスイッチ２０６がオンになるとともに、（ｉ）メインスイッチ２０６がオフになるまさに直前に電圧Ｖ_ＣＴＲＬまで増加する、メインスイッチ２０６の電流Ｉ_ＳＷ１が流れる電流検出抵抗器Ｒ_ＣＳ（図２では図示せず）の両端での電圧降下、（ｉｉ）メインスイッチ２０６のゲート・ソース間電圧である電圧Ｖ_ＧＳ１、及び（ｉｉｉ）クランプスイッチ２０５のゲート・ソース間電圧である電圧Ｖ_ＧＳ２を含むキー信号の波形を示す。ＤＣＭ／ＣＣＭ動作下またはＤＣＭ動作下では、図８（ｂ）及び図８（ｃ）にそれぞれ示すように、メインスイッチ２０６は、バレースイッチングによりオンになる。具体的には、図８（ｂ）に示すように、ＣＣＭ／ＤＣＭ動作下では、メインスイッチ２０６は最初の谷（第１の谷）でオンになる。ＤＣＭ動作下では、図８（ｃ）に示すように、メインスイッチ２０６は、第２の谷またはそれ以降の谷のうちの１つでオンになる。メインスイッチ２０６のバレースイッチングを実現するために、図２のコントローラ２６１は、谷検出回路及び谷カウンタ回路を含み得る。

ハイブリッド型クランプ回路２２０がアクティブクランプとして構成されている場合、図９（ａ）−図９（ｃ）に示すように、３つの動作モード（すなわち、ＣＣＭ、ＣＣＭ／ＤＣＭ、及びＤＣＭ）の全てにおいて、メインスイッチ２０６をＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）によってオンにすることができる。ＤＣＭでのメインスイッチ２０６のＺＶＳを実現するために、図２のコントローラ２６１は、ピーク検出回路及びピークカウンタ回路を含む。図９（ｃ）に示すように、ハイブリッド型クランプ回路２２０のスイッチは、電圧Ｖ_ＳＷ１の適切なピーク検出の後にオンになる。

パッシブクランプ動作下またはアクティブクランプ動作下では、動作モードを選択することにより、所与の動作状態についての最適な性能を実現することができる。例えば、フライバックコンバータ２００が高周波数でのパッシブクランプ動作用に構成されている場合には、ＣＣＭ／ＤＣＭが、中負荷または全負荷、または低入力電圧（Ｖ_ＩＮ）条件での最適動作モードである。ＣＣＭ／ＤＣＭは、メインスイッチ２０６のＺＶＳまたは略ＺＶＳ、及び二次側整流器ダイオードまたは同期整流器スイッチ２０８のＺＶＳを提供するためである。同様に、軽負荷では、一般に、ＤＣＭが好適である。ＤＣＭは、周波数フォールドバック（すなわち、より小さい負荷またはより大きい入力電圧に応答してスイッチング周波数を減少させること）が可能であるためである。周波数フォールドバックは、スイッチング損失を低減し、変換効率を向上させる。

フライバックコンバータ２００がアクティブクランプ動作用に構成されている場合には、フライバックコンバータ２００は、動作条件に応じて、ＣＣＭ、ＣＣＭ／ＤＣＭ、またはＤＣＭで動作する。

一般に、パッシブクランプ動作またはアクティブクランプ動作での動作モード最適化は、電力管理ユニット２６２及びコントローラ２６１の一方または両方で実施される。電力管理ユニット２６２の一部として実施される場合、電力管理ユニット２６２は、例えば動作モードを特定するために、制御信号ＥＮに加えて、追加的な情報（図示せず）をコントローラ２６１に提供する。

上述した詳細な説明は、本発明の特定の実施形態を例示するために提供され、本発明を限定することを意図するものではない。本発明の範囲内で様々な変形及び変更が可能である。本発明は、特許請求の範囲に記載されている。

Claims

入力電圧を受けて、出力電圧及び出力電流を負荷に供給するフライバック電力変換器であって、
一次巻線及び二次巻線を有し、前記出力電圧及び出力電流を前記二次巻線から前記負荷に供給するトランスと、
前記一次巻線に接続された第１のスイッチであって、該第１のスイッチがオンにされたときに前記一次巻線の両端に前記入力電圧を接続する、該第１のスイッチと、
互いに直列に接続された第１の並列回路及び第２の並列回路を含むクランプ回路であって、前記第１の並列回路は第２のスイッチ及びクランプダイオードを有し、前記第２の並列回路はクランプコンデンサ及びクランプ抵抗を有し、前記第２のスイッチが閉じているかまたは開いているかに応じてアクティブクランプまたはパッシブクランプを提供する、該クランプ回路と、
前記第１のスイッチを周期的にオンオフすることによって出力電圧または出力電流を調節するコントローラと、
当該フライバック電力変換器の動作条件に基づいて、前記第２のスイッチのスイッチングをイネーブルまたはディスエーブルするための電力管理ユニットと、を備えたフライバック電力変換器。
前記電力管理ユニットは、前記動作条件のサブセットに対して、前記第２のスイッチを継続的にオフに維持する、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記動作条件は、前記入力電圧、前記第１のスイッチを流れる電流、前記出力電圧、前記出力電流、及びスイッチング周波数のうちの少なくとも１つに基づいて決定される、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記二次巻線を前記負荷に接続する整流器をさらに備え、
前記動作条件は、前記整流器を流れる電流に基づいてさらに決定される、請求項３に記載のフライバック電力変換器。
当該フライバック電力変換器は、連続導通モード、不連続導通モード、または前記連続導通モードと前記不連続導通モードとの間の境界で動作する、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記電力管理ユニットは、変換効率、コンポーネント応力、電磁干渉（ＥＭＩ）性能、及びトランス性能のうちの少なくとも１つを最適化する、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記電力管理ユニットは、前記動作条件に基づいて、当該フライバック電力変換器の動作モードとして、連続導通モード、不連続導通モード、または前記連続導通モードと不連続導通との間の境界のうちの１つを選択する、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチは、当該フライバック電力変換器の動作中に、互いに同時にオンにされない、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記クランプ回路は、前記トランスの前記一次巻線に並列に接続されている、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記クランプ回路は、前記第１のスイッチに並列に接続されている、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記第１のスイッチは、ゼロ電圧でオンになるか、または前記入力電圧が前記出力電圧よりもＮ倍大きいときに前記入力電圧と前記出力電圧のＮ倍の電圧との差に実質的に等しい電圧でオンになり、前記Ｎは一次巻線の巻数の二次巻線の巻数に対する比である、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記第２のスイッチのボディダイオードが前記クランプダイオードとして機能する、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記負荷の両端に並列に接続されたフィルタコンデンサをさらに備え、
前記フィルタコンデンサ及び前記負荷は、前記トランスの前記二次巻線に接続されている、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
整流器ダイオードをさらに備え、
前記フィルタコンデンサ及び前記負荷は、前記整流器ダイオードを介して、前記トランスの前記二次巻線に接続されている、請求項１３に記載のフライバック電力変換器。
第３のスイッチをさらに備え、
前記フィルタコンデンサ及び前記負荷は、前記第３のスイッチを介して、前記トランスの前記二次巻線に接続されている、請求項１３に記載のフライバック電力変換器。
前記第３のスイッチは整流を提供する、請求項１５に記載のフライバック電力変換器。
前記第１のスイッチは、前記第２のスイッチがディスエーブルのとき、前記第１のスイッチの両端の電圧の谷でオンになる、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記第２のスイッチは、前記第１のスイッチの両端の電圧のピークでオンになる、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチの少なくとも一方は、ＧａＮスイッチまたはＳｉＣスイッチを含む、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記第２のスイッチは、エンハンスメントモードのＧａＮスイッチを含む、請求項１に記載のフライバック電力変換器。
前記ＧａＮスイッチは、該スイッチの逆導通によって逆電流を流す、請求項２０に記載のフライバック電力変換器。