CN105896992A - 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法 - Google Patents

氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN105896992A
CN105896992A CN201610368366.3A CN201610368366A CN105896992A CN 105896992 A CN105896992 A CN 105896992A CN 201610368366 A CN201610368366 A CN 201610368366A CN 105896992 A CN105896992 A CN 105896992A
Authority
CN
China
Prior art keywords
pipe
synchronous rectifier
control
microcontroller
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201610368366.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105896992B (zh
Inventor
张之梁
董舟
徐志巍
许可
胡栋栋
任小永
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Original Assignee
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Aeronautics and Astronautics filed Critical Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority to CN201610368366.3A priority Critical patent/CN105896992B/zh
Publication of CN105896992A publication Critical patent/CN105896992A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105896992B publication Critical patent/CN105896992B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开一种氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法，属于DC‑DC功率变换器领域。采用信号检测和调理电路检测输入电压和/或输出电流，将不同输入电压和负载情况下的控制管和同步整流管的相位时序关系信息储存在微控制器中，利用查表法，确定输入电压，输出电流与对应时序的关系。通过编辑微控制器表中的数据，控制开关管的通断，对隔离和反向导通时间进行补偿，从而在宽范围电压输入下实现零电压开通且大幅减小反向导通机制时间、减小导通损耗，宽范围地提高了变换器效率。本发明通过建立变换器状态空间模型，精确计算时序与输入电压和/或负载关系，存储在微控制器中。

Description

氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法
技术领域
本发明属于功率变换技术领域，特别是涉及DC-DC功率变换技术领域。
背景技术
超高频变换器(30MHz～300MHz)具有体积小、成本低、快速动态响应等优势。随着频率的提升，无源元件的体积而减小，所以这类变换器具有很高的功率密度和很好的功率传输特性。此外，超高频变换器利用多谐振网络实现开关管的软开关，减小开关管的电压应力，有效提高变换器效率。这些优势使超高频变换器适合使用在需要高功率密度，高效率的场合，例如军工，航天航空，医疗卫生等领域。
然而，很多整流二极管的特性受到超高频变换器中的脉冲电流的影响。当二极管开通时，由于二极管PN结的正向恢复，极大地增加了二极管的导通损耗，降低了变换器的整体效率，也限制了超高频变换器的应用。所以在超高频谐振变换器中需要使用同步整流器代替二极管来降低导通损耗。但为了在宽输入、全负载范围内，谐振变换器的驱动信号相位关系能够被精确控制，控制管和同步整流管的驱动信号时序问题成为需要解决的难点。
另一方面，氮化镓器件的性能系数(Figure ofMerit，FOM＝RON*Qg)高，适用于各种超高频场合。控制管和同步整流管可以同时采用氮化镓器件来减小驱动损耗和导通损耗，提高效率。但因为氮化镓器件没有体二极管，反向电流会触发反向导通机制，反向导通电压(典型值为1.4V)比传统硅器件(典型值为0.7V)大很多，所以为了保证变换器效率，必须注意反向导通机制。
目前的超高频变换器设计方法为在低压轻载下满足输出功率要求，并使得开关管工作在最优状态下，实现高效率。然而，随着输入电压和/或负载的变化，变换器的静态工作点发生改变，无法满足所有输入电压、负载下的零电压开通，同时触发氮化镓器件的反向导通机制，反向导通电压大(典型值为1.4V)，大幅降低变换器的效率。
为了实现宽输入范围内的效率优化，进一步提高变换器频率(提高到30MHz及以上)，变换器的控制和驱动电路具有如下挑战：1)反激式隔离型谐振变换器的理论计算还不完善；2)工作在30MHz的变换器周期只有33ns，现有控制芯片无法实现如此高的控制精度；3)现有控制器的最高工作频率在216MHz左右，如STM32F746VG，对应的时序分辨率仅为4.7ns(相当于开关周期的14.1％)，无法根据输入电压的变化灵活调整控制时序；4)工作在30MHz的谐振变换器控制响应速度要求高，微控制器难以响应。
发明内容
本发明针对频率达到30MHz及以上时的隔离型谐振变换器，特别是使用氮化镓器件的控制管和同步整流管的驱动时序难以控制的问题，设计超高频隔离型谐振变换器驱动电路及其控制方法，应用于最高输入电压为最低输入电压的1.33倍甚至2倍以上宽输入电压和从空载到满载宽输出电流范围的超高频隔离型谐振变换器。
(1)一种对超高频隔离型谐振变换器的分析与建模方法，从而准确计算电路在各模态下的状态。
(2)一种安全可靠且能在宽范围电压输入条件下工作的氮化镓器件驱动电路，从而宽范围地提高效率。
本发明为解决以上技术问题，所采用的技术方案是：
采用信号检测和调理电路检测输入电压和/或输出电流，将不同输入电压和负载情况下的控制管和同步整流管的相位时序关系信息储存在微控制器中，利用查表法，确定输入电压，输出电流与对应时序的关系。通过编辑微控制器表中的数据，控制开关管的通断，对隔离和反向导通时间进行补偿，从而在宽范围电压输入下实现零电压开通且大幅减小反向导通机制时间、减小导通损耗，宽范围地提高了变换器效率。
本发明的氮化镓器件的超高频门极驱动电路，应用于最高输入电压为最低输入电压的1.33倍甚至2倍以上宽输入电压和从空载到满载宽输出电流范围的超高频隔离型谐振变换器，变换器通过原边控制管与副边同步整流管进行控制，包括隔离与调理电路、延时电路、微控制器和控制管同步整流管驱动芯片。隔离与调理电路对主电路的输入电压和/或输出电流进行采样，采样信号送给微控制器，微控制器的控制信号经驱动隔离电路、控制管驱动芯片输出给超高频隔离型谐振变换器的控制管；微控制器的另一路控制信号经延时电路输出给同步整流管驱动芯片，同步整流管驱动芯片输出给超高频隔离型谐振变换器的同步整流管。
本发明的进一步设计在于：
延时电路包括了多个开关器(Switch)和多个延时器(Buffer)，各延时器依次串连，每个延时器并联一个开关器，各开关器同时与微控制器的GPIO端口连接，由微控制器连接第一个延时器，最后一个延时器连接同步整流管驱动芯片；所述微控制器包括数模转换、定时器和储存器。
采用上述驱动电路对超高频隔离谐振变换器控制方法，包括以下步骤：
1、根据超高频隔离型谐振变换器元器件的参数，计算输入电压和/或输出电流对应控制管和同步整流管的驱动时序关系，以及对应时序控制管与同步整流管的相位差，生成查找表并储存在微控制器中；
2、由隔离和调理电路，对变换器输入电压和/或输出电流进行采样；
3、根据采样到的输入电压和/或输出电流，在微控制器查找表中，查找到与该输入电压和/或输出电流相对应的控制管与同步整流管的驱动信号占空比及相位差，控制管的驱动信号经驱动隔离电路和控制管驱动芯片输出给控制管；同步整流管的驱动信号经延时电路延时，实现相位调节，再通过同步整流管驱动芯片，输出给同步整流管。
步骤1所述超高频隔离反激变换器控制方法，其中，输入电压对应控制管和同步整流管的驱动时序关系理论计算步骤如下：
(1)列写输入电压对变换器的状态方程，如下：
其中根据电路中参与谐振的无源器件，定义状态向量X(ωt)，式1中的是X(ωt)的微分，利用基尔霍夫电流定律与基尔霍夫节点电压定律，根据电路中器件参数给出矩阵A，B，激励向量U(ωt)根据输入输出条件确定，与一般变换器建模类似，不再赘述；
(2)根据谐振变换器的滞环模态，得到控制管驱动信号占空比D1，同步整流管驱动信号占空比D2，两驱动信号相位差Ф与模态时间节点ta，tb，tc的关系式，其中，ta为从控制管和同步整流管均为开通状态的时间，tb为控制管开通时间，tc为从控制管开通到同步整流管开通的时间，ω为变换器开关频率f对应的角频率，即ω＝2πf；
Ф＝ωtb 式4
(3)解状态方程，列写X(ωt)的表达式如下，其中I为单位矩阵：
X(ωt)＝eAωt·X(0)+A-1·(eAωt-I)·B·U 式5
(4)根据上式与谐振变换器的4个滞环控制模态，列写边界条件关系式，其中I为单位矩阵，X(0)表示状态向量在0时刻的值，A为步骤(1)中所述参数矩阵，其下标①，②，③和④表示该变量在模态①，②，③，④下的值。模态①为两开关管均开通，模态②为控制管开通，同步整流管关断，模态③为两开关管均关断，模态④为控制管关断，同步整流管开通。上述关系式如下：
(5)根据谐振变换器工作在开关管零电压开通或零电流关断条件下，列写边界条件。任意开关管工作在零电压开通条件下时，vds＝0，则该开关管结电容电压为0，vCF＝0，若此时处于第i模态t1时刻，i的取值范围为①，②，③，④其中之一，vCF为状态向量X(ωt)的第j个分量，j的取值范围为从1到X(ωt)维数中的某一整数，由其在X(ωt)中位置决定，则边界条件可写作：
vds(t1)＝0→vCF(t1)＝0→Xij(0)＝0 式10
任意开关管工作在零电流关断条件下时，源极电流id＝0，则该开关管支路上电感电流iL＝0，若此时处于第m模态t2时刻，m的取值范围为①，②，③，④模态之一，iL为状态向量X(ωt)的第n个分量，n的取值范围为从1到X(ωt)的维数中的某一整数，由其在X(ωt)中位置决定，则边界条件可写作：
id(t2)＝0→iL(t2)＝0→Xmn(0)＝0 式11
因为步骤(4)中仅有3个未知变量ta，tb，tc，故选择变换器中任意3个零电压开通或零电流关断边界条件，可组成边界条件方程组。
(6)联立步骤(4)方程和步骤(5)边界条件方程，解方程组，得ωta、ωtb与ωtc；
(7)根据式2～式4求出控制管占空比D1、同步整流管占空比D2与控制管和同步整流管驱动信号相位差Ф；
(8)得到控制管和同步整流管的驱动时序关系表，以及对应时序控制管与同步整流管的相位差；
上述控制方法中延时电路包括多个开关器与延时器，延时电路的工作流程如下：
(1)根据在微控制器查找表中查找控制管与同步整流管控制信号相位差Ф，即需要延时的时间Tp＝Ф×T/360，T为开关周期，如下式确定微控制器程序中延时周期数Npm与需要通过的外部延时器数量Npb，确定要打开的开关器个数Npb，其中Tm，Td分别为程序延时与延时器延时最小时间单位，通过厂家数据手册获得；
(2)由ARM微控制器同时送出原边控制管控制信号与同步整流管控制信号；
(3)由ARM微控制器控制的开关器选通了Npb个延时器，通过延时器的驱动信号产生了Npb×Td的延时，即与程序延时共同作用，产生了需要的相位差。
本发明相比现有技术具有如下优点：
1、本发明的有益效果如下：本发明使用微控制器储存开关管的驱动时序信息，控制简单，修改方便；
2、本发明采用由开关器和延时器组成的延时电路代替微控制器输出驱动信号，将控制管和同步整流管驱动信号最小延时降到1ns(仅占开关周期的3％)，提高了时序精度；
3、本发明在宽范围的电压输入条件下都能稳定工作，效率曲线平稳。
4、本发明中变换器控制管和同步整流管均采用氮化镓器件，体积小，功耗小；
5、本发明采用反激式变换器拓扑，磁性元件只有一个，变压器吸收了其他磁芯元件，易于集成，无磁芯，避免了磁芯在烧制过程中产生的参数离散型问题，参数一致性高；
附图说明
图1是超高频谐振classΦ2反激变换器拓扑图；
图2是所提超高频隔离反激变换器在不同输入电压条件下的氮化镓控制管漏源电压波形图；
图3(a)是所提超高频隔离反激变换器在某一输入电压条件下的氮化镓同步整流管漏源电压波形图之一；
图3(b)是所提超高频隔离反激变换器在某一输入电压条件下的氮化镓同步整流管漏源电压波形图之二；
图4是超高频谐振classΦ2反激变换器开关控制图；
图5是功率级开关控制等效电路图；
图6是所提超高频谐振电路开关电路模型图；
图7是变压器T模型与L模型等效转换示意图；
图8是所提采用L型变压器的超高频谐振电路模型图；
图9是所提超高频隔离反激变换器4模态驱动信号时序图；
图10是超高频谐振变换器控制管和同步整流管漏源极电压波形图；
图11是所提查找表方式氮化镓驱动电路图；
图12是所提延时器方案图；
图13是所提延时器方案工作示例图；
图14是所提完整谐振反激式氮化镓驱动电路图；
图15是所提应用超高频变换器氮化镓驱动电路与传统驱动电路效率对比图；
图16是超高频LLC谐振变换器原理图；
图17是所提驱动机制在LLC谐振变换器中的应用框图。
图18是为本发明的主控流程图。
图中元器件符号说明：
Vin 输入电压 Vout 输出电压
Cin 输入电容 Cout 主开关管导通损耗
Ll1 变压器等效原边漏感 Ll2 变压器等效副边漏感
n1 变压器原边匝数 n2 变压器副边匝数
Lu1 变压器等效激磁电感 Tr 平面无磁芯变压器
Sctrl 氮化镓控制管 Sr 氮化镓同步整流管
CF 原边谐振电容 L2F 二次谐波支路谐振电感
C2F 二次谐波支路谐振电容 Cr 副边谐振电容
Vref 基准电压 RL 负载电阻
n’ 变压器等效匝比 LF 变压器等效激磁电感
LR 变压器等效漏感 rp 变压器原边等效串联电阻
rctrl 控制管等效漏源极电阻 rSR 同步整流管等效漏源极电阻
vds_ctrl 控制管漏源极电压 vds_SR 同步整流管漏源极电压
ip 变压器原边电流 is 变压器副边电流
Lσ1 变压器原边漏感 Lσ2 变压器副边漏感
D1 控制管控制信号占空比 D2 同步整流管控制信号占空比
Ф 控制管与同步整流管控制信号相位差 vctrl_gs 控制管驱动信号
vSR_gs 同步整流管驱动信号 iLL1 电感Ll1的电流
iLL2 电感Ll2的电流 iLU1 电感Lu1的电流
uCR 电容Cr的电压 iL2F 电感L2F的电流
uCF 电容CF的电压 uC2F 电容C2F的电压
S1 原边控制管上管 S1 原边控制管下管
N 开关器或延时器总数 Npb 选通的延时器数
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
实施案例1：超高频谐振classФ2反激变换器
图1给出了超高频谐振classФ2反激变换器，表2给出了变换器的输入输出参数。classФ2逆变器的电感Ll1和Lu1，以及class E整流器的电感Ll2都被吸收到变压器中。变压器采用平面无磁芯变压器，可以消除由于工艺限制而产生的磁芯参数偏差，减小由于几何尺寸不对称带来的原副边感值差异，同时，印刷电路板构成的平面变压器线圈有着高度的均一性，可减小批量生产的参数误差。图1中的原边控制管和副边同步整流管均采用氮化镓器件，氮化镓器件具有开关速度快，结电容与导通损耗低的优点，可提高电路在超高频下的效率。
通过设计副边输入基波电压和电流同相位以及原边的零电压开通得到一组图1所示变换器的参数，如表1。
表1本案例采用器件参数表
Lσ1 7.3nH CF 150pF(AVX公司)
LM1 45.1nH C2F 80pF(AVX公司)
Lσ2 8.9nH CR 1nF(AVX公司)
n1 3 Cin 100nF×10+10μF×1(Murata公司)
n2 1 Cout 100nF×8+10μF×1(Murata公司)
Sctrl EPC2036(EPC公司,100V,1A) L2F 68nH(Coilcraft公司)
Sr EPC2014(EPC公司,40V,10A)
所有图中的元器件符号均在“图中元器件符号说明”中给出，以下不再赘述。
表2变换器参数
输入电压 18V～24V
开关频率 30MHz
输出电压 5V
输出电流 2A
由于变换器工作在超高频下开关损耗大，需要利用氮化镓器件的向导通机制来实现零电压开通，减小开通损耗。图2给出了不同输入电压条件下控制管漏源极电压在固定开关频率下的波形。如图2(a)所示，输入电压Vin＝18V时，无反向导通时间，这样无法实现零电压开通，电路中存在很大的反向恢复损耗。在图2(b)中，加入了5ns的反向导通时间，输入电压Vin＝24V时，实现了零电压开通。
但是固定的时序关系无法控制不同输入电压条件下控制管和同步整流管，如图3(a)所示，Vin＝18V时，无反向恢复时间，实现了零电压开通，但在图3(b)中Vin＝24V时MOS管产生了硬关断。这样，尽管在宽范围的输出负载下，电路能够有较为稳定的效率，但是在输入电压不断增加时，变换器难以维持高效率，这取决于变换器固定的开关频率，占空比和相位关系。
若要在不同输入电压下，控制管与同步整流管均能实现零电压开通，且反向导通机制时间最小化，控制管和同步整流管控制信号的时序需要满足以下两点：
(1)控制管和同步整流管漏源极电压谐振到0时，驱动电压置高，保证零电压开通的实现，并且使得反向导通机制触发时间最小化，大幅减小反向导通损耗；
(2)尽可能增大数字控制输出驱动信号的分辨率，在宽范围内都必须要能精确地控制。
基于以上控制要求，超高频谐振电路采用数字控制的滞环控制方法，图4给出了超高频变换器classФ2的滞环控制(ON/OFF控制)原理框图。输出电压Vout与基准电压Vref在迟滞比较器中进行比较，控制谐振变换器的开通或关断，如图4(b)所示，实现了功率电路与控制电路的解耦。
对超高频反激式谐振变换器进行小信号建模，图5首先给出了变换器主功率电路等效电路，根据小纹波假设，输出电阻等同于一个电压恒定的电压源。当输出负载变化时，输出等效电压源不变，变换器的滞环控制周期会相应改变以适应输出电压。同时，在开通时间段，电路工作在高效率工作点上，来使得控制管和同步整流管时序适应输入电压变化，实现控制电路与功率电路的解耦，以此获得最佳效率。故本发明能够在宽范围输出负载下，都保持高效率。
采用状态矩阵对开关管开关过程进行分析，图6基于以下两点假设，给出了相应的等效电路并建立方程：
(1)控制管和同步整流管都有0开关时间，在关断时，等效电阻无穷大，开通时，根据小纹波假设，等效电阻分别为rON1和rON2；
(2)控制管和同步整流管结电容CF和Cr吸收了输出电容。
图6所示电路可用状态空间方程表示，如式14所示。
式中，A，B分别为参数矩阵，由电路中的参数决定，下文中将进行详细计算。
式14中的状态向量X(ωt)包括了如下6个量，如式15所示，一一对应了图8中6个无源器件CF,Cr,C2F,LF,LR,L2F各自的电压或电流，式14中的是X(ωt)的微分，本案例电感支路等效电阻rp和rs的取值分别为0.18Ω和0.11Ω，通过仿真获得。
X(ωt)＝[vCF(ωt) vCR(ωt) vC2F(ωt) iLF(ωt) iLR(ωt) iL2F(ωt)]T 式15
式14中的U为输入激励对应的向量，其中Vin为输入电压，Vout为输出电压：
U(ωt)＝[Vin Vout]T 式16
为减少电路中无源元件数量，便于分析和计算机矩阵计算，如图7将变压器T模型转化为L模型，其L模型参数如式17～式19所示(式中参数均在图7、图8中给出)，其变换后的电路如图8所示，减少了一个电感，为以下进行分析计算带来了便利。
LF＝Lσ1+LM1 式17
根据图8，运用基尔霍夫电流定律(KCL，Kirhhoff’s Current Law)与基尔霍夫电压定律(KVL，Kirchhoff’s Voltage Laws)，可得到如下方程(式中LM等参数均在表1中给出)，其中ω为变换器开关频率f对应的角频率，即ω＝2πf：
可将上式写为矩阵形式：
可得参数矩阵A，B如下：
图9给出的超高频反激谐振变换器的4个模态，4个模态分别对应了原边控制管和副边同步整流管的开通和关断。模态①为两开关管均开通，模态②为控制管开通，同步整流管关断，模态③为两开关管均关断，模态④为控制管关断，同步整流管开通。在这4个模态期间，控制管和同步整流管漏极电压波形如图10所示，根据漏源极电压波形的时间节点ta，tb和tc，可用式24，式25与式26来表示控制管和同步整流管的占空比D1，D2，控制管与同步整流管控制信号间的相位差Ф，其中ta为从控制管和同步整流管均为开通状态的时间，tb为控制管开通时间，tc为从控制管开通到同步整流管开通的时间：
Ф＝ωtb 式26
由式21可以解出图10所示的4个模态中，状态向量的初值X①(0)～X④(0)表达式。其中，变量的下标①，②，③和④表示该变量在模态①，②，③，④下的值。
根据谐振变换器工作在开关管零电压开通或零电流关断条件下，列写边界条件。任意开关管工作在零电压开通条件下时，vds＝0，则该开关管结电容电压为0，vCF＝0，若此时处于第i模态t1时刻，i的取值范围为①，②，③，④模态之一，vCF为状态向量X(ωt)的第j个分量，j的取值范围为从1到X(ωt)维数中的某一整数，由其在X(ωt)中位置决定，则边界条件可写作：
vds(t1)＝0→vCF(t1)＝0→Xij(0)＝0 式28
本案例中，控制管和同步整流管工作在零电压开通状态，可列写边界条件如下：
vds_ctrl(0)＝0→vCF(0)＝0→X①1(0)＝0 式29
vds_SR(ωtc)＝0→vCR(ωtc)＝0→X④2(0)＝0 式30
任意开关管工作在零电流关断条件下时，源极电流id＝0，则该开关管支路上电感电流iL＝0，若此时处于第m模态t2时刻，m的取值范围为①，②，③，④其中之一，iL为状态向量X(ωt)的第n个分量，n的取值范围为从1到X(ωt)的维数中的某一整数，由其在X(ωt)中位置决定，则边界条件可写作：
id(t2)＝0→iL(t2)＝0→Xmn(0)＝0 式31
本案例中，同步整流管工作在零电流开通状态，列写边界条件如下：
iLR(ωta)＝0→X②5(0)＝0 式32
将变换器边界条件带入式27，利用MATLAB软件计算可得ta，tb与tc，带入式24～式26可得谐振变换器输入电压与控制时序间的关系D1，D2，Ф，计算值如表3所示。
表3随输入电压变化的时序关系表
因数字控制不可避免地存在离散性问题，故本案例中，表3中Vin±0.5V均按Vin所对应时序关系进行操作，如输入电压18.4V按18V进行处理。若希望进一步提高精度，仅需减小查找表中相邻输入电压的差值，增加对应输入电压的个数即可，如输入电压18V～24V间，每隔0.1V取一个点进行计算，则精度由1V提高到0.1V。
图11给出了所提用微控制器查找表方式驱动氮化镓器件框图，控制管、同步整流管的驱动相位与输入电压之间的对应关系储存在微控制器的查找表内，ARM微控制器首先对输入电压或输出电流进行采样(在部分变换器拓扑，如本案例反激变换器，输出电流对驱动信号时序无关，可不对输出电流进行采样)，根据采样结果在查找表内检索到氮化镓开关管的驱动时序，再由所提驱动电路生成驱动信号。控制信号经过隔离和驱动芯片加强后驱动氮化镓开关管，驱动芯片和隔离产生的延时都可以在查找表中进行补偿。如副边同步整流管驱动信号需经过隔离芯片(如ISO721)，其典型延时约为8ns，仅需在ARM微控制器中将同步整流管信号前移2个周期(约8ns)
然而图11所示微控制器的最大频率为216MHz(ST公司ARM STM32F746VG典型值)，其驱动信号的最小可调时间约为4.6ns，相当于超高频谐振变换器周期33.3ns的14.1％，并不足够小，显然无法达到控制精度要求。图12给出了所提带有延时器的氮化镓控制管和同步整流管的查找表驱动电路，增加了由微控制器通用输入输出接口控制的开关器和由开关器控制的延时器，使得定时器输出的驱动信号能够被分为两路，人为可控地调整延时时间。
图13给出了所提由开关器控制的延时器一种工作示例，如需同步整流管相对控制管产生时间为Tp的延时(对应相位差Ф)，则可由式33与式34得到程序内部延时周期数Npm和需要开通的延时器数量Npb。其中，同步整流管与控制管占空比D1，D2均由ARM微控制器程序设定，相位差Ф由微控制器与外部延时电路共同控制。Npm为微控制器程序设定延时周期数，Tm为微控制器程序延时一周期时间，此数据在ARM器件手册中可查到，本案例中ARM一周期时间为4.7ns，Npb为同步整流管驱动信号需要通过的外部延时器数量，Td为单个延时器延时时间，此数据在相应厂家器件手册中可查到，本案例所采用延时器的延时时间约为1ns。外部延时器延时时间短，与程序延时相互配合，可大大提高延时精度。
由ARM微控制器通过通用输入输出端口控制前Npb个开关关断，其他开关开通，则输出控制信号仅通过前Npb个延时器，于是，延时时间可由选择开通的延时器数量决定，实现了相位差Ф的精确调整。
所提驱动电路采用如下流程进行工作：
(1)将表3计算得到的输入电压对应控制管和同步整流管的驱动时序关系储存在微控制器中；
(2)采用图14中所示的隔离和调理电路，对微控制器对输入电压进行采样；
(3)检测输入电压，在微控制器查找表中进行查找，生成控制管驱动信号，同步整流管驱动信号和相应的延时器控制信号；
(4)开关器控制同步整流管控制信号VSR需要通过的延时器个数，将控制管驱动信号通过延时器来获得同步整流管驱动信号；
(5)最后利用氮化镓驱动芯片直接驱动氮化镓控制管和同步整流管。
完整的氮化镓驱动电路原理图如图14所示，其中模数转换，通用输入输出端口与查找表信号输出均由微控制器ARM STM32F746VG完成。
采用所提驱动电路的超高频反激式超高频谐振classФ2反激变换器与采用传统驱动电路的效率对比图，可以看出，效率最大提升2.2％，所提驱动电路具有应用价值。
实施案例2：LLC谐振变换器
如图16所示的超高频LLC谐振变换器，原理如实施案例1中相同，电感与变压器也可以集成至同一个平面无磁芯变压器中，作为平面变压器的激磁感与漏感。原边控制管与副边同步整流管均采用氮化镓器件，在超高频下，控制管与同步整流管相位时序要求很高，故采用如图17所示的微控制器查找表方法进行驱动，相位关系由延时器进行调整，可以使LLC谐振变换器在超高频下以更高效率工作。
LLC谐振变换器的驱动电路框图仍然与实施案例1中的类似，仅增加输出电流采样，所提LLC谐振变换器驱动电路采用隔离和调理电路检测输入电压与输出电流，将不同输入电压和/或负载情况下的控制管和同步整流管的相位时序关系信息储存在微控制器查找表中，利用查表法，确定输入电压，输出电流对应的时序关系。通过编辑微控制器表中的数据，控制开关管的通断，对隔离和反向导通时间进行补偿，从而在宽范围电压输入下实现零电压开通且大幅减小反向导通机制时间，减小导通损耗，宽范围地提高了变换器效率。
该LLC谐振变换器电路结构，驱动电路，指导思想均与案例1类似，类似内容不再赘述，与反激变换器不同的是，随着负载的变化，驱动时序也会发生变化，故加入输入电流检测和调理电路。
所提驱动电路在谐振LLC变换器中的工作流程如下：
(1)将计算得到的输入电压对应控制管和同步整流管的驱动时序关系储存在微控制器中；
(2)采用图17中所示的隔离和调理电路，对微控制器对输入电压和/或输出电流进行采样；
(3)依照输入电压和/或输出电流，在微控制器的二维查找表中进行查找，生成控制管驱动信号，同步整流管驱动信号和相应的延时器控制信号；
(4)开关器控制同步整流管控制信号VSR需要通过的延时器个数，将控制管驱动信号通过延时器来获得同步整流管驱动信号；
(5)最后利用氮化镓控制芯片直接驱动氮化镓器件。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.一种氮化镓器件的超高频门极驱动电路，应用于宽输入电压和宽输出电流范围的超高频隔离型谐振变换器，变换器通过原边控制管与副边同步整流管进行控制，其特征在于：包括隔离与调理电路、延时电路、微控制器和控制管同步整流管驱动芯片；隔离与调理电路对主电路的输入电压和/或输出电流进行采样，采样信号送给微控制器，微控制器的控制信号经驱动隔离电路、控制管驱动芯片输出给超高频隔离型谐振变换器的控制管；微控制器的另一路控制信号经延时电路输出给同步整流管驱动芯片，同步整流管驱动芯片输出给超高频隔离型谐振变换器的同步整流管。
2.根据权利要求1所述氮化镓器件的超高频门极驱动电路，特征在于：所述延时电路包括了多个开关器；和多个延时器；，各延时器依次串连，每个延时器并联一个开关器，各开关器同时与微控制器的GPIO端口连接，由微控制器连接第一个延时器，最后一个延时器连接同步整流管驱动芯片；所述微控制器包括数模转换、定时器和储存器。
3.采用权利要求1所述驱动电路对超高频隔离谐振变换器控制方法，包括以下步骤：
第一，根据超高频隔离型谐振变换器元器件的参数，计算输入电压和/或输出电流对应控制管和同步整流管的驱动时序关系，以及对应时序控制管与同步整流管的相位差，生成查找表并储存在微控制器中；
第二，由隔离和调理电路，对变换器输入电压和/或输出电流进行采样；
第三，根据采样到的输入电压和/或输出电流，在微控制器查找表中，查找到与该输入电压和/或输出电流相对应的控制管与同步整流管的驱动信号占空比及相位差，控制管的驱动信号经驱动隔离电路和控制管驱动芯片输出给控制管；同步整流管的驱动信号经延时电路延时，实现相位调节，再通过同步整流管驱动芯片，输出给同步整流管。
4.根据权利要求3所述控制方法，其中，第一步中所述超高频隔离反激变换器控制方法，其中，输入电压对应控制管和同步整流管的驱动时序关系理论计算步骤如下：
(1)列写输入电压对变换器的状态方程，如下：
其中根据电路中参与谐振的无源器件，定义状态向量X(ωt)，式1中的是X(ωt)的微分，利用基尔霍夫电流定律与基尔霍夫节点电压定律，根据电路中器件参数给出矩阵A，B，激励向量U(ωt)根据输入输出条件确定；
(2)根据谐振变换器的滞环模态，得到控制管驱动信号占空比D1，同步整流管驱动信号占空比D2，两驱动信号相位差Ф与模态时间节点ta，tb，tc的关系式，其中，ta为从控制管和同步整流管均为开通状态的时间，tb为控制管开通时间，tc为从控制管开通到同步整流管开通的时间，ω为变换器开关频率f对应的角频率，即ω＝2πf；
Ф＝ωtb 式4
(3)解状态方程，列写X(ωt)的表达式如下，其中I为单位矩阵：
X(ωt)＝eAωt·X(0)+A-1·(eAωt-I)·B·U 式5
(4)根据上式与谐振变换器的4个滞环控制模态，列写边界条件关系式，其中I为单位矩阵，X(0)表示状态向量在0时刻的值，A为步骤(1)中所述参数矩阵，其下标①，②，③和④表示该变量在模态①，②，③，④下的值。模态①为两开关管均开通，模态②为控制管开通，同步整流管关断，模态③为两开关管均关断，模态④为控制管关断，同步整流管开通。上述关系式如下：
(5)根据谐振变换器工作在开关管零电压开通或零电流关断条件下，列写边界条件。任意开关管工作在零电压开通条件下时，vds＝0，则该开关管结电容电压为0，vCF＝0，若此时处于第i模态t1时刻，i的取值范围为①，②，③，④其中之一，vCF为状态向量X(ωt)的第j个分量，j的取值范围为从1到X(ωt)维数中的某一整数，由其在X(ωt)中位置决定，则边界条件可写作：
vds(t1)＝0→vCF(t1)＝0→Xij(0)＝0 式10
任意开关管工作在零电流关断条件下时，源极电流id＝0，则该开关管支路上电感电流iL＝0，若此时处于第m模态t2时刻，m的取值范围为①，②，③，④模态之一，iL为状态向量X(ωt)的第n个分量，n的取值范围为从1到X(ωt)的维数中的某一整数，由其在X(ωt)中位置决定，则边界条件可写作：
id(t2)＝0→iL(t2)＝0→Xmn(0)＝0 式11
因为步骤(4)中仅有3个未知变量ta，tb，tc，故选择变换器中任意3个零电压开通或零电流关断边界条件，可组成边界条件方程组。
(6)联立步骤(4)方程和步骤(5)边界条件方程，解方程组，得ωta、ωtb与ωtc；
(7)根据式2～式4求出控制管占空比D1、同步整流管占空比D2与控制管和同步整流管驱动信号相位差Ф；
(8)得到控制管和同步整流管的驱动时序关系表，以及对应时序控制管与同步整流管的相位差。
5.根据权利要3或4所述控制方法，其中第三步中所述控制方法，其中延时电路包括多个开关器与延时器，延时电路的工作流程如下：
(1)根据在微控制器查找表中查找控制管与同步整流管控制信号相位差Ф，即需要延时的时间Tp＝Ф×T/360，T为开关周期，如下式确定微控制器程序中延时周期数Npm与需要通过的外部延时器数量Npb，确定要打开的开关器个数Npb，其中Tm，Td分别为程序延时与延时器延时最小时间单位，通过厂家数据手册获得；
(2)由ARM微控制器同时送出原边控制管控制信号与同步整流管控制信号；
(3)由ARM微控制器控制的开关器选通了Npb个延时器，通过延时器的驱动信号产生了Npb×Td的延时，即与程序延时共同作用，产生了需要的相位差。
CN201610368366.3A 2016-05-27 2016-05-27 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法 Expired - Fee Related CN105896992B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610368366.3A CN105896992B (zh) 2016-05-27 2016-05-27 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610368366.3A CN105896992B (zh) 2016-05-27 2016-05-27 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105896992A true CN105896992A (zh) 2016-08-24
CN105896992B CN105896992B (zh) 2018-03-30

Family

ID=56710716

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610368366.3A Expired - Fee Related CN105896992B (zh) 2016-05-27 2016-05-27 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN105896992B (zh)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106505905A (zh) * 2016-11-23 2017-03-15 北京新能源汽车股份有限公司 电动汽车、电动汽车馈电装置及其控制方法
CN108155799A (zh) * 2016-12-06 2018-06-12 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
CN109104092A (zh) * 2018-09-28 2018-12-28 南京理工大学 低开关管电压应力电流型输出谐振变换器
CN109194140A (zh) * 2018-09-28 2019-01-11 南京理工大学 低开关管电压应力电压型输出谐振变换器
CN109687720A (zh) * 2018-11-23 2019-04-26 南京航空航天大学 一种宽输入电压范围谐振型变换装置及其控制方法
CN109698627A (zh) * 2018-12-24 2019-04-30 东北大学 一种基于开关电容器的全桥dc/dc变换器及其调制策略
TWI685185B (zh) * 2018-07-27 2020-02-11 立錡科技股份有限公司 用於返馳式電源供應電路之零電壓切換控制電路
CN111987911A (zh) * 2020-06-08 2020-11-24 江苏理工学院 一种基于氮化镓的dcdc变换器
WO2022173374A1 (en) * 2021-02-09 2022-08-18 Aes Global Holdings Pte Ltd. Apparatus and method for synchronous rectifier control delay
WO2023236524A1 (zh) * 2022-06-10 2023-12-14 Oppo广东移动通信有限公司 变换电路、电路控制方法、电子设备、介质和程序产品

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050195622A1 (en) * 2004-02-20 2005-09-08 Lehman Bradley M. DC power converter and method of operation for continuous conduction mode
CN105186880A (zh) * 2015-09-07 2015-12-23 广州金升阳科技有限公司 Vhf电路的控制方法、vhf电路及其电源扩展架构

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050195622A1 (en) * 2004-02-20 2005-09-08 Lehman Bradley M. DC power converter and method of operation for continuous conduction mode
CN105186880A (zh) * 2015-09-07 2015-12-23 广州金升阳科技有限公司 Vhf电路的控制方法、vhf电路及其电源扩展架构

Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106505905A (zh) * 2016-11-23 2017-03-15 北京新能源汽车股份有限公司 电动汽车、电动汽车馈电装置及其控制方法
CN106505905B (zh) * 2016-11-23 2019-06-04 北京新能源汽车股份有限公司 电动汽车、电动汽车馈电装置及其控制方法
CN108155799A (zh) * 2016-12-06 2018-06-12 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
CN108155799B (zh) * 2016-12-06 2020-09-11 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
TWI685185B (zh) * 2018-07-27 2020-02-11 立錡科技股份有限公司 用於返馳式電源供應電路之零電壓切換控制電路
CN109194140B (zh) * 2018-09-28 2020-06-19 南京理工大学 低开关管电压应力电压型输出谐振变换器
CN109104092A (zh) * 2018-09-28 2018-12-28 南京理工大学 低开关管电压应力电流型输出谐振变换器
CN109194140A (zh) * 2018-09-28 2019-01-11 南京理工大学 低开关管电压应力电压型输出谐振变换器
CN109104092B (zh) * 2018-09-28 2020-04-14 南京理工大学 低开关管电压应力电流型输出谐振变换器
CN109687720A (zh) * 2018-11-23 2019-04-26 南京航空航天大学 一种宽输入电压范围谐振型变换装置及其控制方法
CN109698627A (zh) * 2018-12-24 2019-04-30 东北大学 一种基于开关电容器的全桥dc/dc变换器及其调制策略
CN111987911A (zh) * 2020-06-08 2020-11-24 江苏理工学院 一种基于氮化镓的dcdc变换器
WO2022173374A1 (en) * 2021-02-09 2022-08-18 Aes Global Holdings Pte Ltd. Apparatus and method for synchronous rectifier control delay
US11575327B2 (en) 2021-02-09 2023-02-07 Aes Global Holdings Pte Ltd. Apparatus and method for synchronous rectifier control delay
US11581817B2 (en) 2021-02-09 2023-02-14 Aes Global Holdings Pte Ltd. Apparatus and method for synchronous rectifier control delay
US11804784B2 (en) 2021-02-09 2023-10-31 Aes Global Holdings Pte Ltd. Apparatus and method for synchronous rectifier control delay
WO2023236524A1 (zh) * 2022-06-10 2023-12-14 Oppo广东移动通信有限公司 变换电路、电路控制方法、电子设备、介质和程序产品

Also Published As

Publication number Publication date
CN105896992B (zh) 2018-03-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105896992A (zh) 氮化镓器件的超高频门极驱动及控制方法
CN110212774B (zh) 一种双有源桥dc-dc变换器及其回流功率优化方法
CN103457477B (zh) 一种移相软开关变换器的控制方法
CN103401442B (zh) 一种基于输出恒流的ac-dc隔离型变换器的数字控制器
CN106655775B (zh) 一种含有软开关的两端口输入ZVT高增益Boost变换器
CN101540507B (zh) 补偿式三相有源功率因数校正电路
CN105337505A (zh) 一种dc/dc变换电路及电源装置
CN112383225B (zh) 应用于级联变换器的参数设计方法及级联变换器
CN112994472A (zh) 高频llc谐振变换器最优死区计算方法、变死区控制方法
CN104218807A (zh) 一种耐高压的开关电源
CN114301313A (zh) 一种无输入储能电感隔离谐振软开关型三相pfc变换器及其控制方法
Chothe et al. Design and modeling of phase shifted full bridge DC-DC converter with ZVS
Pourjafar et al. A Coupled Inductor Based High Voltage Gain DC-DC Converter Using Interleaved Voltage Multiplier Cells.
CN107038318B (zh) 一种含有谐振零点直流变换器的参数设计方法
Fan et al. Design and analysis of high voltage power supply for industrial electrostatic precipitators
CN105141136B (zh) 一种应用于全桥隔离dc‑dc变换器的直接功率控制方法
CN204442168U (zh) 一种基于无桥cuk隔离型三相功率因数校正变换器
Azeem et al. A hybrid resonant ZVZCS three-level converter suitable for photovoltaic power DC distribution system
CN110729906A (zh) 一种零电压转换cll谐振dc-dc变换器及其控制方法
CN217087792U (zh) 一种无输入储能电感隔离谐振软开关型三相pfc变换器
CN104967304A (zh) 一种基于无桥cuk隔离型三相功率因数校正变换器
CN104734496A (zh) 一种sepic馈电升降压变换器
Alizadeh et al. Non-isolated bidirectional DC-DC soft-switching converter without auxiliary switches
Abramovitz et al. Time domain analysis of LCC resonant converter with capacitive output filter
CN202524296U (zh) 高功率因数的无桥反激变换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20180330

Termination date: 20190527

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee