CN105186880A - Vhf电路的控制方法、vhf电路及其电源扩展架构 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于氮化镓器件的超高频直流变压器的新型控制策略，属于DC-DC功率变换领域。该控制策略是在滞环控制的基础上，使滞环控制输入端的各点电压的幅值跟随输入电压等比例地变化，使得开关管DS两端电压的相位与其驱动电压的相位始终能够很好得匹配起来，从而解决了VHF电路闭环工作时，随着输入电压上升而产生的同步整流管以及主开关管反向导通时间变长的问题，减小了开关管的反向导通损耗。在所述VHF直流变压器控制策略的基础上，提出了一种基于GaN？VHF直流变压器的新型电源架构。所述电源架构具有很高的功率密度和动态响应速度。并且，在这种新型电源架构中可以利用多个该控制方式下的VHF直流变压器串联或者并联的方法实现整个电源架构高电压输出或者大电流输出的功能，增加了电路设计的灵活性。

Description

VHF电路的控制方法、VHF电路及其电源扩展架构

技术领域

本发明属于功率变换技术领域，特别涉及以氮化镓(GalliumNitride,GaN)器件为开关器件的DC-DC功率变换技术领域的VHF电路的控制方法、VHF电路及其电源扩展架构。

背景技术

随着电力电子技术的发展，功率变换器正向高频化方向发展。传统功率变换器的工作频率一般为几十千到几百千赫兹，动态响应慢，同时储能元件(如电容、电感)的体积和重量相对较大，很大程度上降低了变换器的功率密度。而工作频率的提高能够有效加快变换器的动态响应速度以及变换器的功率密度。因此，变换器高频化、高功率密度化是功率变换器的发展趋势。

随着基于第3代半导体材料的宽禁带半导体器件的推出，功率变换器的工作频率以及变换器效率都得到了显著提升。作为宽禁带半导体器件的典型代表，氮化镓(GalliumNitride,GaN)器件具有极小的导通电阻和寄生电容，与同等条件下的硅器件相比其对应的导通损耗和驱动损耗会大大降低，所以把GaN器件作为主开关管与同步整流管运用到超高频(VeryHighFrequency,缩写为VHF，为简洁起见，以下简称为“VHF”)电路中是有现实意义的。尽管GaN器件具有很多的优点，但是GaN器件在VHF电路中的使用还存在着很多待解决的问题。与传统的硅器件不同，GaN器件没有反偏二极管，在未加驱动电压，电流反向流过GaN晶体管的时候，需要依靠反向导通机制来使得电流导通，由此引起的反向导通压降会很高，大约是常见硅MOS管反偏二极管导通电压的两倍，反向导通损耗很大。

而另一方面，VHF电路中主开关管在固定占空比条件下工作，并且通过滞环控制的方式稳定输出电压。采用这一控制方式的超高频电路存在的问题是，随着输入电压的上升，同步整流管会出现提前开通的现象，并且两只开关管的反向导通时间均变长、反向导通损耗均变大。对于一台输入电压范围在18-36V之间的VHF直流变换器，图1与图2分别给出了电路闭环后18V输入及36V输入时同步整流管的驱动电压及DS两端电压波形。在VHF电路中，为了减小器件的开关损耗，往往希望器件能够实现软开关，希望器件的电压、电流能够自然到零。观察图1发现，当输入电压为18V时，同步整流管电压能够自然到零、实现软开关，并且同步整流管没有反向导通，无反向导通损耗。观察图2发现，当输入电压为36V时，同步整流管硬开通，同步整流管电压并没有自然到零，具有很大的开关损耗；并且同步整流管的反向导通时间达到15ns，超过整个导通时间的25％，产生很大的反向导通损耗。为了解决同步整流管的硬开通问题，一般采取的措施是给同步整流管的驱动一个延时信号，使得同步整流管DS两端电压与其驱动电压能够匹配起来，并且输入电压越大时同步整流管驱动电压的延时时间也就越长。图3给出了，36V输入时对同步整流管驱动电压做精确延时后同步整流管的驱动电压及其DS两端的电压波形，观察图3发现，通过对驱动电压做精确的延时以后，可以避免同步整流管的硬开通的现象，但是此时同步整流管仍有12ns的反向导通时间，仍然具有很大的反向导通损耗。图4与图5分别表示电路闭环后18V输入和36V输入时主开关管DS两端电压波形，观察图5发现，36V输入时主开关管的反向导通时间达到5ns，超过整个导通时间的10％，造成很大的反向导通损耗。

综上，如何避免同步整流管与主开关管的反向导通损耗随着输入电压的上升而增加是把GaN器件运用到VHF电路中亟待解决的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是：提出一种新的VHF电路的控制方法，用来解决VHF电路闭环工作中由于输入电压升高而引起的同步整流管与主开关管反向导通损耗增加的问题，从而使得基于GaN器件的VHF变换器在较宽的电压输入范围内都具有较高的效率。其本质是解决VHF电路闭环工作中同步整流管与主开关管的反向导通时间随输入电压升高而变长的问题。

与此相应，本发明的另一个目的是，提出一种新的VHF电路，能够解决VHF电路闭环工作时，随着输入电压上升而产生的同步整流管以及主开关管反向导通时间变长的问题，减小了同步整流管及主开关管的反向导通损耗，保证了宽电压输入范围内VHF变换器的高效率。

本发明还有一个目的是，提出一种基于新的VHF电路的电源扩展架构，能够利用多个GaNVHF直流变压器串或者并联的方法实现电源架构高电压或大电流输出的功能。

通过对VHF谐振电路的分析，发现当VHF电路开环工作时，由于其整个网络的阻抗不变，电路中各点电压的幅值会随着输入电压发生改变，但各点电压的相位并不随着输入电压发生改变。如果在全负载范围内能够实现电路中滞环控制输入端的各点电压的幅值跟随输入电压或输出电压等比例地变化，使VHF电路工作在与开环时相似的状态下，以此保证闭环后主电路中各点电压的相位不随输入电压发生改变，从而使得开关管DS两端电压的相位与其驱动电压的相位始终能够很好的匹配起来，那么随着输入电压上升而产生的同步整流管的硬开通现象及两只开关管反向导通时间变长的问题就能得到解决。此时该VHF电路的直流变换器工作模式，就变为一种叠加了直流变压器控制模式的直流变换器，或者说，此时VHF电路本身就等效为一种VHF直流变压器。

根据VHF谐振变换器的上述特点，本发明所采用的技术方案是：

一种VHF电路的控制方法，应用于VHF电路的滞环控制输入端，该方法在VHF电路的直流变换器工作模式基础上，叠加直流变压器控制模式，所述直流变压器控制模式，在全负载范围内，使滞环控制输入端的各点电压的幅值跟随输入电压等比例地变化，使主电路中各点电压的相位不随着输入电压的变化而发生改变，从而使得氮化镓器件DS两端电压的相位与其驱动电压的相位始终能够匹配,，以避免VHF电路因输入电压Vin的上升而引起的氮化镓器件的反向导通时间变长。

优选的，所述直流变压器控制模式，是将全输入范围内变化的输入电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的参考输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输入电压等比例变化的电压。

优选的，所述直流变压器控制模式，是将全负载范围内变化的输出电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输回滞环控制模块的反馈输入端；所述等比例变化的电压，即电压的幅值跟随输出电压等比例变化的电压。

本发明还提供一种VHF电路，包括用于控制VHF电路的稳压的滞环控制模块，所述滞环控制模块的输入端包括参考输入端和反馈输入端，还包括电压等比例变化模块，电压等比例变化模块设于输入电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输入电压Vin连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的参考输入端连接，用以将全输入范围内变化的输入电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的参考输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输入电压等比例变化的电压。

优选的，所述电压等比例变化模块，还设于反馈电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输出电压Vo连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的反馈输入端连接，用以将全负载范围内变化的输出电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的反馈输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输出电压等比例变化的电压。

优选的，所述电压等比控制模块，由分压电路、线性光耦和差分放大电路构成，输入电压Vin经分压电路分压后，输入到线性光耦，实现隔离与电压的等比例放大，最后将线性光耦的差模输出电压通过一级差分放大电路进行等比例的放大，得到滞环控制模块的参考电压Vref，此时的参考电压跟随输入电压等比例地变化。

优选的，所述分压电路，是由电阻R9、R10、R11、R12、滤波容C1及运算放大器A1构成的同相比例放大器,电阻R11的一端作为电压等比例变化模块的输入端，电阻R11的另一端连接运算放大器A1的同相输入端；运算放大器A1的反向输入端通过电阻R9接地；运算放大器A1的输出端作为分压电路的输出端；电阻R10并联在运算放大器A1的反向输入端与输出端之间；电阻R11的另一端还分别通过电阻R12及电容C1接地；所述差分放大电路，是由电阻R1、R6、R7、R8及运算放大器A2构成，电阻R1的一端作为差分放大电路的同相输入端，电阻R1的另一端分别与运算放大器A2的同相输入端及电阻R6的一端连接，电阻R6的另一端接地；电阻R7的一端作为差分放大电路的反相输入端，电阻R7的另一端分别与运算放大器A2的反向输入端及电阻R8的一端连接，电阻R8的另一端连接运算放大器A2的输出端，同时运算放大器A2的输出端作为差分放大电路的输出端。

优选的，所述电压等比例变换模块，由分压电路、调制电路、隔离器和解调电路构成，分压电路，将不同电压等比例地缩小为电压V1，并将电压V1传输给调制电路；调制电路，将电压V1进行调制，并将调制信号V2传输给隔离器；隔离器，将调制信号V2经数字隔离器隔离后传输给解调电路；解调电路，将调制信号对应成比例地转换为不同的电压V4，并输出。

优选的，所述调制电路，采用脉宽调制的方式进行调制，将不同的电压V1，转化成频率相同、占空比不同的方波信号V2，即将分压电路输出的不同电压V1与等腰三角波比较产生占空比与输入电压对应成比例的方波信号V2，方波信号V2经数字隔离器隔离后输入到RC低通滤波器进行滤波，得到参考电压Vref，所得参考电压的值与输入电压对应成比例，用以提供给滞环控制模块。

优选的，所述调制电路，采用调频的方式进行调制，即把分压电路输出的不同电压V1输入到电压频率转换模块，经由电压频率转换模块产生方波信号V2，其频率与输入电压成线性关系，方波信号V2经数字隔离器隔离后生成方波信号V3输入到频率电压转换模块，再由频率电压转换模块输出电压幅值与方波信号V3的频率对应成比例，并经过后级减法器进行修正得到参考电压Vref，所得参考电压Vref与输入电压对应成比例，用以提供给滞环控制模块。

优选的，所述VHF电路还包括延时模块和数字隔离器，滞环控制模块的输出端分别经由延时模块和数字隔离器连接同步整流管和主开关管，用以通过延时模块抵消数字隔离器的延时影响，使同步整流管和主开关管能够实现同时开通与关断。

本发明再提供一种VHF电路，包括滞环控制模块，用于控制VHF电路的稳压，滞环控制模块包括参考输入端和反馈输入端，还包括电压等比例变化模块，电压等比例变化模块，设于反馈电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输出电压Vo连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的反馈输入端连接，用以将全负载范围内变化的输出电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块；所述等比例变化的电压，即电压的幅值跟随输出电压等比例变化的电压。

对基于上述VHF电路的电源扩展架构的发明目的，本发明提供了一种新的电源扩展架构，由电压调节模块与上述的VHF电路连接而成，用以通过多个VHF电路的扩展连接，为负载提供大电流输出的电源，多个VHF电路的输入端并联连接形成功率变换器的总输入端；多个VHF电路的输出端并联连接形成电源输出端。

本发明还提供了一种电源扩展架构，由电压调节模块与多个上述的VHF电路连接而成，用以通过多个VHF电路的扩展连接，为负载提供降压输出的电源，多个VHF电路的输入端串联连接形成功率变换器的总输入端；多个VHF电路的输出端并联连接形成电源的输出端。

本发明再提供一种电源扩展架构，由电压调节模块与多个上述的功率变换器连接而成，用以通过多个VHF电路的扩展连接，为负载提供高电压输出的电源，多个VHF电路的输入端并联连接形成功率变换器的总输入端；多个VHF电路的输出端串联连接形成电源的输出端。

该新型电源架构利用了GaNVHF直流变压器宽输出电压范围的特点，从而能够实现负载点电压在较宽范围内变化的功能，并且在较宽的负载电压范围内都能够实现整个电源架构较高的效率。在该新型电源架构中，这种基于GaN的VHF直流变压器除了能单个使用外，还能通过串并联的方式灵活的使用，从而满足所提电源架构高电压或者大电流输出的要求。由于基于所提新型控制策略的单个GaNVHF直流变压器具有很高的功率密度、效率和动态响应速度，从而保证了其串并联使用后整个电源架构的高功率密度、高效率及较快的动态响应速度。综上可知，采用这种新型电源架构以后能大大地增加电路设计的灵活性。

本发明的有益效果如下：

1、本发明中提出了一种基于GaN器件的VHF直流变压器的控制策略。

2、本发明中所提控制策略运用于基于GaN的VHF电路中，避免了VHF谐振电路中因输入电压升高而引起的同步整流管的硬开通及反向导通时间变长的状况，从而解决了同步整流管的开关损耗及反向导通损耗随输入电压上升而增大的问题。

3、本发明中所提控制策略运用于基于GaN的VHF电路中，避免了VHF谐振电路中因输入电压上升而引起的主开关管的反向导通时间变长的状况，从而解决了主开关管的反向导通损耗随输入电压上升而增大的问题。

4、本发明中提出控制策略运用于基于GaN的VHF变换器中，能够保证变换器在较宽的输入电压范围内和较宽的负载范围内都具有较高的效率。

5、基于本发明所提控制策略的GaNVHF直流变压器与传统变压器相比具有更快的动态响应速度，更高的功率密度以及更小的输出电容与输入电容。

6、本发明中基于VHF直流变压器提出了一种新型电源架构

7、本发明中所提新型电源架构利用单个VHF直流变压器功率密度高、动态响应速度快的特点，从而保证了整个电源架构的高功率密度和较快的动态响应速度。

8、本发明中所提新型电源架构利用多个VHF直流变压器输出端串联的方式实现电源架构高电压输出的功能，利用多个VHF直流变压器输出端并联的方式实现电源架构大电流输出的功能，增加了电路设计的灵活性。

附图说明

图1是现有VHF电路在闭环后18V输入时，同步整流管的驱动电压Vgs2及其DS两端电压Vds2的波形图；

图2是现有VHF电路在闭环后36V输入时，同步整流管的驱动电压Vgs2及其DS两端电压Vds2的波形图；

图3是现有VHF电路在闭环后36V输入时，对同步整流管的驱动电压Vgs2做精确延时后，同步整流管的驱动电压Vgs2及其DS两端电压Vds2的波形图；

图4是现有VHF电路在闭环后18V输入时，主开关管的电压Vds1的波形图；

图5是现有VHF电路在闭环后36V输入时，主开关管的电压Vds1的波形图；

图6是本发明第一实施例的VHF电路的电路原理框图，是基于GaN器件的VHF直流变压器的一种新型控制策略的结构框图；

图7是本发明第一实施例的VHF电路的电压等比例变化模块的电路原理图，是采用线性光耦实现滞环控制的参考电压跟随输入电压等比例变化的电路；

图8是本发明第二实施例的VHF电路的电路原理框图，是采用调制、解调方式实现参考电压跟随输入电压等比例变化功能的控制策略的结构框图；

图9是本发明第二实施例的VHF电路的电压等比例变化模块的电路原理图，是采用脉宽调制的方式实现滞环控制的参考电压跟随输入电压等比例变化的电路；

图10是本发明第三实施例的VHF电路的电压等比例变化模块的电路原理框图，是采用调频的方式实现滞环控制的参考电压跟随输入电压等比例变化的电路；

图11是本发明第四实施例的VHF电路的电路原理框图，基于GaN器件的VHF直流变压器的又一种控制策略的结构框图；

图12是本发明VHF电路应用在以VHFBoost型隔离变换器为主电路拓扑的电源变换器的电路原理图；

图13是本发明VHF电路的输入电压Vin与输出电压Vout的波形图；

图14是本发明VHF电路在36V输入、变换器满载工作时，同步整流管的驱动电压及其DS两端电压Vds2的波形图；

图15是本发明VHF电路在36V输入、变换器半载工作时，同步整流管的驱动电压及其DS两端电压Vds2的波形图；

图16是本发明VHF电路在36V输入、变换器满载工作时，主开关管的电压Vds1的波形图；

图17是本发明VHF电路在36V输入、变换器半载工作时，主开关管的电压Vds1的波形图；

图18是本发明VHF电路应用在VHF反激变换器中的电路原理图；

图19是基于多个VHF电路的新型电源扩展架构的结构框图；

图20是基于多个VHF电路的输入端、输出端均并联时的电源扩展架构的结构框图；

图21是基于多个VHF电路的输入端并联、输出端串联时的电源扩展架构的结构框图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明相对现有技术所作出的改进，在对本发明的具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术加以说明。

把GaN器件作为主开关管与同步整流管运用到VHF同步整流电路中时，主要存在的问题包括：

1)随着输入电压的上升，同步整流管的反向导通时间变长，反向导通损耗增加；

2)随着输入电压的上升，主开关的反向导通时间变长，使得主开关的反向导通损耗增大。

由于GaN器件依赖于其反向导通机制进行反向导通，具有较大的反向导通压降，所以这一现象在GaN器件的使用中变得尤为明显。

当VHF谐振变换器开环工作时，由于整个网络的阻抗并不随输入电压发生改变，所以输入电压地上升只能改变电路中各点电压的幅值，而并不改变其相位。本发明就是利用VHF谐振电路的这一特点，让输出电压跟随输入电压等比例的变化，此时对于每一个输入电压来说，电路都在与开环时一致的状态下工作，电路中各点电压的相位不会随着输入电压而发生改变，避免了同步整流管及主开关管反向导通时间变长的状况，从而解决了同步整流管及主开关管反向导通损耗随输入电压上升而增加的问题。由于该电路采用通过控制整个变换器开通与关断的方式来调节输出电压，所以当负载改变时，只会影响到滞环控制的占空比及其调节频率，并不会对主电路中各点电压的相位关系产生影响。即通过等比例地改变滞环控制电路参考电压的方式，使得变换器输出电压能够随着输入电压等比例的变化，从而对于每一个输入电压而言，变换器满载工作时其工作状态都与开环时一致。此时该VHF电路的直流变换器工作模式，就变为一种叠加了直流变压器控制模式的直流变换器，或者说，此时VHF电路本身就等效为一种VHF直流变压器。

据此思路，本发明首先创新了一种基于GaN器件的VHF电路的新型控制策略。

一种VHF电路的控制方法，应用于VHF电路的滞环控制，该方法在VHF电路的直流变换器工作模式基础上，叠加直流变压器控制模式，

所述直流变压器控制模式，在全负载范围内能够实现电路中各点电压的幅值跟随输入电压等比例地变化，而各点电压的相位不随着输入电压的变化而发生改变，即通过对叠加在滞环控制输入端的控制信号的等比例转换，来实现主电路的输出电压波形与输入电压波形的同步跟随，从而使得开关管DS两端电压的相位与其驱动电压的相位始终能够匹配,，以避免VHF电路因输入电压Vin的上升而引起的开关管的反向导通时间变长。

为了使本领域的技术人员更好地理解本发明的技术方案，以下将结合附图和具体实施方式，对本发明的技术方案进行详细说明。

第一实施例

如图6所示为本发明第一实施例的VHF电路的一种控制策略的结构框图，一种VHF电路，包括电压等比例变化模块和滞环控制模块。滞环控制模块通过分压电阻R2和R3对输出电压进行采样，采样电压和参考信号进行比较得到控制信号Vctrl，Vctrl控制整个变换器开通或者关断。通过计算得到输出电压滞环的上限电平VH和下限电平VL分别是：

$V_H=+\frac{R_2+R_3}{R_2}(\frac{R_4\·V_{CH}}{R_4+R_5}+\frac{R_5\·V_{ref}}{R_4+R_5})---\left(1\right)$

$V_L=\frac{R_2+R_3}{R_2}(\frac{R_4\·V_{CL}}{R_4+R_5}+\frac{R_5\·V_{ref}}{R_4+R_5})---\left(2\right)$

其中V_CH和V_CL分别为比较器输出的高电平与低电平，V_CH约等于比较器的供电电压，V_CL一般为0V，又因为输出电压的滞环宽度非常的窄，通过式子(1)和(2)可以认为输出电压与参考电压V_ref之间是对应成比例的，既可以通过调节参考电压V_ref的大小实现输出电压等比例的变化。

电压等比例变化模块设于滞环控制模块的输入电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输入电压Vin连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的参考输入端连接，用以将全输入范围内变化的输入电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的参考输入端；即电压等比例变化模块用于实现直流变压器控制模式。所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输入电压等比例变化的电压。

电压等比例变化模块，包括了分压电路、线性光耦和差分放大电路。输入电压V_in经分压电路分压后得到电压V₁，此时要确保V₁的值始终落在线性光耦的线性变化范围内，然后将电压V₁输入到线性光耦，实现隔离与电压的等比例放大，最后将线性光耦的差模输出电压通过一级差分放大电路，对线性光耦的差模输出电压进行等比例放大，得到滞缓控制的参考电压V_ref。此时，滞缓控制的参考电压V_ref能够跟随输入电压等比例地变化，从而实现输出电压跟随输入电压等比例变化的功能。

图6所示的VHF电路的结构框图中，还包括了数字隔离器，用来实现变压器原副边控制信号的隔离，又因为数字隔离器对V_ctrl信号存在一定的延时作用，所以对输入变压器副边的控制信号进行一定的延时，从而使输入变压器原边和副边的控制信号能够实现同时开通与关断。此外图6所示结构框图中还包括了主开关管与同步整流管的驱动信号CON1和CON2，CON1和CON2分别在固定占空比条件下工作，当V_ctrl为正的时候，变换器的主开关管与同步整流管以固定占空比工作，当V_ctrl为0的时候原副边两只管子同时长时间不工作，电路通过输出电容C_out放电，直至下一次V_ctrl为正。

图7给出了一种电压等比例变化模块的具体实现方式，所述电压等比例变化模块由分压电路、线性光耦和差分放大电路构成。所述分压电路是一个由电阻R₉、R₁₀、R₁₁、R₁₂、滤波容C₁及运算放大器A1构成的同相比例放大器。电阻R11的一端作为电压等比例变化模块的输入端，电阻R11的另一端连接运算放大器A1的同相输入端；运算放大器A1的反向输入端通过电阻R9接地；运算放大器A1的输出端作为分压电路的输出端；电阻R10并联在运算放大器A1的反向输入端与输出端之间；电阻R11的另一端还分别通过电阻R12及电容C1接地。输入电压V_in经分压电路分压后，实现电压等比例的缩小，得到电压V₁能够落入线性光耦线性变化的范围内。所述线性光耦在实现隔离的同时，能够把落入其线性变化范围内的电压进行等比例的放大。所述差分放大电路包括了电阻R₁、R₆、R₇、R₈及运算放大器A2，电阻R1的一端作为差分放大电路的同相输入端，电阻R1的另一端分别与运算放大器A2的同相输入端及电阻R6的一端连接，电阻R6的另一端接地；电阻R7的一端作为差分放大电路的反相输入端，电阻R7的另一端分别与运算放大器A2的反向输入端及电阻R8的一端连接，电阻R8的另一端连接运算放大器A2的输出端，同时运算放大器A2的输出端作为差分放大电路的输出端，其功能是把线性光耦的差模输出电压等比例的放大，把差分放大电路的输出作为滞环控制的参考电压。综上可知，此时能够实现参考电压V_ref跟随输入电压V_in等比例变换的功能。

第二实施例

图8为本发明第二实施例的VHF电路的结构框图，给出了能够实现参考电压跟随输入电压等比例变化功能的另一种VHF电路。本发明第二实施例的VHF电路只是在第一实施例的基础上，对电压等比例模块的实现方法做了变动。本发明第二实施例的VHF电路中的电压等比例变化模块，包括了分压电路、调制电路、隔离模块和解调电路。输入电压V_in经一级分压电路后，等比例的缩小为电压V₁。接着对电压V₁进行调制，调制的方式主要有两种，即脉宽调制和调频。所谓脉宽调制是指针对不同的调制电压V₁，把它转化成为频率相同，占空比不同的方波信号。该方波信号经隔离器隔离后传递到后级，并在后级进行解调，即把不同占空比的方波信号对应地转换成不同的电压，作为滞环控制的参考电压。在转换过程中，保证参考电压V_ref随着输入电压等比例的变化，从而实现输出电压跟随输入电压等比例变化的功能。所谓调频是指把不同的调制电压V₁对应成比例的转换成不同频率的方波信号。该方波信号经隔离器隔离后传递到后级，并在后级进行解调，即把不同频率的方波对应成比例地转换为不同的电压，作为滞环控制的参考电压。此时，在整个转换过程中保证了参考电压V_ref随着输入电压等比例的变化，从而实现输出电压跟随输入电压等比例变化的功能。

图8所示VHF电路采用了一种新的方法实现电压等比例变化，图9给出了这种电压等比例变化模块的具体实现方式，所述电压等比例变化模块由分压电路、调制电路、数字隔离器和解调电路构成。所述分压电路包括了分压电阻R₁、R₆；所述调制电路包括等腰三角波CON3和比较器com₁；所述解调电路为一个由电阻R₇和电容C构成的RC低通滤波器。在图9所示的电路中，首先输入电压经过分压电阻分压后得到电压V₁，电压V₁与等腰三角波信号CON3比较，得到方波信号V₂，信号V₂的占空比与输入电压对应成比例。方波信号V₂经数字隔离器隔离以后得到方波信号V₃，V₃经后级RC低通滤波器滤波以后得到方波信号的平均值，所得平均值的大小与方波信号占空比对应成比例，并把所得方波信号的均值作为滞环控制的参考电压。综上可知，此时电路能够实现参考电压V_ref跟随输入电压等比例的变化，从而实现输出电压跟随输入电压等比例变化的功能。

第三实施例

图10所示为本发明第三实施例的VHF电路的电压等比例变化模块的结构框图，与第一、二实施例的不同之处在于，电压等比例变化模块采用调频的方式实现参考电压跟随输入电压等比例变化。所述电压等比例变化模块由分压电路、调制电路、数字隔离器和解调电路构成。所述分压电路包括了分压电阻R₁、R₆；所述调制电路是一个电压频率转换模块，它能够实现把不同的输入电压转换成不同频率方波信号的功能；所述解调电路包括一个频率电压转换模块和由电阻R₇、R₈、R₉及运放构成的减法器，它能够把不同频率的方波信号对应地转换成不同的电压值输出。在图10所示结构框图中，输入电压经分压电阻分压后得到电压V₁，把电压V₁输入到电压频率转换模块，得到方波信号V₂，方波信号V₂的频率与输入电压成线性关系。信号V₂经数字隔离器隔离后得到方波信号V₃，V₃信号输入频率电压转换模块后得到对应的输出电压，该电压与方波信号V₃的频率之间对应成比例。又因为电压频率转换模块中输出方波信号的频率与其输入电压之间是线性关系，并非对应成比例的，所以最后加一个减法器起到矫正的作用，使得最终输入滞缓控制的参考电压V_ref与输入电压V_in之间对应成比例。

第四实施例

图11所示为本发明第四实施例的VHF电路的结构框图，是VHF电路的又一种控制策略的结构框图，与第一、二、三实施例的不同之处在于，电压等比例变化模块设于滞环控制模块的反馈电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输出电压Vo连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的反馈输入端连接，用以将全负载范围内变化的输出电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的反馈输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输出电压等比例变化的电压。在该VHF电路中，输入电压经分压电路分压，得到滞环控制的参考电压V_ref，其值随输入电压等比例变换；而另一方面输出电压V_out经过分压、调制、隔离、解调以后生成采样电压，与参考电压V_ref比较产生V_ctrl信号。在图11所示控制策略的结构框图中，还包括了数字隔离器，用来实现变压器原副边控制信号的隔离。而另一方面，为了使输入变压器原副边的控制信号能够实现同时开通与关断，对输入变压器原边的控制信号进行一定的延时。

在此基础上结合具体实例，对这种输出电压跟随输入电压等比例变化的新型控制策略做详细的说明。

参见图12给出了应用这种控制策略的VHFBoost型隔离变换器的电路图。作为一款基于新型控制策略的GaNVHF直流变压器，与传统的直流变压器相比，图12所示GaNVHF直流变压器具有更高的功率密度与动态响应速度，从而保证了所提新型电源架构的高功率密度与较快的动态响应速度。

其中主电路部分由变压器原边的Class-Ф₂逆变器和变压器副边的Class-E整流器构成。变压器匝比为n₁:n₂。主开关管S_m在固定占空比条件下工作，占空比固定为0.4。S_m的寄生容被C_F完全吸收。其中，C_s为隔直电容，起到防止变压器饱和的作用。L_F，L_2F，C_F,C_2F形成谐振网络，用于降低主功率MOSFET的电压应力和实现其ZVS工作。谐振网络设计时的主要思想为：让整个谐振网络在二次谐波处呈现低阻抗，并且在基波处和三次谐波处呈现高阻抗，从而削除v_DS的电压尖峰，减小开关管的电压应力。Class-E整流器由同步整流管S_r，谐振电容C_r和谐振电感L_r组成，用于实现同步整流管的ZCS以及整流器输入基波电压与输入基波电流的同相位。同步整流管S_r的输出寄生电容被C_r完全吸收。

主电路的设计思想与普通的Boost型隔离VHF电路完全一致，首先采用基波假设法确定整流单元中谐振感L_r及谐振容C_r的值。在整流单元的设计中认为能量均由基波进行传递，并且认为当输入整流单元的基波电压与基波电流实现同相位的时候整流单元的效率是最高的。设计整流单元时，把逆变单元等效成一个正弦电压源，并且通过调节电感L_r及电容C_r的谐振频率实现输入整流级基波电压电流的同相位，并且通过调节电感L_r及电容C_r的特性阻抗使得输出功率满足设计要求。在设计逆变单元时，把后级整流单元等效成一个电阻，其值为输入整流单元的电压与电流的比值。逆变单元设计时，在确保由L_F，L_2F，C_F，C_2F形成的谐振网络在二次谐波处呈现低阻抗、在基波及三次谐波处呈现高阻抗的同时，确保主开关管ZVS的实现。在逆变级的设计过程中，首先选取合适的C_F的值，以保证逆变单元中比较小的环流，在此基础上确定L_F，L_2F，C_2F的初值，并且通过减小电感L_F值的方法实现主开关管的ZVS。

对于控制电路来说，输入电压V_in经过一级分压电路后得到电压V₁，此时要确保V₁的值始终落在线性光耦的线性范围内，接着把电压V₁输入到线性光耦，实现隔离及电压的等比例放大，最后把线性光耦的差模输出电压输入到后级差分放大电路得到滞环控制的参考电压V_ref，此时

$V_{ref}=r_{in}\·k\·\frac{K_{12}\·R_8}{R_9\·R_7}---\left(3\right)$

其中，k为线性光耦的增益，并且电路中各原件参数满足：R₁＝R₇，R₆＝R₈，R₉+R₁₀＝R₁₁+R₁₂。从式子(3)可知参考电压随输入电压等比列地变化。随着输入电压V_in地增大，一方面参考电压V_ref等比例的增大，另一方面输出电压也随着V_in等比例的增大，使得经R₂、R₃电阻分压后的采样电压也随着输入电压等比例增大，从而使得输出电压稳定。

图13给出了采用上述控制策略后，一台输入电压范围在18V到36V之间的Boost型VHF隔离变换器的输入电压及输出电压波形。观察图13发现，当输入电压为36V时，输出电压也稳定在36V；当输入电压下降时，输出电压紧跟输入电压下降；当输入电压为18V时，输出电压也稳定在18V；当输入电压上升时，输出电压也紧跟输入电压上升。观察图13中波形发现，此时能够实现输出电压跟随输入电压等比例变化的功能。

图14和图15分别给出了采用上述VHF电路后，在36V输入时，Boost型VHF隔离变换器在满载及半载情况下工作时同步整流管驱动电压及其DS两端电压波形。比较图2与图14发现，采用这种新型控制策略以后，当输入电压达到36V时，同步整流管DS两端电压与其驱动电压仍然能够很好得匹配起来，使得同步整流管的反向导通时间基本上为0，并且实现了同步整流管的ZVS。当变换器半载工作时，改变的只是滞环控制的占空比及其调节频率，并不会对主电路中各点电压的相位产生影响，所以观察图15发现，此时同步整流管的驱动电压及其开关管DS两端电压依旧能很好的匹配起来，并且同步整流管没有反向导通。

图16和图17分别给出了采用上述控制策略后36V输入时，Boost型VHF隔离变换器在满载及半载情况下工作时主开关管电压与电流的波形。比较图5与图16发现，采用这种新型控制策略以后，主开关管的反向导通时间并没有随着输入电压的上升而变长，从而保证了在较宽的电压输入范围内变换器的高效率。同样，当变换器半载工作时，改变的只是滞环控制的占空比以及调节频率，并不会对主电路的谐振状态产生影响，比较图4与图16发现，此时主开关管的反向导通时间并没有随着输入电压的上升而变长。

参见图18给出了应用这种控制策略的VHF反激型变换器的电路图。同样，其主电路由变压器原边的Class-Ф₂逆变器和变压器副边的Class-E整流器构成，变压器匝比为n₁:n₂，主开关管S_m在固定占空比条件下工作。图18所述电路图中主电路的工作过程是这样实现的：当主开关管Q₁开通时，电容C_F两端电压被钳位到零，输入电压源V_in开始在电感L_F中储能，表现为电感L_F和电感L_M中的电流增大(取L_F电流的正方向为从左流向右，L_M电流的正方向从上流向下)，此时，输出能量由储存在副边电感L_r提供，表现为L_r中的电流减小(取电流的正方向为从左流向右)，此时的同步整流管Q₂处于导通状态，当电感L_r中的电流减小为零时，将同步整流管Q₂关断，实现零电流关断，电容C_r上产生左正右负的电压。当主开关管Q₁关断时，电感L_F中的电流给电容C_F充电，同时电感L_M中的能量传递给后级，表现为电感L_r中的电流开始增加，另外电感L_2F与电容C_2F构成的谐振网络对二次谐波呈低阻抗，使得二次谐波能量不能向后级传递，当电感L_r中的电流增加为零时，开通同步整流管Q₂，使能量向负载传递，随着电感L_M中储存的能量被传递到后级，L_M中的电流也越来越小，最终变为负值，给电容C_F放电至电压为零，此时开通Q₁可实现其零电压开通。之后的工作状态重复上述过程，在此不再赘述。

就其控制策略而言，采用调频的方式实现参考电压V_ref跟随输入电压等比例的变化的功能，从而保证了输出电压跟随输入电压等比例变化。并且对于每一个输入电压而言，由于滞环控制电路的存在，在不同负载条件下，其输出电压是稳定的，并且其主电路开关管DS两端电压的相位并不随着输入电压发生改变，从而避免了随着输入电压上升而产生的同步整流管的误导通现象及主开关反向导通时间变长的现象，保证了在较宽的电压范围内变换器的高效率。

参见图19给出了一种基于直流变压器控制策略的VHF电路的新型电源架构的结构框图，包括前级电压调节模块，中间级基于GaN的VHF直流变压器及后级负载，并且该新型电源架构通过把负载点电压作为反馈输入到电压调节模块的方式来实现闭环。在图19所示的电源架构中，一般选择Buck-Boost作为前级电压调节模块。如图12所示为一款基于所提新型控制策略的GaNVHF直流变压器。在该新型电源架构中，这种基于GaN的VHF直流变压器除了能单个使用外，还能通过串并联的方式灵活的使用，从而满足所提电源架构高电压或者大电流输出的要求。

图20所示为多个基于GaN的VHF直流变压器输入端并联、输出端也并联时在所提电源架构中运用的结构框图，当多个变换器采用这种方式连接时，就能够满足电路大电流输出的要求。

图21所示为多个基于GaN的VHF直流变压器输入端并联、输出端串联时在所提电源架构中运用的结构框图，当多个变换器采用这种方式连接时，就能够满足电路高电压输出的要求。由于此时每个变换器的工作状态与开环时完全一致，所以采用这种方式连接后电路依旧能稳定工作。

多个基于GaN的VHF直流变压器的输入端串联、输出端并联时，当多个变换器采用这种方式连接时，就能够满足降压输出的要求。

综上所述本文提出的一种基于GaN器件的VHF直流变压器的新型控制策略，采用输出电压跟随输入电压等比例变化的方法，解决了VHF电路闭环工作中，随着输入电压的上升而产生的同步整流管及主开关管反向导通时间变长的问题，从而保证了在较宽的电压范围内变换器的高效率。由于GaN器件依赖于其反向导通机制进行反向导通，反向导通压降较大，所以把这一控制策略运用于以GaN器件为开关器件的谐振电路中其效果更为明显。并在所述控制策略的基础上，提出了一种基于GaNVHF直流变压器的新型电源架构，利用单个GaNVHF直流变压器功率密度高、动态响应速度快的特点，实现整个电源架构的高功率密度与较快的动态响应速度。此外，该新型电源架构能够利用多个GaNVHF直流变压器串或者并联的方法实现电源架构高电压或大电流输出的功能。采用这种新型电源架构，能够大大增强电路设计的灵活性。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (15)

1.一种VHF电路的控制方法，应用于以GaN器件为开关器件的VHF电路的滞环控制输入端，该方法在VHF电路的直流变换器工作模式基础上，叠加直流变压器控制模式，

所述直流变压器控制模式，在全负载范围内，使滞环控制输入端的各点电压的幅值跟随输入电压等比例地变化，使主电路中各点电压的相位不随着输入电压的变化而发生改变，从而使得氮化镓器件DS两端电压的相位与其驱动电压的相位始终能够匹配，以避免VHF电路因输入电压Vin的上升而引起的氮化镓器件的反向导通时间变长。

2.根据权利要求1所述的VHF电路的控制方法，其特征在于：所述直流变压器控制模式，是将全输入范围内变化的输入电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的参考输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输入电压等比例变化的电压。

3.根据权利要求1所述的VHF电路的控制方法，其特征在于：所述直流变压器控制模式，是将全负载范围内变化的输出电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输回滞环控制模块的反馈输入端；所述等比例变化的电压，即电压的幅值跟随输出电压等比例的变化的电压。

4.一种VHF电路，包括用于控制VHF电路的稳压的滞环控制模块，所述滞环控制模块的输入端包括参考输入端和反馈输入端，其特征在于：

还包括电压等比例变化模块，电压等比例变化模块设于输入电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输入电压Vin连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的参考输入端连接，用以将全输入范围内变化的输入电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的参考输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输入电压的等比例变化的电压。

5.根据权利要求4所述的VHF电路，其特征在于：所述电压等比例变化模块，还设于反馈电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输出电压Vo连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的反馈输入端连接，用以将全负载范围内变化的输出电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块的反馈输入端；所述等比例变化的电压，是电压的幅值跟随输出电压等比例变化的电压。

6.根据权利要求4或5所述VHF电路，其特征在于：所述电压等比控制模块，由分压电路、线性光耦和差分放大电路构成，输入电压V_in经分压电路分压后，输入到线性光耦，实现隔离与电压的等比例放大，最后将线性光耦的差模输出电压通过一级差分放大电路进行等比例的放大，得到滞环控制模块的参考电压V_ref，此时的参考电压跟随输入电压等比例地变化。

7.根据权利要求6所述VHF电路，其特征在于：所述分压电路，是由电阻R₉、R₁₀、R₁₁、R₁₂、滤波容C₁及运算放大器A1构成的同相比例放大器,电阻R11的一端作为电压等比例变化模块的输入端，电阻R11的另一端连接运算放大器A1的同相输入端；运算放大器A1的反向输入端通过电阻R9接地；运算放大器A1的输出端作为分压电路的输出端；电阻R10并联在运算放大器A1的反向输入端与输出端之间；电阻R11的另一端还分别通过电阻R12及电容C1接地；

所述差分放大电路，是由电阻R₁、R₆、R₇、R₈及运算放大器A2构成，电阻R1的一端作为差分放大电路的同相输入端，电阻R1的另一端分别与运算放大器A2的同相输入端及电阻R6的一端连接，电阻R6的另一端接地；电阻R7的一端作为差分放大电路的反相输入端，电阻R7的另一端分别与运算放大器A2的反向输入端及电阻R8的一端连接，电阻R8的另一端连接运算放大器A2的输出端，同时运算放大器A2的输出端作为差分放大电路的输出端。

8.根据权利要求4或5所述VHF电路，其特征在于：所述电压等比例变换模块，由分压电路、调制电路、隔离器和解调电路构成，

分压电路，将不同电压等比例地缩小为电压V1，并将电压V1传输给调制电路；

调制电路，将电压V1进行调制，并将调制信号V2传输给隔离器；

隔离器，将调制信号V2经数字隔离器隔离后传输给解调电路；

解调电路，将调制信号对应成比例地转换为不同的电压V4，并输出。

9.根据权利要求8所述VHF电路，其特征在于：所述调制电路，采用脉宽调制的方式进行调制，将不同的电压V1，转化成频率相同、占空比不同的方波信号V2，即将分压电路输出的不同电压V1与等腰三角波比较产生占空比与输入电压对应成比例的方波信号V2，方波信号V2经数字隔离器隔离后输入到RC低通滤波器进行滤波，得到参考电压Vref，所得参考电压的值与输入电压对应成比例，用以提供给滞环控制模块。

10.根据权利要求8所述VHF电路，其特征在于：所述调制电路，采用调频的方式进行调制，即把分压电路输出的不同电压V1输入到电压频率转换模块，经由电压频率转换模块产生方波信号V2，其频率与输入电压成线性关系，方波信号V2经数字隔离器隔离后生成方波信号V3输入到频率电压转换模块，再由频率电压转换模块输出电压幅值与方波信号V3的频率对应成比例，并经过后级减法器进行修正得到参考电压Vref，所得参考电压Vref与输入电压对应成比例，用以提供给滞环控制模块。

11.根据权利要求4或5所述VHF电路，其特征在于：所述VHF电路还包括延时模块和数字隔离器，滞环控制模块的输出端分别经由延时模块和数字隔离器连接同步整流管和主开关管，用以通过延时模块抵消数字隔离器的延时影响，使同步整流管和主开关管能够实现同时开通与关断。

12.一种VHF电路，包括滞环控制模块，用于控制VHF电路的稳压，滞环控制模块包括参考输入端和反馈输入端，其特征在于：

还包括电压等比例变化模块，电压等比例变化模块，设于反馈电压端，即电压等比例变化模块的输入端与输出电压Vo连接，电压等比例变化模块的输出端与滞环控制模块的反馈输入端连接，用以将全负载范围内变化的输出电压转换为等比例变化的电压，并将等比例变化的电压传输给滞环控制模块；所述等比例变化的电压，即电压的幅值跟随输出电压等比例变化的电压。

13.一种电源扩展架构，由电压调节模块与多个权利要求1至9中任一项所述的VHF电路连接而成，用以通过多个VHF电路的扩展连接，为负载提供大电流输出的电源，其特征在于：多个VHF电路的输入端并联连接形成功率变换器的总输入端；多个VHF电路的输出端并联连接形成电源输出端。

14.一种电源扩展架构，由电压调节模块与多个权利要求1至9中任一项所述的VHF电路连接而成，用以通过多个VHF电路的扩展连接，为负载提供降压输出的电源，其特征在于：多个VHF电路的输入端串联连接形成功率变换器的总输入端；多个VHF电路的输出端并联连接形成电源的输出端。

15.一种电源扩展架构，由电压调节模块与多个权利要求1至9中任一项所述的功率变换器连接而成，用以通过多个VHF电路的扩展连接，为负载提供高电压输出的电源，其特征在于：多个VHF电路的输入端并联连接形成功率变换器的总输入端；多个VHF电路的输出端串联连接形成电源的输出端。