CN104617752A - 氮化镓晶体管的驱动方法、电路及应用其电路的反激变换器 - Google Patents

氮化镓晶体管的驱动方法、电路及应用其电路的反激变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种氮化镓晶体管的驱动方式，属于DC-DC功率变换领域。所述氮化镓驱动电路在传统的氮化镓驱动芯片上加入负压驱动，以加速氮化镓晶体管的关断，并抑制了由于关断时漏源两极dv/dt过大造成的误导通情况。另一方面，对于氮化镓晶体管关断后驱动电压上加入的负压会带来很大的反向导通损耗的问题，在反向导通时间段上加入一个低于开启电压Vth的中间电平VM，使得反向导通电压从原来的Vth+Vgs_off，减小为Vth-VM,从而大大减小了反向导通损耗。该驱动方式可用于一切需要驱动氮化镓功率晶体管的场合，典型应用为谐振变换器的控制管和PWM软开关变换器的控制管的驱动。

Description

氮化镓晶体管的驱动方法、电路及应用其电路的反激变换器
技术领域
本发明属于功率变换技术领域，特别是涉及DC-DC功率变换器的氮化镓晶体管的驱动方法、电路及应用其电路的反激变换器。
背景技术
随着电力电子技术迅速发展，功率变换器正向着高功率密度和高效率方向发展。传统功率变换器的工作频率一般为几十千到几百千赫兹，动态响应慢，同时储能元件(如电容、电感)的体积和重量相对较大，很大程度上降低了变换器的功率密度。而工作频率的提高能够有效加快变换器的动态响应速度以及变换器的功率密度。因此，变换器高频化、高功率密度化是功率变换器的发展趋势。
随着基于第3代半导体材料的宽禁带半导体器件的推出，功率变换器的工作频率以及变换效率都得到了显著的提升。作为宽禁带半导体器件的典型代表，氮化镓(Gallium Nitride,GaN)器件具有小的导通电阻和极小的寄生电容，使得它可以工作在MHz的开关频率处，从而在保证变换器效率相当的情况下，极大地减小了无源器件的体积和重量，提高了变换器的功率密度。现有的氮化镓器件主要分为高压的耗尽型氮化镓器件和低压的增强型氮化镓器件，文本中所述氮化镓器件都特指低压的增强型氮化镓晶体管器件。本文尝试进一步推高氮化镓器件的开关频率，并将其应用到超高频(Very High Frequency,VHF)变换器中。
虽然氮化镓器件优点很多，但它并未立即取代现有的硅器件，很大的原因在于它对于驱动严格的要求：1)驱动电压最大值、最小值严格，最大不能超过6V，而一般驱动氮化镓的电压为5V左右，所以要求震荡的电压幅值小于1V，最小不能小于-5V；2)开启电压极小，典型值只有1.4V，而它的开关速度又极快，所以要注意防止dv/dt过大造成的误导通情况发生，dv/dt指单位时间内漏源两极电压的变化。现有的氮化镓驱动芯片为了提高对dv/dt的抑制能力，都将氮化镓输入电容的放电回路的阻尼设置得特别小，大概在0.2欧姆左右，但是这样做之后，带来了另一个问题，就是输入电容放电时，由于驱动回路中寄生电感的存在，驱动电压的震荡很厉害，有可能产生误导通的现象，尤其在频率达到MHz以上的状态下，该问题未能得到解决。
除了驱动要求严格的问题之外，另外一个不同于硅器件的地方在于，氮化镓器件没有硅器件中常见的反偏二极管，严格来说，其反向偏压与二极管具相似功能但机理不同。在未加驱动电压时，电流反向流过氮化镓晶体管的时候，需要依靠反向导通机制来使得电流导通。反向导通机制是氮化镓晶体管在反向时需临界电压去开启，二极管之正向电压会比硅晶体管为高，由此引起的反向导通压降会很高，大约是常见硅MOS管反偏二极管导通电压的两倍，反向导通损耗很大。另一方面，能工作在MHz开关频率处的变换拓扑中，开关管多为软开关工作，为了保证软开关的实现，需要在其开通之前，留一定的死区时间，而死区时间内，需要反偏二极管导通续流，对于氮化镓器件而言，则是需要反向导通机制触发来续流。可以通过在外部反并二极管的方式来代替弥补反向导通电压大的缺点，但是当频率很高时，由于线路中的寄生电感，当反向电流流过时，外并的二极管无法立即导通，会产生额外的震荡和损耗，所以这种方法对于频率达到MHz级别的场合是不适用的。由于变换器的工作频率很高，死区时间占一个周期的比重较大，再加上氮化镓器件的高反向导通压降，死区时间内的反向导通损耗会在总损耗中占到较大的比重。更为严重的是，随着输入电压和输出电流的变化，谐振状态会发生变化，反向导通机制被触发的时间会增长，反向导通损耗会变得更大。目前对于氮化镓晶体管用作谐振变换器或者PWM软开关变换器中工作在ZVS状态下的控制管，业界还没有减小由于保证ZVS实现引入的死区时间段所产生的反向导通损耗的方案出现。
如何安全可靠地驱动氮化镓器件，并且尽可能地减小反向导通损耗，从而充分发挥其性能以提高系统的整体性能，是氮化镓器件替代硅器件的道路上一个亟待解决的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是：在频率达到MHz以上情况下，针对上述现有氮化镓驱动芯片和驱动方法的不足，设计出一款安全可靠并且能充分发挥氮化镓性能的驱动，从而实现高效率的电能转换的氮化镓晶体管的驱动方法及电路。
与此相应，本发明的另一个目的是，在频率达到MHz以上情况下，针对上述现有氮化镓驱动芯片和驱动方法的不足，设计出一款安全可靠并且能充分发挥氮化镓性能的驱动，从而实现高效率的电能转换的反激变换器。
为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案为：
就方法而言，本发明提供了一种氮化镓晶体管的驱动方法，包括如下步骤，在t0时刻，提供第一电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs由负电压上升为中间电平Vm，中间电平大于零且小于氮化镓晶体管的开启电压；在t0至t1阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在中间电平Vm，为氮化镓晶体管的开通提供预备状态，用以减小在零电压开通之前由于反向导通机制触发而带来的反向导通损耗；在t1时刻，提供第二电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自t0时刻所建立的中间电平Vm上升至氮化镓晶体管的开通驱动电压，驱动氮化镓晶体管开通；在t1至t2阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在开通驱动电压，以维持氮化镓晶体管的导通状态；在t2时刻，关断第一电量、第二电量，并提供负压电位，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自开通驱动电压降低至负电压，以使氮化镓晶体管快速可靠关断；在t2至t3阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在负压电位，以维持氮化镓晶体管的关断状态，用以防止由于开关管漏源两端电压的dv/dt造成的误导通；在t3时刻，返回t0时刻的步骤。
作为本发明方法的改进，在所述氮化镓晶体管的栅极增设可抑制驱动电压Vgs的振荡尖峰的阻尼。
就产品而言，本发明提供了一种氮化镓晶体管的驱动电路，包括氮化镓晶体管及驱动氮化镓晶体管的驱动脉冲放大单元，还包括中间电平产生单元和负压偏置单元，所述中间电平产生单元，在t0时刻，提供第一电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs由负电压上升为中间电平Vm，中间电平大于零且小于氮化镓晶体管的开启电压；在t0至t1阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在中间电平Vm，以为氮化镓晶体管的开通提供预备状态；所述驱动脉冲放大单元，在t1时刻，提供第二电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自t0时刻所建立的中间电平Vm上升至氮化镓晶体管的开通驱动电压，驱动氮化镓晶体管开通；在t1至t2阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在开通驱动电压，以维持氮化镓晶体管的导通状态；所述负压偏置单元，在t2时刻，在中间电平产生单元关断第一电量、驱动脉冲放大单元关断第二电量后，提供负压电位，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自开通驱动电压降低至负电压，以使氮化镓晶体管快速可靠关断；其中，驱动脉冲放大单元、中间电平产生单元和负压偏置单元在t2至t3阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在负压电位，以维持氮化镓晶体管的关断状态；在t3时刻，重复新的周期。
作为本发明电路的改进，所述氮化镓晶体管的驱动电路还包括电阻Rg1和电阻Rg2，用作抑制驱动电压Vgs的振荡尖峰的阻尼，所述中间电平产生单元，由NPN型三极管和PNP型三极管构成，所述NPN型三极管的集电极引出为第一供电端；NPN型三极管的基极与PNP型三极管的基极连接后引出为第一输入端；NPN型三极管的发射极与PNP型三极管的发射极连接后引出为中间电平端；PNP型三极管的集电极引出为第一接地端；所述驱动脉冲放大单元，由P型MOS管和N型MOS管构成，所述P型MOS管的源极引出为第二供电端；P型MOS管的栅极与N型MOS管的栅极连接后引出为第二输入端；P型MOS管的漏极引出为开启控制端；N型MOS管的漏极引出为关断控制端；N型MOS管的源极引出为第二接地端；所述负压偏置单元，包括稳压二极管Dz和并联于稳压二极管Dz两端的电容C1，所述稳压二极管Dz的阳极引出为第三接地端，稳压二极管Dz的阴极引出为第三输入端；其中，中间电平产生单元的第一供电端接电源Vx，第一接地端接地，第一输入端由第一控制信号CON驱动，中间电平端与驱动脉冲放大单元的第二接地端连接；驱动脉冲放大单元的第二供电端接电源Vcc，第二输入端由第二控制信号OSC驱动，开启控制端通过电阻Rg1与氮化镓晶体管的栅极连接，关断控制端通过电阻Rg2与氮化镓晶体管的栅极连接，氮化镓晶体管的源极与负压偏置单元的第三输入端连接，负压偏置单元的第三接地端接地。
作为本发明电路的进一步改进，所述负压偏置单元，还包括电阻Rz和并联于电阻Rz两端的电容C2，所述电阻Rz的一端与稳压二极管Dz的阴极连接，电阻Rz的另一端引出为第三供电端；其中，第三供电端与驱动脉冲放大单元的第二供电端连接。
作为本发明电路的另一种改进，所述负压偏置电路的连接位置，由氮化镓晶体管的源极与地之间，换至氮化镓晶体管的栅极，即所述负压偏置单元的第三输入端通过电阻Rg1与驱动脉冲放大单元的开启控制端连接，第三输入端还通过电阻Rg2与关断控制端连接，第三接地端与氮化镓晶体管的栅极连接，氮化镓晶体管的源极接地。
作为本发明电路的进一步改进，所述第一控制信号CON和第二控制信号OSC为方波信号，第一控制信号CON和第二控制信号OSC的相位差可调节，从而调节中间电平产生单元与驱动脉冲放大单元将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在中间电平Vm的时间长度。
对于上述发明电路的应用电路，本发明还提供一种反激变换器，包括上述氮化镓晶体管的驱动电路及反激电路，所述反激电路的原边电路包括电源输入端Vin、变压器T1的原边绕组n1及主开关管Q1，所述主开关管Q1为氮化镓晶体管，还包括电感LF、电感LM、电感L2F、电容CF和电容C2F，所述电源输入端Vin通过电感LF与原边绕组n1的同名端连接，原边绕组n1的异名端与主开关管Q1的漏极连接，主开关管Q1的栅极和源极与驱动电路连接；其中，电感LM并联于原边绕组n1的两端；电感L2F与电容C2F串联后，电感L2F的另一端与电容CF的一端连接，电容C2F的另一端与电容CF的另一端连接，电容CF并联于主开关管Q1的漏极与源极之间。
作为本发明反激变换器的改进，所述反激电路的副边电路包括输出正端、输出负端、变压器T1的副边绕组n2、副边绕组n3、同步整流管Q2、电感Lr、电感Ld、电容Cr、电容Cd和电容Cout，所述输出正端通过电感Lr与副边绕组n2的异名端连接，副边绕组n2的同名端与同步整流管Q2的漏极连接，同步整流管Q2的源极引出为输出负端；电容Cr并联于同步整流管Q2的漏极与源极之间；电容Cout并联于输出正端与输出负端之间；同步整流管Q2的栅极通过电感Ld与副边绕组n3的同名端连接，副边绕组n3的异名端与输出负端连接；同步整流管Q2的栅极还与电容Cd的一端连接，电容Cd的另一端与副边绕组n3的异名端连接；在同步整流管Q2关断后，再次导通前，原边电路的电感LM中的能量传递给副边，使电感Lr中的电流开始增加，当电感Lr中的电流增加为正时，使同步整流管Q2的寄生反偏二极管先导通，以保障同步整流管Q2的零电压导通；当电感LM中的电流越来越小，最终变为负值时，给电容CF放电至电压为零，使得主开关管Q1的寄生反偏二极管导通，以保障主开关管Q1的零电压开通。
与现有技术相比，本发明通过负压偏置电路和调节氮化镓输入电容放电回路中的阻尼来抑制关断时驱动电压上震荡的同时获得较好的dv/dt抑制能力，并通过中间电平产生单元来减小反向导通机制引起的反向导通损耗，本发明的有益效果如下：
1、本发明中的氮化镓驱动使用元件都很少，电路结构都很简单，体积小、成本低。
2、本发明中的氮化镓驱动使用元件中不含电感，易于集成。
3、本发明中的氮化镓驱动通过增加驱动电阻Rg2抑制开关管关断时驱动电压的震荡，避免由震荡产生的误导通以及超过驱动电压的最小值情况发生。
4、本发明中的氮化镓驱动在氮化镓晶体管处于截止状态时，驱动电压为负，增大了dv/dt的抑制能力。
5、本发明中的氮化镓驱动在反向导通机制被触发的时间段内，通过在栅源两端加上一个小于开启电压的中间电平，使得反向导通电压从原来的Vth+Vgs_off减小为Vth-VM，在对应相同的反向导通时间和反向导通电流的情况下，大大减小了反向导通损耗，提高了主电路的效率。
附图说明
图1是本发明第一实施例的氮化镓晶体管的驱动电路的电路图，其中电感Ls代表线路和封装中的寄生电感；
图2是本发明氮化镓晶体管的驱动电路所产生的驱动波形图；
图3是本发明第二实施例的氮化镓晶体管的驱动电路的电路图，其中电感Ls代表线路和封装中的寄生电感；
图4是本发明第三实施例的氮化镓晶体管的驱动电路的电路图；
图5是本发明反激变换器的电路图，亦是本发明氮化镓晶体管的驱动电路在超高频隔离谐振反激拓扑中的应用；
图6是氮化镓晶体管的驱动电路未加负压时驱动电压Vgs的波形图，从该波形中明显可见其驱动电压震荡后产生的误开通现象；
图7是氮化镓晶体管的驱动电路加入负压偏置电路并调节电阻Rg2后的驱动电压Vgs的波形图，从该波形中明显可见其驱动电压震荡幅度非常小，且驱动电压Vgs稳定地维持在0V以下，误开通现象消失；
图8是氮化镓晶体管的驱动电路未加入中间电平时的驱动电压Vgs和漏源极电压Vds的波形图；
图9是氮化镓晶体管的驱动电路加入中间电平后的驱动电压Vgs和漏源极电压Vds的波形图；
图10是本发明氮化镓晶体管的驱动电路在桥式结构的电路中的应用电路图。
具体实施方式
为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术加以说明。
对比现有硅器件与氮化镓器件的工作特性可知，氮化镓晶体管所需的驱动电压比硅材料器件的低，但能承受的最高驱动电压也比硅材料器件的低。除了驱动电压要求严格的问题之外，另外一个不同于硅器件的地方在于，氮化镓晶体管没有硅器件中常见的反偏二极管，即在未加驱动电压时，氮化镓晶体管的二极管反向导通机理需临界电压去开启，且二极管的正向电压会比硅晶体管为高，由此引起的反向导通压降会很高，大约是常见硅MOS管反偏二极管导通电压的两倍，反向导通损耗很大。
遵循上述新器件的工作特性，在解决氮化镓晶体管的驱动问题时，若不增设外围电路，则器件自身的缺点，将导致器件难以被直接应用于实际的电源电路上。若通过外部反并二极管的方式来弥补反向导通电压大的缺点，当频率很高时，由于线路中的寄生电感作用，当反向电流流过时，外并的二极管无法立即导通，反而会产生额外的震荡和损耗。且dv/dt过大时极易造成误导通情况的发生。换句话说，不突破氮化镓晶体管的驱动方法，就难以平衡氮化镓晶体管的高反向导通压降与低正向导通压降的驱动设计要求的矛盾，以将氮化镓晶体管应用于实际的电源产品中。
本发明的具体实施方式，就是针对现有氮化镓晶体管的驱动问题所作出的改进。本发明的基本改进思路是，通过关断时的负压来保证氮化镓晶体管在高频情况下的可靠关断，并抑制有漏源两级电压的dv/dt造成的误导通现象，通过在ZVS开通前驱动电压上的小于开启电压的中间电平来减小反向导通损耗。
据此思路，本发明首先创新氮化镓晶体管的驱动方法，一种氮化镓晶体管的驱动方法，包括如下步骤，
在t0时刻，提供第一电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs由负电压上升为中间电平Vm，中间电平大于零且小于氮化镓晶体管的开启电压；
在t0至t1阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在中间电平Vm，为氮化镓晶体管的开通提供预备状态，用以减小在零电压开通之前由于反向导通机制触发而带来的反向导通损耗；
在t1时刻，提供第二电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自t0时刻所建立的中间电平Vm上升至氮化镓晶体管的开通驱动电压，驱动氮化镓晶体管开通；开通驱动电压，是一个大于氮化镓晶体管的开启电压，且小于氮化镓晶体管的最大电压的一个电压值，其取值范围大概在4.5V到5V之间；
在t1至t2阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在开通驱动电压，以维持氮化镓晶体管的导通状态；
在t2时刻，关断第一电量、第二电量，并提供负压电位，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自开通驱动电压降低至负电压，以使氮化镓晶体管快速可靠关断；
在t2至t3阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在负压电位，以维持氮化镓晶体管的关断状态，用以防止由于开关管漏源两端电压的dv/dt造成的误导通；
在t3时刻，返回t0时刻的步骤。
再基于此种创新的氮化镓晶体管的驱动方法的控制需求，改进实现该方法的相关电路结构，一种氮化镓晶体管的驱动电路，用于实现上述氮化镓晶体管的驱动方法，包括包括氮化镓晶体管及驱动氮化镓晶体管的驱动脉冲放大单元，还包括中间电平产生单元和负压偏置单元，
中间电平产生单元，在t0时刻，提供第一电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs由负电压上升为中间电平Vm，中间电平大于零且小于氮化镓晶体管的开启电压；在t0至t1阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在中间电平Vm，以为氮化镓晶体管的开通提供预备状态；
驱动脉冲放大单元，在t1时刻，提供第二电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自t0时刻所建立的中间电平Vm上升至氮化镓晶体管的开通驱动电压，驱动氮化镓晶体管开通；在t1至t2阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在开通驱动电压，以维持氮化镓晶体管的导通状态；
负压偏置单元，在t2时刻，在中间电平产生单元关断第一电量、驱动脉冲放大单元关断第二电量后，提供负压电位，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自开通驱动电压降低至负电压，以使氮化镓晶体管快速可靠关断；
其中，驱动脉冲放大单元、中间电平产生单元和负压偏置单元在t2至t3阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在负压电位，以维持氮化镓晶体管的关断状态；在t3时刻，重复新的周期。
本发明通过对氮化镓晶体管的驱动方法进行创新，一方面关断的时候在驱动上引入负压，加速氮化镓晶体管的关断，并抑制了由于关断时漏源两级dv/dt过大造成的误导通情况。另一方面在反向导通电位与正向导通电位之间，生成临近但小于开启电压的中间电平，转化为反向导通的有利条件，以将反向导通电压压缩到最小，减小死区时间的反向导通损耗。在综合考虑氮化镓晶体管驱动方法的实现条件后，再对驱动电路的各个组成单元进行功能拆解和再设计，如此就可在实际电路中较好地发挥氮化镓晶体管的性能优势。
为了使本领域的技术人员更好地理解本发明的技术方案，以下将结合附图和具体实施方式，对本发明的技术方案进行详细说明。
实施例一
图1给出了本发明第一实施例的氮化镓晶体管的驱动电路的电路图，其中电感Ls代表线路和封装中的寄生电感，画出此等效器件是为方便说明这个寄生感会引起关断时驱动电压Vgs的震荡问题，从而引出在驱动上加负压的目的。
一种氮化镓晶体管的驱动电路，由开关管Q、驱动脉冲放大单元10、中间电平产生单元20以及负压偏置电路30构成。其中，开关管Q为氮化镓晶体管，驱动脉冲放大单元10使用的是TI公司的单路低侧栅极驱动器LM5114，中间电平产生单元20由NPN三极管和PNP三极管以图腾柱的形式构成，负压偏置电路30由偏置电阻Rz、稳压二极管Dz、滤波电容C1、C2构成，其中稳压二极管Dz用来提供稳定的负压偏置，电阻Rz用来控制偏置电流，从而保证稳压二极管一直处于齐纳击穿状态，电容C1、C2用来滤除Dz两端的电压扰动。电阻Rg1和Rg2分别是用来调节氮化镓晶体管的输入电容充电和放电回路的阻尼，用来调节氮化镓输入电容的充电和放电的速度，并抑制其充电和放电时，驱动电压Vgs的震荡。根据实际电路的情况，可以选择不同的电阻Rg1和Rg2使得输入电容的充电和放电的速度、驱动电压的震荡情况不同。OSC和CON为控制信号，其中，OSC为驱动脉冲放大单元的控制信号，CON为中间电平产生单元的控制信号，CON和OSC两个控制信号为方波信号，其相位差可调节，通过调节两方波的相位差可调节中间电平的时间长度。OSC决定驱动的占空比，CON超前于OSC的时间是驱动电压为中间电平的时间，氮化镓晶体管的反向导通机制在CON超前的这段时间被触发，可大大减小反向导通压降，从而减小反向导通损耗。图2给出了对应图1中氮化镓晶体管的驱动电路的驱动波形，对应每一个模态的作用在下文中给出分析：
1)在t0-t1时间段内，开关管Q处于反向导通状态，反向导通机制被触发，此时的驱动电压为中间电平VM，且该中间电平电压值小于开启电压值，使得反向导通电压从原来的Vth+Vgs_off减小为Vth-VM，在对应相同的反向导通时间和反向导通电流的情况下，大大减小了反向导通损耗。在t1时刻，开关管Q开通，通过适当的电阻Rg1来增大氮化镓晶体管输入电容充电电路的阻尼，抑制开通时驱动电压上的震荡尖峰，从而保证驱动电压不超过最大允许的6V，保证了氮化镓器件安全可靠地开通。
2)在t1-t2时间段内，开关管Q处于导通状态，驱动电压为5V左右。在t2时刻，开关管Q关断，此时驱动电压瞬间变为负值，保证了开关管Q的快速关断，并且由于Rg2的存在，不同于已有的驱动芯片的导通情况，在该瞬间转换中产生的驱动电压震荡会很小。
3)在t2-t3时间段内，开关管Q处于关断状态，此时的驱动电压为负，可以有效地抑制漏源两级电压的dv/dt。最终t3时刻再回到t0时刻的情况。
实施例二
图3给出了本发明第二实施例的氮化镓晶体管的驱动电路图，与第一实施例的不同之处在于，负压偏置电路30’中省略了其中的偏置电阻Rz和滤波电容C2，利用电容C1中储存的电荷来保证稳压二极管Dz处于齐纳击穿状态，稳压二极管Dz的阳极与氮化镓晶体管Q的源级相连，稳压二极管Dz的阴极与中间电平产生单元中PNP三极管的集电级相连。这种实现方式的主要优点在于，省略了两个元件，同时不再存在偏置电阻Rz上的损耗。下面应用实例中所有出现的使用实施例一的氮化镓晶体管的驱动电路，都可以用该实施例的电路替代。
实施例三
图4为本发明第三实施例的氮化镓晶体管的驱动电路图，与第二实施例的不同之处在于，负压偏置电路30’的连接位置发生了变化，由氮化镓晶体管的源极与地之间，换至氮化镓晶体管的栅极，其具体连接关系是，稳压二极管Dz的阴极与驱动电阻Rg1连接，稳压二极管Dz的阳极与氮化镓晶体管Q的栅极相连，这种实现方式相对于之前两种实现方式的优点主要在于，实现了驱动电路和主电路的共地。同理，下面应用实例中所有出现的使用实施例一的氮化镓晶体管的驱动电路，都可以用该实施例的电路替代。
图5给出了应用本发明第一实施例的氮化镓晶体管的驱动电路的超高频隔离谐振同步整流反激变换器的电路图，该电路图中的氮化镓晶体管的驱动电路还可以用第二、三实施例的方案替代，其中的开关管都为氮化镓晶体管。一种反激变换器，包括变压器T1，原边的氮化镓主开关管Q1，副边的氮化镓同步整流管Q2，由电感L2F和C2F构成的二次谐波陷阱，输出电容Cout，中间电平产生器20，负压偏置产生单元30，和驱动脉冲放大单元10。
变换器包括Class-Ф2逆变器、Class-E整流器，变换器还包括高频变压器，Class-Ф2逆变器包括电感LF、L2F、LM、电容CF、C2F组成的谐振网络以及主开关管Q1；高频变压器包括原边绕组n1、副边绕组n2；Class-E整流器包括Lr、Cr组成的谐振网络以及同步整流管Q2；
注：对于本技术领域的普通技术人员而言可以自然联想到，图5所示电容C2F和电感L2F的位置可以互换；同步整流管Q2并联电容Cr和电感Lr的位置可以互换；电感Lr、同步整流管Q2并联电容Cr，两者串联后可以在输出电压Vout的任意一极与副边绕组n2的任意一个端头之间。
该变换器通过电感和电容串联组成的谐振网络实现了谐振变换器的安全可靠隔离，并通过副边采用同步整流技术，大大减小了整流管的导通损耗，提高了变换器的效率，它的优势在于：
1、利用电感LM、电容CF组成的谐振网络使得基波功率能有效通过变压器T1传递到副边，以此方式来充分利用变压器，从而实现了超高频功率谐振变换器的功率隔离，使得变换器安全可靠。
2、将传统超高频变换器中整流器中的二极管换成了MOS管，利用MOS管的导通压降(一般为0.3V到0.5V)小于二极管的导通压降(一般为0.7V到0.8V)，大大减小了原先二极管的导通损耗，从而提高了变换器的效率。
3、通过谐振网络对谐波阻抗进行调节，有效减小了主功率MOSFET的电压应力，并实现主开关管以及同步整流管的零电压开通，有效提高了VHF变换器的效率和可靠性。
4、所述电路可以吸收元件的寄生参数作为电路工作的一部分，从而减小寄生参数的影响。
5、所述电路中的拓扑电感、电容值均很小，可分别采用空心电感和贴片电容，大大减小了变换器的体积和重量，具有功率密度高、动态响应快等优点。
图5所示电路图中主电路的工作过程是这样实现的：当主开关管Q1开通时，电容CF两端电压被钳位到零，输入电压源Vin开始在电感LF中储能，表现为电感LF和电感LM中的电流增大(取LF电流的正方向为从左流向右，LM电流的正方向从上流向下)，此时，输出能量由储存在副边电感Lr提供，表现为电感Lr中的电流减小(取电流的正方向为从左流向右)，此时的同步整流管Q2处于导通状态，当电感Lr中的电流减小为零时，将同步整流管Q2关断，实现零电流关断，电容Cr上产生左正右负的电压。当主开关管Q1关断时，电感LF中的电流给电容CF充电，同时电感LM中的能量传递给后级，表现为电感Lr中的电流开始增加，另外电感L2F与电容C2F构成的谐振网络对二次谐波呈低阻抗，使得二次谐波能量不能向后级传递，当电感Lr中的电流增加为正时，同步整流管Q2的寄生反偏二极管先导通，此时开通Q2为零电压开通，能量向负载传递，随着电感LM中储存的能量被传递到后级，电感LM中的电流也越来越小，最终变为负值，给电容CF放电至电压为零，使得主开关管Q1的寄生反偏二极管导通，此时开通主开关管Q1可实现其零电压开通。之后的工作状态重复上述过程，在此不再赘述。
副边同步整流管的谐振驱动简单可靠，所需元件少，可以实现驱动能量的回收，进一步提高效率。
为了说明该驱动电路的有效性，在图5中所给电路中对氮化镓晶体管的驱动电路所达到的效果进行验证，其中氮化镓晶体管工作在ZVS状态下。这里的开关管采用EPC公司的EPC2001，驱动脉冲放大单元采用TI公司集成芯片的LM5114，死区时间为18ns，开关频率为7MHz。
图6和图7分别给出了未加负压偏置电路和加入负压偏置电路之后驱动电压Vgs的仿真波形。从图6中可以看出，未加负压之前，为保证dv/dt的抑制能力，氮化镓晶体管输入电容的放电回路的阻尼很小，关断时驱动电压震荡很厉害，最大值有1.4V，已经达到了氮化镓晶体管的开启电压，即造成其误导通情况的发生。对比图7加入负压偏置电路后的驱动电压，可明显看出在具有相近的dv/dt的抑制能力时，加入负压偏置电路后的驱动电压通过适当的电阻Rg2增加阻尼后，震荡幅值很小，误开通现象消失；且驱动电压Vgs稳定地维持在0V以下，很好地保障了氮化镓晶体管的可靠关断。
图8和图9分别给出了在未加入中间电平VM和加入的情况下对应的驱动电压Vgs和漏源极电压Vds的波形图。从图8中可以清晰看出，没有中间电平时，反向导通压降最大可达到4V左右。而在图9所示加入中间电平后的波形，反向导通压降最大只有2V左右了，在相同的参数下，加入中间电平后的变换效率为78.8％，未加入中间电平的变换效率为77.8％，提高了一个点。
谐振变换器中含桥臂的情况，如LLC谐振变换器、Class D逆变器等，或者PWM软开关变换器中含桥臂的情况，如移相全桥等。他们共同的特点是，上下管都为控制管，工作在ZVS状态下。
图10所示电路为该氮化镓晶体管的驱动电路在含桥臂的拓扑中的应用，上下管都可以使用该驱动。该电路包括：桥臂上管的氮化镓控制管Qa，桥臂下管的氮化镓控制管Qb，上下管对应的中间电平产生单元，负压偏置电路和驱动脉冲放大单元。
综上所述，本文所提出带同步整流的超高频隔离谐振变换拓扑可实现变换器的功率隔离，减小副边整流管的导通损耗以及主开关管和同步整流管的零电压开通，大大提高了变换器的效率，实用性强；本文所提的氮化镓晶体管的驱动电路通过增加负压偏置的方式在保证dv/dt的抑制能力的同时，抑制了氮化镓晶体管关断时的驱动电压震荡，保证了可靠关断。另一方面，通过在实现ZVS之前的死区时间段内，在栅源两端加上一个小于开启电压的中间电平减小了死区时间段内的反向导通损耗。在保证安全可靠的驱动氮化镓的同时，充分发挥其性能，特别适用于工作在ZVS状态下的控制管。
以上实施例只是用于帮助理解本发明的方法及核心思想，对本技术领域的普通技术人员而言，在不脱离本发明原理的前提下，通过以上描述与举例能自然联想到的其它等同应用方案，以及对本发明进行的若干改进和修饰，均落入本发明的权利要求书的保护范围。

Claims (9)

1.一种氮化镓晶体管的驱动方法，包括如下步骤，
在t0时刻，提供第一电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs由负电压上升为中间电平Vm，中间电平大于零且小于氮化镓晶体管的开启电压；
在t0至t1阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在中间电平Vm，为氮化镓晶体管的开通提供预备状态，用以减小在零电压开通之前由于反向导通机制触发而带来的反向导通损耗；
在t1时刻，提供第二电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自t0时刻所建立的中间电平Vm上升至氮化镓晶体管的开通驱动电压，驱动氮化镓晶体管开通；
在t1至t2阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在开通驱动电压，以维持氮化镓晶体管的导通状态；
在t2时刻，关断第一电量、第二电量，并提供负压电位，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自开通驱动电压降低至负电压，以使氮化镓晶体管快速可靠关断；
在t2至t3阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在负压电位，以维持氮化镓晶体管的关断状态，用以防止由于开关管漏源两端电压的dv/dt造成的误导通；
在t3时刻，返回t0时刻的步骤。
2.按照权利要求1所述的氮化镓晶体管的驱动方法，其特征在于，在所述氮化镓晶体管的栅极增设可抑制驱动电压Vgs的振荡尖峰的阻尼。
3.一种氮化镓晶体管的驱动电路，包括氮化镓晶体管及驱动氮化镓晶体管的驱动脉冲放大单元，其特征在于：还包括中间电平产生单元和负压偏置单元，
所述中间电平产生单元，在t0时刻，提供第一电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs由负电压上升为中间电平Vm，中间电平大于零且小于氮化镓晶体管的开启电压；在t0至t1阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在中间电平Vm，以为氮化镓晶体管的开通提供预备状态；
所述驱动脉冲放大单元，在t1时刻，提供第二电量，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自t0时刻所建立的中间电平Vm上升至氮化镓晶体管的开通驱动电压，驱动氮化镓晶体管开通；在t1至t2阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在开通驱动电压，以维持氮化镓晶体管的导通状态；
所述负压偏置单元，在t2时刻，在中间电平产生单元关断第一电量、驱动脉冲放大单元关断第二电量后，提供负压电位，使氮化镓晶体管的驱动电压Vgs自开通驱动电压降低至负电压，以使氮化镓晶体管快速可靠关断；
其中，驱动脉冲放大单元、中间电平产生单元和负压偏置单元在t2至t3阶段，将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在负压电位，以维持氮化镓晶体管的关断状态；在t3时刻，重复新的周期。
4.按照权利要求3所述的氮化镓晶体管的驱动电路，其特征在于，
还包括电阻Rg1和电阻Rg2，用作抑制驱动电压Vgs的振荡尖峰的阻尼，
所述中间电平产生单元，由NPN型三极管和PNP型三极管构成，所述NPN型三极管的集电极引出为第一供电端；NPN型三极管的基极与PNP型三极管的基极连接后引出为第一输入端；NPN型三极管的发射极与PNP型三极管的发射极连接后引出为中间电平端；PNP型三极管的集电极引出为第一接地端；
所述驱动脉冲放大单元，由P型MOS管和N型MOS管构成，所述P型MOS管的源极引出为第二供电端；P型MOS管的栅极与N型MOS管的栅极连接后引出为第二输入端；P型MOS管的漏极引出为开启控制端；N型MOS管的漏极引出为关断控制端；N型MOS管的源极引出为第二接地端；
所述负压偏置单元，包括稳压二极管Dz和并联于稳压二极管Dz两端的电容C1，所述稳压二极管Dz的阳极引出为第三接地端，稳压二极管Dz的阴极引出为第三输入端；
其中，中间电平产生单元的第一供电端接电源Vx，第一接地端接地，第一输入端由第一控制信号CON驱动，中间电平端与驱动脉冲放大单元的第二接地端连接；驱动脉冲放大单元的第二供电端接电源Vcc，第二输入端由第二控制信号OSC驱动，开启控制端通过电阻Rg1与氮化镓晶体管的栅极连接，关断控制端通过电阻Rg2与氮化镓晶体管的栅极连接，氮化镓晶体管的源极与负压偏置单元的第三输入端连接，负压偏置单元的第三接地端接地。
5.按照权利要求4所述的氮化镓晶体管的驱动电路，其特征在于，所述负压偏置单元，还包括电阻Rz和并联于电阻Rz两端的电容C2，所述电阻Rz的一端与稳压二极管Dz的阴极连接，电阻Rz的另一端引出为第三供电端；其中，第三供电端与驱动脉冲放大单元的第二供电端连接。
6.按照权利要求4所述的氮化镓晶体管的驱动电路，其特征在于，所述负压偏置单元的第三输入端通过电阻Rg1与驱动脉冲放大单元的开启控制端连接，第三输入端还通过电阻Rg2与关断控制端连接，第三接地端与氮化镓晶体管的栅极连接，氮化镓晶体管的源极接地。
7.按照权利要求4所述的氮化镓晶体管的驱动电路，其特征在于，所述第一控制信号CON和第二控制信号OSC为方波信号，第一控制信号CON和第二控制信号OSC的相位差可调节，从而调节中间电平产生单元与驱动脉冲放大单元将氮化镓晶体管的驱动电压Vgs保持在中间电平Vm的时间长度。
8.一种反激变换器，包括权利要求4至7中任一项所述的氮化镓晶体管的驱动电路及反激电路，所述反激电路的原边电路包括电源输入端Vin、变压器T1的原边绕组n1及主开关管Q1，所述主开关管Q1为氮化镓晶体管，其特征在于，还包括电感LF、电感LM、电感L2F、电容CF和电容C2F，所述电源输入端Vin通过电感LF与原边绕组n1的同名端连接，原边绕组n1的异名端与主开关管Q1的漏极连接，主开关管Q1的栅极和源极与驱动电路连接；其中，电感LM并联于原边绕组n1的两端；电感L2F与电容C2F串联后，电感L2F的另一端与电容CF的一端连接，电容C2F的另一端与电容CF的另一端连接，电容CF并联于主开关管Q1的漏极与源极之间。
9.按照权利要求8所述的反激变换器，其特征在于，所述反激电路的副边电路包括输出正端、输出负端、变压器T1的副边绕组n2、副边绕组n3、同步整流管Q2、电感Lr、电感Ld、电容Cr、电容Cd和电容Cout，所述输出正端通过电感Lr与副边绕组n2的异名端连接，副边绕组n2的同名端与同步整流管Q2的漏极连接，同步整流管Q2的源极引出为输出负端；电容Cr并联于同步整流管Q2的漏极与源极之间；电容Cout并联于输出正端与输出负端之间；同步整流管Q2的栅极通过电感Ld与副边绕组n3的同名端连接，副边绕组n3的异名端与输出负端连接；同步整流管Q2的栅极还与电容Cd的一端连接，电容Cd的另一端与副边绕组n3的异名端连接；在同步整流管Q2关断后，再次导通前，原边电路的电感LM中的能量传递给副边，使电感Lr中的电流开始增加，当电感Lr中的电流增加为正时，使同步整流管Q2的寄生反偏二极管先导通，以保障同步整流管Q2的零电压导通；当电感LM中的电流越来越小，最终变为负值时，给电容CF放电至电压为零，使得主开关管Q1的寄生反偏二极管导通，以保障主开关管Q1的零电压开通。
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