CN106374746A - 一种非隔离的三电平Buck变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非隔离的三电平Buck变换器，包括控制开关管Q₁、控制开关管Q₂、续流开关管Q₃、续流开关管Q₄、续流开关Q₅、LC滤波器和飞跨电容C ₂；所述控制开关管Q₁、控制开关管Q₂串联连接，所述控制开关管Q₂串联连接飞跨电容C₂，与续流开关管Q₃、续流开关管Q₄并联连接后，串联连接续流开关Q₅；所述LC滤波器并联连接续流开关管Q₄、续流开关Q₅。本发明通过合理地控制MOS管的开通顺序，提高电感的工作频率，能够有效地减小电感体积。有利于变换器的高密度、高可靠性的集成。所涉及的三电平Buck变换器及控制方法适用于车载电源、光伏发电等应用场合。

Description

一种非隔离的三电平Buck变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及了一种三电平Buck变换器，属于电力电子变换器。

背景技术

光伏并网发电是人们利用光伏发电技术的主要方向，现在已经在城乡得到了广泛的应用。目前，非隔离Buck变换器在电力电子设备中得到了广泛的应用，主要用于临近负载的位置，因此也称为负载电源。但是滤波电感体积大，利用率低，限制了集成化、小型化的发展，影响了Buck电路的应用场合。因此，如何减小电感已经成为当今研究热点。

目前，针对减小电路中的电感的解决方法如下所示：

提高开关管的频率方案：这种方法通过提高开关频率，减小了开关周期，从而减小了电感。这种方法比较直接，但是随着开关频率的提高，开关损耗的比例逐渐增加，并占主导作用。同时过高的开关频率要求MOS管的开通和关断时间极小，这对MOS管的制造技术提出了一项极大的挑战。如图2所示，传统的三电平Buck变换器电感体积大，不能实现高功率密度。

发明内容

本发明的目的在于，针对传统Buck变换器电感体积大的问题，提出了一种三电平Buck变换器，在不提高开关管频率的基础上，有效地减小电感，实现高功率密度。

本发明技术方案为：

一种非隔离的三电平Buck变换器，包括控制开关管Q₁、控制开关管Q₂、续流开关管Q₃、续流开关管Q₄、续流开关Q₅、LC滤波器和飞跨电容C₂。

控制开关管Q₁、控制开关管Q₂串联连接，所述控制开关管Q₂串联连接飞跨电容C₂，与续流开关管Q₃、续流开关管Q₄并联连接后，串联连接续流开关Q₅；所述LC滤波器并联连接续流开关管Q₄、续流开关Q₅。

续流开关管Q₃、续流开关管Q₄和续流开关Q₅均为MOS管。

续流开关管Q₃与续流开关管Q₄为相差180°的MOS管。

LC滤波器包括滤波电感L₁、电容C₁和电阻R₁；所述电容C₁和电阻R₁并联后与滤波电感L₁串联。

本发明公开的一种非隔离的三电平Buck变换器，包括8个模态，分别为：

t₀、t₁……t₇为三电平Buck变换器的8个模态的起始时刻点，t₈为Buck变换器电平周期的下一个周期起始时刻；

模态1：t₀～t₁，t₀时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态2：t₁～t₂，t₁时刻控制开关管Q₁、续流开关管Q₃导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，输入电压对飞跨电容C₂充电，t₂时刻飞跨电容C₂充电结束后，飞跨电容C₂上的电压大于0.5V_in，滤波电感L₁上的电流线性减小；

模态3：t₂～t₃，t₂时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态4：t₃～t₄，控制开关管Q₂和续流开关Q₅导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，飞跨电容C₂放电，滤波电感L₁上的电流线性减小；

模态5：t₄～t₅，t₄时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态6：t₅～t₆，t₅时刻控制开关管Q₁、续流开关管Q₄导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，输入电压对飞跨电容C₂充电，t₆时刻飞跨电容C₂充电结束后，飞跨电容C₂上的电压大于0.5V_in，滤波电感L₁上的电流线性减小；

模态7：t₆～t₇，t₆时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态8：t₇～t₈，控制开关管Q₂和续流开关Q₅导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，飞跨电容C₂放电，滤波电感L₁上的电流线性减小；

一种非隔离的三电平Buck变换器控制方法，

以闭环的输出电压的偏差x₁及其微分x₂和积分x₃为状态变量，则有：

$x_1=V_{ref}-V_o,x_2=\frac{d(V_{ref}-V_o)}{dt},x_3=\∫(V_{ref}-V_o)dt$

式中，V_ref为输出参考电压，V_o为输出电压；

设滑模控制切换函数为：

s(x)＝k₁x₁+k₂x₂+k₃x₃

式中，k₁、k₂、k₃分别为状态变量的3个假定系数且均大于0；

选择开关变换器的控制函数u(x)，以便使系统快速进入滑动模态，开关变换器的自身特点使得控制函数只存在1或0两种情况，开关变换器的控制函数u(x)为：

$u\left(x\right)=\frac{1+sgn\left(s\right(x\left)\right)}{2}$

当s(x)>0时，sgn(s(x))＝1，反之sgn(s(x))＝0；

滑模控制的等效控制为：

$u_{eq}=-\frac{L_{f}s}{L_{g}s}$

式中，L_fs为切换函数s(x)对矢量场f(x)的导数，L_gs切换函数s(x)对矢量场g(x)的导数；f(x)和g(x)为定义在整个矢量场R上的平滑矢量场。把滑模变结构的等效控制等价为脉宽占空比d，实现对三电平Buck变换器的定频控制，d＝u_eq。

为了说明本发明提出的三电平Buck可以减小电感，现简要分析如下：

设传统的三电平Buck变换器的输入电压为V_in'，输出电压为V₀',最大电流变化值为ΔI_L',t_on'、t_off'分别为开关周期的起始、结束时刻点，则传统的Buck TL变换器的电感L'为：

$L^{\′}=\frac{({V_{in}}^{\′}-{V_0}^{\′})({t_{on}}^{\′}-{t_{off}}^{\′})}{2{{\mathrm{\ΔI}}_L}^{\′}}$

本发明提出的三电平Buck变换器的输入电压为V_in，输出电压为V_o,最大电流变化值为ΔI_L,t_on、t_off分别为开关周期的起始、结束时刻点，则Buck TL变换器的电感为：

$L=\frac{(V_{in}-V_o)(t_{on}-r_{off})}{4{\mathrm{\ΔI}}_l}$

设电感的体积因素为K_v，电感的最大储能为W，主要窗口利用比率为K_u，最大通量密度为B_m，电流密度为J_w。则电感的体积V可表示为：

$V=K_V{\left(\frac{2W}{K_u{B}_m{J}_w}\right)}^{\frac{3}{4}}.$

本发明有益效果包括：

由上易得出电感在其他条件相同的情况下，与电感值的大小有关，本发明提出的三电平Buck电路在传统的三电平Buck的基础上，有效地减小了电感，从而减小了系统体积，实现高功率密度。滑模控制对开关变换器的非线性特征适用性强，具有稳定范围宽、动态响应快、控制实现简单等优点。

对于三电平Buck变换器的多模态工作，很适合采用滑模控制来实现和改善变换器输出电压的动态品质。以闭环的输出电压的偏差及其微分和积分为状态变量，把滑模变结构的等效控制等价为脉宽占空比d，从而实现对三电平Buck变换器的定频控制

基于同步整流的思想，采用一组并联MOSFET管和单个MOSFET管串联的方式替代了原先的续流二极管，通过合理地控制开关管的导通顺序，提高了电感的工作频率，从根本上实现了减小了电感的目的。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1为本发明的三电平Buck电路示意图；

图2为传统的三电平Buck电路示意图；

图3a为本发明的三电平Buck电路工作模态1、3示意图；

图3b为本发明的三电平Buck电路工作模态2示意图；

图3c为本发明的三电平Buck电路工作模态4示意图；

图4为本发明的MOSFET开关管驱动波形及电感电压和电流图；

图5为本发明的三电平Buck电路的输出电压闭环控制图；

图6为本发明的三电平Buck电路的飞跨电容的闭环控制图。

具体实施方式

下面结合附图并通过具体实施例对本发明作进一步详述，以下实施例只是描述性的，不是限定性的，不能以此限定本发明的保护范围。

如图1所示，一种非隔离的三电平Buck变换器，包括控制开关管Q₁、控制开关管Q₂、续流开关管Q₃、续流开关管Q₄、续流开关Q₅、LC滤波器和飞跨电容C₂。

控制开关管Q₁、控制开关管Q₂串联连接，所述控制开关管Q₂串联连接飞跨电容C₂，与续流开关管Q₃、续流开关管Q₄并联连接后，串联连接续流开关Q₅；所述LC滤波器并联连接续流开关管Q₄、续流开关Q₅。

续流开关管Q₃、续流开关管Q₄和续流开关Q₅均为MOS管。

续流开关管Q₃与续流开关管Q₄为相差180°的MOS管。

LC滤波器包括滤波电感L₁、电容C₁和电阻R₁；所述电容C₁和电阻R₁并联后与滤波电感L₁串联。

本发明公开的一种非隔离的三电平Buck变换器，包括8个模态，图4为MOSFET开关管驱动波形及电感电压和电流图，8个模态分别为：

t₀、t₁……t₇为三电平Buck变换器的8个模态的起始时刻点，t₈为Buck变换器电平周期的下一个周期起始时刻；

如图3a，模态1：t₀～t₁，t₀时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

如图3b，模态2：t₁～t₂，t₁时刻控制开关管Q₁、续流开关管Q₃导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，输入电压对飞跨电容C₂充电，t₂时刻飞跨电容C₂充电结束后，飞跨电容C₂上的电压大于0.5V_in，滤波电感L₁上的电流线性减小；

如图3a，模态3：t₂～t₃，t₂时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

如图3c，模态4：t₃～t₄，控制开关管Q₂和续流开关Q₅导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，飞跨电容C₂放电，滤波电感L₁上的电流线性减小；

模态5：t₄～t₅，t₄时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态6：t₅～t₆，t₅时刻控制开关管Q₁、续流开关管Q₄导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，输入电压对飞跨电容C₂充电，t₆时刻飞跨电容C₂充电结束后，飞跨电容C₂上的电压大于0.5V_in，滤波电感L₁上的电流线性减小；

模态7：t₆～t₇，t₆时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态8：t₇～t₈，控制开关管Q₂和续流开关Q₅导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，飞跨电容C₂放电，滤波电感L₁上的电流线性减小；

一种非隔离的三电平Buck变换器控制方法，

以闭环的输出电压的偏差x₁及其微分x₂和积分x₃为状态变量，则有：

$x_1=V_{ref}-V_o,x_2=\frac{d(V_{ref}-V_o)}{dt},x_3=\∫(V_{ref}-V_o)dt$

式中，V_ref为输出参考电压，V_o为输出电压；

设滑模控制切换函数为：

s(x)＝k₁x₁+k₂x₂+k₃x₃

式中，k₁、k₂、k₃分别为状态变量的3个假定系数且均大于0；

选择开关变换器的控制函数u(x)，以便使系统快速进入滑动模态，开关变换器的自身特点使得控制函数u(x)只存在1或0两种情况，开关变换器的控制函数u(x)为：

$u\left(x\right)=\frac{1+\mathrm{sgn}\left(s\right(x\left)\right)}{2}$

当s(x)>0时，sgn(s(x))＝1，反之sgn(s(x))＝0；

滑模控制的等效控制为：

$u_{eq}=-\frac{L_{f}s}{L_{g}s}$

式中，L_fs为切换函数s(x)对矢量场f(x)的导数，L_gs切换函数s(x)对矢量场g(x)的导数；f(x)和g(x)为定义在整个矢量场R上的平滑矢量场。把滑模变结构的等效控制等价为脉宽占空比d，实现对三电平Buck变换器的定频控制，d＝u_eq。

为了说明本发明提出的三电平Buck可以减小电感，现简要分析如下：

设传统的三电平Buck变换器的输入电压为V_in'，输出电压为V₀',最大电流变化值为ΔI_L',t_on'、t_off'分别为为开关周期的起始。结束时刻点，则传统的Buck TL变换器的电感L'为：

$L^{\′}=\frac{({V_{in}}^{\′}-{V_0}^{\′})({t_{on}}^{\′}-{t_{off}}^{\′})}{2{{\mathrm{\ΔI}}_L}^{\′}}$

设本发明提出的三电平Buck变换器的输入电压为V_in，输出电压为V_o,最大电流变化值为ΔI_L，则Buck TL变换器的电感为：

$L=\frac{(V_{in}-V_o)(t_{on}-r_{off})}{4{\mathrm{\ΔI}}_l}$

图5为本发明的三电平Buck电路的输出电压闭环控制图；

图6为本发明的三电平Buck电路的飞跨电容的闭环控制图。

设电感的体积因素为K_v，电感的最大储能为W，主要窗口利用比率为K_u，最大通量密度为B_m，电流密度为J_w。则电感的体积V可表示为：

$V=K_V{\left(\frac{2W}{K_u{B}_m{J}_w}\right)}^{\frac{3}{4}}.$

本领域内的技术人员可以对本发明进行改动或变型的设计但不脱离本发明的思想和范围。因此，如果本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同的技术范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (6)

1.一种非隔离的三电平Buck变换器，其特征在于：包括控制开关管Q₁、控制开关管Q₂、续流开关管Q₃、续流开关管Q₄、续流开关Q₅、LC滤波器和飞跨电容C₂；

所述控制开关管Q₁、控制开关管Q₂串联连接，所述控制开关管Q₂串联连接飞跨电容C₂，与续流开关管Q₃、续流开关管Q₄并联连接后，串联连接续流开关Q₅；所述LC滤波器并联连接续流开关管Q₄、续流开关Q₅。

2.根据权利要求1所述的一种非隔离的三电平Buck变换器，其特征在于：续流开关管Q₃、续流开关管Q₄和续流开关Q₅均为MOS管。

3.根据权利要求1所述的一种非隔离的三电平Buck变换器，其特征在于：所述续流开关管Q₃与续流开关管Q₄为相差180°的MOS管。

4.根据权利要求1所述的一种非隔离的三电平Buck变换器，其特征在于：所述LC滤波器包括滤波电感L₁、电容C₁和电阻R₁；所述电容C₁和电阻R₁并联后与滤波电感L₁串联。

5.根据权利要求1所述的一种非隔离的三电平Buck变换器，其特征在于：包括8个模态，分别为：

t₀、t₁……t₇为三电平Buck变换器的8个模态的起始时刻点，t₈为Buck变换器电平周期的下一个周期起始时刻；

模态1：t₀～t₁，t₀时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态2：t₁～t₂，t₁时刻控制开关管Q₁、续流开关管Q₃导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，输入电压对飞跨电容C₂充电，t₂时刻飞跨电容C₂充电结束后，飞跨电容C₂上的电压大于0.5V_in，滤波电感L₁上的电流线性减小；

模态3：t₂～t₃，t₂时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态4：t₃～t₄，控制开关管Q₂和续流开关Q₅导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，飞跨电容C₂放电，滤波电感L₁上的电流线性减小；

模态5：t₄～t₅，t₄时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态6：t₅～t₆，t₅时刻控制开关管Q₁、续流开关管Q₄导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，输入电压对飞跨电容C₂充电，t₆时刻飞跨电容C₂充电结束后，飞跨电容C₂上的电压大于0.5V_in，滤波电感L₁上的电流线性减小；

模态7：t₆～t₇，t₆时刻控制开关管Q₁和控制开关管Q₂导通，通过滤波电感L₁的电压为V_in，滤波电感L₁的电流线性增加；V_in为输入电压；

模态8：t₇～t₈，控制开关管Q₂和续流开关Q₅导通，通过滤波电感L₁的电压为0.5V_in，飞跨电容C₂放电，滤波电感L₁上的电流线性减小。

6.一种非隔离的三电平Buck变换器控制方法，其特征在于：

以闭环的输出电压的偏差x₁及其微分x₂和积分x₃为状态变量，则有：

$x_1=V_{ref}-V_o,x_2=\frac{d(V_{ref}-V_o)}{dt},x_3=\∫\left(V_{ref}-V_o\right)dt$

式中，V_ref为输出参考电压，V_o为输出电压；

设滑模控制切换函数为:

s(x)＝k₁x₁+k₂x₂+k₃x₃

式中，k₁、k₂、k₃分别为状态变量的3个假定系数，k₁、k₂、k₃均大于0；

选择开关变换器的控制函数u(x)，以便使系统快速进入滑动模态，开关变换器的自身特点使得控制函数u(x)只存在1或0两种情况，开关变换器的控制函数u(x)为：

$u\left(x\right)=\frac{1+sgn\left(s\right(x))}{2}$

当s(x)>0时，sgn(s(x))＝1，反之sgn(s(x))＝0；

滑模控制的等效控制为：

$u_{eq}=-\frac{L_{f}s}{L_{g}s}$

式中，L_fs为切换函数s(x)对矢量场f(x)的导数，L_gs切换函数s(x)对矢量场g(x)的导数；f(x)和g(x)为定义在整个矢量场R上的平滑矢量场；

把滑模变结构的等效控制等价为脉宽占空比d，实现对三电平Buck变换器的定频控制，d＝u_eq。