CN103346677A - 一种动态占空比补偿装置 - Google Patents

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CN103346677A CN2013102226169A CN201310222616A CN103346677A CN 103346677 A CN103346677 A CN 103346677A CN 2013102226169 A CN2013102226169 A CN 2013102226169A CN 201310222616 A CN201310222616 A CN 201310222616A CN 103346677 A CN103346677 A CN 103346677A
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Abstract

本发明公开了一种动态占空比补偿装置，包括依次配合连接的PI或PID补偿器、动态占空比补偿器、SPWM发生器与信号放大器。本发明所述动态占空比补偿装置，可以克服现有技术中有效占空比易丢失、自身补偿稳定性差与对反馈量的控制效果差等缺陷，以实现有效占空比不易丢失、补偿稳定性好与对反馈量的控制效果好的优点。

Description

一种动态占空比补偿装置
技术领域
本发明涉及太阳能并网发电系统，具体地，涉及一种动态占空比补偿装置。 
背景技术
在近几年中，以风能和太阳能为主的可再生能源发电系统，在世界范围得到越来越多的应用。对于太阳能并网发电系统来说，除了目前占主流的集中式大功率太阳能电站外，分布式太阳能并网发电系统，由于其能优化太阳能电池板的工作状态，在多数情况下可以提高系统的年发电量，目前日益得到重视并成为一个研究热点。 
其中，基于逆变器的分布式发电系统，尤为引人注目，并在美国得到广泛使用。逆变器的核心是高效率升压电路、逆变电路及其控制技术，升压电路主要包括反激变换器及其衍生电路。有源箝位反激电路，由于可以实现变压器原边开关管的零电压开通和副边二极管的零电流关断，在很多中小功率变换场合得到广泛应用。该类电路的共同特点有两个，一是为了设备维护工人的人身安全，主电路中包含用于隔离原副边的变压器；二是这类设备的输出都是交流电，为了获得较高的输出电流质量，采用正弦波脉宽调制（SPWM）调制。 
众所周知，变压器的漏感或额外引入的谐振电感，会改变原边电流的变化速率，同时还但是，该电感也会引起电路工作中的有效占空比丢失。在普通的DC/DC应用场合中， 该占空比丢失不会带来控制上的问题：DC/DC变换器在稳态工作时其需要的占空比一般为一个固定值变换器在稳态工作时只需要一个固定的占空比；只要稳态工作条件不变，占空比不会发生变化，而占空比丢失值也是固定的。因此这样，其PI补偿器可以很容易能够自动调节并输出，在稳态工作占空比的基础上补偿占空比的丢失。一个较大的占空比，来补偿占空比丢失。但是然而，对于采用正弦波脉宽调制则不同，由于稳态工作占空比会随着时间而改变，则丢失的占空比也会随着时间而改变，此时仅通过PI补偿器，（SPWM）的有源箝位反激电路（及其衍生电路），占空比丢失会造出反馈控制上的麻烦。这主要是由于在SPWM调制下，占空比成非线性变化，丢失的占空比也为非线性。对于普通的PI或PID补偿器来说，它无法很好实时的动态补偿丢失的占空比的丢失，从而会影响对反馈量的控制的效果。这是一个新问题，因为以前该类变换器一般用于DC/DC，而不是做SPWM调制。 
对于此类隔离型的DC/AC变换器，通常是通过尽量提高PI补偿器带宽，或者减少漏感，进而不使用谐振电感等办法可以减少占空比丢失。从而提高SPWM控制的效果，输出高质量的电流。然后由于开关频率的限制PI补偿器带宽无法做到足够高，引线电感与变压器漏感始终存在，而且小的漏感或者不使用谐振电感会增大原边电流的换流速度，增加电路高频开关噪音。 
现有技术中，通常会使用过设计的方法来避开占空比丢失所引入的问题。例如，为了避开占空比丢失，可以将主电路的工作频率提高，这样可以提高PI补偿器的带宽，让PI补偿器能够更快的补偿丢失的占空比，但是高的工作频率，带来的是高的开关损耗，降低了变换器的效率。又如，可以设计较大的变压器励磁电感，降低漏感和励磁电感的比值，从而降低漏感和引线电感所引起的占空比丢失值，而这种方法在对于变换器体积要求不大的场合得到广泛应用，而一些对于变换器功率密度要求较高的场合，大的励磁电感设计方法受到制约。 
图1a和图1b是一类典型的隔离型DC/DC变换器，它包括高端箝位反激变换电路（如图1a所示）和低端箝位反激变换电路（如图1b所示）。其中，两只开关管 
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE004
互补工作，为变压器漏感或者额外加入的谐振电感，
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE008
为变压器原边的励磁电感，
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE010
为箝位电容，
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE012
为整流二极管，
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE014
为直流输出负载。在SPWM调制的高端箝位反激变换器中，其输出的占空比
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE016
，有效占空比
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE018
以及损失的占空比
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE020
如图4所示。可以看出，由于采用了SPWM调制，电路中的各占空比不为恒定值，它们的波形为非线性。如果仅靠PI或PID补偿器本身来补偿丢失的占空比，并不能达到很好的效果，从而会影响对最终控制量的控制品质。因此，需要在控制环节中加入动态占空比补偿环节。以高端箝位反激电路为例，其电路的原边电流关键波形如图2所示。 
图2中表示的即为占空比丢失的时间，在这段时间内，变压器承受负载电压，虽然有主动的开关信号打开了主开关管
Figure 842814DEST_PATH_IMAGE002
，但是并为对励磁电感进行储能，而是将输入电压和负载折算到原边的电压都加在了漏感或是额外引入的谐振电感
Figure 229933DEST_PATH_IMAGE006
上，此时
Figure 599734DEST_PATH_IMAGE006
的电流快速上升直到等同于励磁电流
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE024
，之后才从新开始对励磁电感储能。变压器一定存在漏感，则占空比丢失现象在此类隔离型的变换器中不可避免。 
高端箝位反激电路的原边电流波形可以用分段线性波形表示，在t0时刻，
Figure 116428DEST_PATH_IMAGE002
开通，
Figure 913483DEST_PATH_IMAGE004
关断，这时的简化等效电路如图3所示。 
当此类隔离型的变换器工作于DC/DC模式时，虽然存在占空比丢失，但是由于只有一个稳态工作点（既一个输出占空比），PI补偿器只要通过输出电压与固定给点电压之间的误差，就可以在一定周期之后将该占空比丢失补偿回去，弥补占空比丢失导致的输出电压畸变，只要电路设计之初，考虑到占空比丢失和最大占空比的叠加不大于最大占空比限制就可以维持输出电压。 
而当此类隔离型的变换器工作与SPWM调制时，仅使用PI补偿器来补偿占空比丢失，效果有限，这主要的原因是因为SPWM调制时，该变换器的工作占空比是随着输出电压的变化而变化的，所以它的稳态工作点也一直在随着输出电压的变化而改变。PI补偿器根据SPWM调制原理，每个开关周期都会算出一个占空比，而仅将该占空比送给主开关
Figure 522319DEST_PATH_IMAGE002
，由于的存在，实际存储能量的有效占空比比PI算出的占空比小，
Figure 831126DEST_PATH_IMAGE008
存储的能量也就比理想的给出的有效占空比的小，输出电压达不到要求，下个开关周期，PI或PID补偿器发现输出电压与参考电压的误差变大，它将继续增大其输出的占空比，希望提供更多能量给负载，以升高输出电压，可是由于输出不是一个固定的电压，本身输出电压也已经改变，PI或PID补偿器仅通过输出电压和给定电压的误差无法发现占空比丢失，因此无法补偿。 
如上介绍，将此类变换器工作于SPWM调制，其输出的占空比
Figure 799082DEST_PATH_IMAGE016
，有效占空比以及损失的占空比
Figure 232917DEST_PATH_IMAGE020
如图4所示。可以看出，由于采用了SPWM调制，电路中的各占空比不为恒定值，它们的波形随时间改变。如果仅靠PI补偿器本身来补偿丢失的占空比，并不能达到很好的效果，从而会影响对最终控制量的控制品质。因此，需要在控制环节中加入动态占空比补偿环节。 
在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在有效占空比易丢失、自身补偿稳定性差与对反馈量的控制效果差等缺陷。 
发明内容
本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种动态占空比补偿装置，以实现有效占空比不易丢失、补偿稳定性好与对反馈量的控制效果好的优点。 
为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种动态占空比补偿装置，包括PI或PID补偿器、动态占空比补偿器、SPWM发生器与信号放大器，其中： 
所述PI或PID补偿器，用于基于SPWM调制中的输入端电压
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE026
与输出端电压
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE028
、以及以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，进行前期补偿处理，输出有效占空比
Figure 222739DEST_PATH_IMAGE018
；
所述有效占空比
Figure 361596DEST_PATH_IMAGE018
的计算公式为：
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE030
；
其中，
Figure 2013102226169100002DEST_PATH_IMAGE032
，ω为电网电压角频率，；
所述动态占空比补偿器，用于基于SPWM调制中的输入端电压、输出端电压、以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期，计算出下一个开关周期中需要补偿的丢失占空比
Figure 930746DEST_PATH_IMAGE020
；再把计算得到的丢失占空比
Figure 240504DEST_PATH_IMAGE020
，叠加到PI或PID补偿器所得有效占空比
Figure 937327DEST_PATH_IMAGE018
，进行预补偿处理，输出给定占空比；
所述SPWM发生器，用于基于动态占空比补偿器输出的给定占空比
Figure 830514DEST_PATH_IMAGE016
，进行SPWM调节，输出用于控制SPWM软开关反激变换器中半导体开关
Figure 435808DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 728249DEST_PATH_IMAGE004
的控制信号GS1和GS2；
所述放大信号，用于基于SPWM发生器输出的控制信号进行放大处理。
进一步地，以上所述的动态占空比补偿装置，还包括前馈模块，所述前馈模块，用于基于SPWM调制中的输入端电压与输出端电压，进行去除耦合量处理，输出去除耦合量信号。 
进一步地，所述动态占空比补偿器，包括等效电路建立模块、丢失占空比
Figure 905731DEST_PATH_IMAGE020
计算模块与给定占空比
Figure 557293DEST_PATH_IMAGE016
计算模块，其中： 
所述等效电路建立模块，用于基于SPWM软开关反激变换器的原边电流波形和假设条件，建立SPWM软开关反激变换器在丢失占空比
Figure 602609DEST_PATH_IMAGE020
时间内的等效电路；该假设条件包括：
⑴SPWM软开关反激变换器中半导体开关
Figure 122452DEST_PATH_IMAGE002
和互补导通；
⑵SPWM软开关反激变换器中的箝位电容足够大，在一个开关周期中箝位电压为恒定；
⑶丢失占空比的值比较小；
所述丢失占空比
Figure 652419DEST_PATH_IMAGE020
计算模块，用于建立以下公式，并根据以下公式计算丢失占空比
Figure 851319DEST_PATH_IMAGE020
：
；
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE040
为变换器输出功率；
所述给定占空比
Figure 379252DEST_PATH_IMAGE016
计算模块，用于根据
Figure DEST_PATH_IMAGE042
计算给定占空比
Figure 264294DEST_PATH_IMAGE016
。
进一步地，所述等效电路，包括输入端电压
Figure 18623DEST_PATH_IMAGE026
模型、电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE044
模型、输出端平均电压
Figure DEST_PATH_IMAGE046
模型、谐振电感
Figure 880269DEST_PATH_IMAGE006
模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关
Figure 403654DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 833498DEST_PATH_IMAGE004
；其中： 
所述输入端电压
Figure 435643DEST_PATH_IMAGE026
模型的正极，经谐振电感
Figure 976346DEST_PATH_IMAGE006
模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压
Figure 619817DEST_PATH_IMAGE026
模型的负极经半导体开关后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容的正极，并经过半导体开关
Figure 887353DEST_PATH_IMAGE004
后接输入电压模型
Figure 11429DEST_PATH_IMAGE026
的负极。
进一步地，所述等效电路，包括输入端电压
Figure 517497DEST_PATH_IMAGE026
模型、电容电压
Figure 733715DEST_PATH_IMAGE044
模型、输出端平均电压
Figure 740854DEST_PATH_IMAGE046
模型、谐振电感模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关
Figure 35886DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 473821DEST_PATH_IMAGE004
；其中： 
所述输入端电压
Figure 497099DEST_PATH_IMAGE026
模型的正极，经谐振电感
Figure 969668DEST_PATH_IMAGE006
模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压
Figure 817539DEST_PATH_IMAGE026
模型的负极经半导体开关
Figure 867403DEST_PATH_IMAGE002
后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容
Figure 91711DEST_PATH_IMAGE010
的正极，并经过半导体开关后接输入电压模型
Figure 329237DEST_PATH_IMAGE026
的正极。
进一步地，所述半导体开关
Figure 741763DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 504183DEST_PATH_IMAGE004
，为至少包括金属氧化物场效应晶体管MOSFET与绝缘栅双极型晶体管IGBT的高频半导体功率开关；该高频半导体功率开关可以工作于高频开关状态。 
本发明各实施例的动态占空比补偿装置，由于在
Figure 810399DEST_PATH_IMAGE018
直接送出到SPWM 发生器之前，加入动态占空比补偿器；该动态占空比补偿器根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期计算出下一个开关周期的丢失占空比，再把
Figure 165474DEST_PATH_IMAGE020
叠加到
Figure 731585DEST_PATH_IMAGE018
上，相当于进行了预补偿；可以用于该类变换器（有源箝位反激软开关变换器及其衍生或类似的软开关反激变换器）在SPWM调制时，需要调节输出电流的场合，以优化SPWM调制下该类变换器输出电流的品质；从而可以克服现有技术中有效占空比易丢失、自身补偿稳定性差与对反馈量的控制效果差的缺陷，以实现有效占空比不易丢失、补偿稳定性好与对反馈量的控制效果好的优点。 
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。 
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。 
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中： 
图1a为典型的有源箝位反激电路中低端箝位反激电路示意图；
图1b为典型的有源箝位反激电路中高端箝位反激电路示意图；
图2为高端箝位反激变换器的原边电流关键波形示意图；
图3为高端箝位反激变换器在t0~t1期间内的等效电路示意图；
图4为SPWM调制的高端箝位反激电路的占空比波形示意图；
图5为根据本发明动态占空比补偿装置的工作流程示意图；
图6a和图6b为根据本发明动态占空比补偿装置的动态占空比补偿控制框图；
图7为根据本发明动态占空比补偿装置中SPWM软开关反激变换器在时间内的等效电路示意图。
结合附图，本发明实施例中附图标记如下： 
1-前馈模块；2-PI或PID补偿器；3-动态占空比补偿器；4-SPWM发生器。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。 
实施例一
根据本发明实施例，提供了动态占空比补偿装置。如图6a和图6b所示，本实施例包括前馈模块（Feedforward Block）1、PI或PID补偿器（PI/PID Compensator）2、动态占空比补偿器（Dynamic Duty Cycle Compensator）3、SPWM发生器（SPWM Generator）4与信号放大器。
其中，上述前馈模块1，用于基于SPWM调制中的输入端电压
Figure 19926DEST_PATH_IMAGE026
与输出端电压
Figure 407045DEST_PATH_IMAGE036
，进行去除耦合量处理，输出去除耦合量信号；PI或PID补偿器2，用于基于SPWM调制至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数、以及前馈模块1所得去除耦合量信号，进行前期补偿处理，输出有效占空比
Figure 635901DEST_PATH_IMAGE018
；动态占空比补偿器3，用于基于SPWM调制中的输入端电压
Figure 792076DEST_PATH_IMAGE026
、输出端电压
Figure 589131DEST_PATH_IMAGE028
、以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期，计算出下一个开关周期中需要补偿的丢失占空比
Figure 824065DEST_PATH_IMAGE020
；再把计算得到的丢失占空比
Figure 997558DEST_PATH_IMAGE020
，叠加到PI或PID补偿器2所得有效占空比
Figure 8239DEST_PATH_IMAGE018
，进行预补偿处理，输出给定占空比
Figure 100829DEST_PATH_IMAGE016
；SPWM发生器，用于基于动态占空比补偿器输出的给定占空比，进行SPWM调节，输出用于控制SPWM软开关反激变换器中半导体开关
Figure 642986DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 399851DEST_PATH_IMAGE004
的控制信号GS1和GS2；放大信号，用于基于SPWM发生器输出的控制信号GS1和GS2进行放大处理。 
上述有效占空比
Figure 538709DEST_PATH_IMAGE018
的计算公式为： 
                   （1）
其中，
Figure 496486DEST_PATH_IMAGE032
，ω为电网电压角频率，
Figure 107858DEST_PATH_IMAGE034
。
在上述实施例中，动态占空比补偿器3，包括等效电路建立模块、丢失占空比
Figure 417617DEST_PATH_IMAGE020
计算模块与给定占空比
Figure 488341DEST_PATH_IMAGE016
计算模块，等效电路建立模块，用于基于SPWM软开关反激变换器的原边电流波形和假设条件，建立SPWM软开关反激变换器在丢失占空比
Figure 666382DEST_PATH_IMAGE020
时间内的等效电路；该假设条件包括： 
⑴SPWM软开关反激变换器中半导体开关
Figure 506162DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 986822DEST_PATH_IMAGE004
互补导通；
⑵SPWM软开关反激变换器中的箝位电容足够大，在一个开关周期中箝位电压为恒定；
⑶丢失占空比的值比较小；
上述丢失占空比
Figure 762459DEST_PATH_IMAGE020
计算模块，用于建立以下公式，并根据以下公式计算丢失占空比
Figure 456745DEST_PATH_IMAGE020
：
Figure 108307DEST_PATH_IMAGE038
                  (2)
上述给定占空比
Figure 278257DEST_PATH_IMAGE016
计算模块，用于根据其中，
Figure 673466DEST_PATH_IMAGE040
为变换器输出功率。
在上述装置实施例中，SPWM软开关反激变换器在ΔD时间内的等效电路，可参见6a和图6b的相关说明，在此不再赘述。 
在上述实施例中，实现动态占空比补偿的关键，是要计算出下一开关周期内丢失的占空比，即丢失占空比
Figure 222259DEST_PATH_IMAGE020
，具体参见公式（1）和公式（2）。 
在上述装置实施例中，6a和图6b给出了动态占空比补偿控制框图。传统的PI或PID补偿器输出的占空比认为是有效占空比，在有效占空比
Figure 203433DEST_PATH_IMAGE018
直接送出到SPWM发生器4之前，加入一个动态占空比补偿器3；该动态占空比补偿器3会根据变换器的工作状态在每个计算周期计算出下一个开关周期中的丢失占空比
Figure 136754DEST_PATH_IMAGE020
，把计算出的丢失占空比
Figure 930266DEST_PATH_IMAGE020
叠加到有效占空比
Figure 189209DEST_PATH_IMAGE018
上；这样，相当于进行了预补偿。动态占空比补偿器3的输出为给给定占空比
Figure 677959DEST_PATH_IMAGE016
；给定占空比
Figure 306649DEST_PATH_IMAGE016
会送入SPWM发生器4，之后产生两路控制信号（即控制信号GS1和GS2）给SPWM软开关反激变换器的半导体开关
Figure 830034DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 994299DEST_PATH_IMAGE004
。 
在上述实施例中，6a和图6b中的动态占空比补偿器，即根据上述理论公式提前补偿电路丢失的占空比，从而能够消除占空比丢失对系统控制性能的影响；该动态占空比补偿控制器3的一个主要应用场合，为基于有源箝位反激变换器的并网太阳能逆变器。 
图6a是典型动态占空比补偿控制框图。由图6a可知，传统的PI或PID补偿器2输出的占空比认为是有效占空比
Figure 360559DEST_PATH_IMAGE018
。在
Figure 901261DEST_PATH_IMAGE018
直接送出到SPWM发生器（SPWM Generator）4之前，加入了一个动态占空比补偿器。该动态占空比补偿器会根据变换器的工作状态在每个计算周期计算出下一个开关周期中会丢失的占空比，然后把计算出的叠加到
Figure 879899DEST_PATH_IMAGE018
中去，从而获得实际的工作占空比D，最后通过SPWM Generator产生PWM给主变换器。 
在上述实施例中，动态进行占空比补偿的操作，主要包含两部分：第一是根据主电路的参数，计算丢失的占空比；第二是在每个控制周期都将计算得到的丢失占空比叠加到主PI补偿器输出的有效占空比上。 
其中，根据主电路的参数计算丢失的占空比时，首先需要根据主电路的参数计算丢失的占空比，依据前面的背景介绍可以知道，占空比的丢失和电路中的引线电感，变压器的漏感，或者额外加入的谐振电感有关，需要优先测量变压器的漏感量，或者知道额外加入的谐振电感的电感量。由于变换器工作于SPWM模式，输出电流是正弦波电流，输出电压、电流、功率会随时间改变，所引起的占空比丢失也是不同的，所以需要获得此时的输入电压，输出的电压和电流，才能算出此时的占空比丢失，动态占空比补偿器（Dynamic Duty Cycle Compensator）的输入条件
Figure 969340DEST_PATH_IMAGE036
代表瞬时的输出电压，
Figure 313733DEST_PATH_IMAGE026
代表瞬时的输入电压，代表瞬时的输出电流，
Figure 936345DEST_PATH_IMAGE006
代表引起占空比丢失的漏感或者额外加入的谐振电感。该动态占空比丢失补偿器每个周期都会根据采样到的输出电压，输入电压，输出电流和测量到的漏感量或者额外加入的谐振电感量来计算需要补偿的占空比丢失值。 
在每个控制周期都将计算得到的丢失占空比叠加到主PI补偿器输出的有效占空比上时，需要将上述计算的占空比丢失值与PI补偿器的输出（有效占空比）做叠加后获得SPWM变换器的工作占空比
Figure 442412DEST_PATH_IMAGE016
。由于PI补偿器的输出只是有效占空比
Figure 658630DEST_PATH_IMAGE018
，如果没有额外的占空比丢失补偿，仅靠PI或PID补偿器来调节输出电流，需要提高PI或PID补偿器的带宽，而PI或PID补偿器的带宽又受到主电路工作频率的限制。因此无法将输出电流调节为高质量的正弦波电流，而加入动态占空比补偿后，降低了PI或PID补偿器的带宽要求，可以将输出电流调节为高质量的正弦波，降低电网污染。 
实施例二
根据本发明实施例，如图5和图7所示，提供了用于正弦脉宽调制（即SPWM）软开关反激变换器的补偿控制方法。
如图5所示，本实施例包括： 
步骤100：基于SPWM调制中的输入端电压
Figure 519718DEST_PATH_IMAGE026
与输出端电压
Figure 196687DEST_PATH_IMAGE028
，进行去除耦合量处理，输出去除耦合量信号；
步骤101：基于SPWM调制中至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数、以及步骤100所得去除耦合量信号，运用PI或PID补偿器进行前期补偿处理，输出有效占空比
Figure 759255DEST_PATH_IMAGE018
；
在步骤101中，有效占空比
Figure 445451DEST_PATH_IMAGE018
的计算公式为：
Figure 652442DEST_PATH_IMAGE030
               （1）
其中，
Figure 765891DEST_PATH_IMAGE032
，ω为电网电压角频率，
Figure 317221DEST_PATH_IMAGE034
；
步骤102：基于SPWM调制中的输入端电压
Figure 541529DEST_PATH_IMAGE026
、输出端电压
Figure 868605DEST_PATH_IMAGE028
、以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期，计算出下一个开关周期中需要补偿的丢失占空比
Figure 277589DEST_PATH_IMAGE020
；
在步骤102中，可以建立以下公式，并根据以下公式计算丢失占空比：
Figure 452536DEST_PATH_IMAGE038
          （2）
其中，
Figure 260217DEST_PATH_IMAGE040
为变换器输出功率；
步骤103：把步骤102计算得到的丢失占空比
Figure 715469DEST_PATH_IMAGE020
，叠加到步骤101所得有效占空比
Figure 366025DEST_PATH_IMAGE018
，进行预补偿处理，输出给定占空比
Figure 932135DEST_PATH_IMAGE016
；即，根据
Figure 968224DEST_PATH_IMAGE042
计算给定占空比；
步骤104：基于步骤103所得给定占空比
Figure 840551DEST_PATH_IMAGE016
，进行SPWM调节，输出用于控制SPWM软开关反激变换器中半导体开关
Figure 210353DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 366527DEST_PATH_IMAGE004
的控制信号GS1和GS2。
以下结合图7，参考前述图2的电流波形，并沿用图2的相应假设条件，对步骤102和步骤103中计算需要补偿量的操作，进行详细说明。 
这里，假设条件包括：⑴SPWM软开关反激变换器中半导体开关
Figure 789681DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 398517DEST_PATH_IMAGE004
互补导通； 
⑵SPWM软开关反激变换器中的箝位电容足够大，在一个开关周期中箝位电压为恒定；
⑶丢失占空比
Figure 306430DEST_PATH_IMAGE020
的值比较小。
在上述实施例中，等效电路，包括输入端电压模型、电容电压
Figure 409701DEST_PATH_IMAGE044
模型、输出端平均电压
Figure 505833DEST_PATH_IMAGE046
模型、谐振电感
Figure 843536DEST_PATH_IMAGE006
模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关和
Figure 113160DEST_PATH_IMAGE004
，其中：输入端电压
Figure 555643DEST_PATH_IMAGE026
模型的正极，经谐振电感模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压模型的负极经半导体开关后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容
Figure 820651DEST_PATH_IMAGE010
的正极，并经过半导体开关
Figure 874058DEST_PATH_IMAGE004
后接输入电压模型
Figure 713838DEST_PATH_IMAGE026
的负极。 
在上述实施例中，等效电路，包括输入端电压
Figure 319131DEST_PATH_IMAGE026
模型、电容电压
Figure 877152DEST_PATH_IMAGE044
模型、输出端平均电压
Figure 468670DEST_PATH_IMAGE046
模型、谐振电感
Figure 54634DEST_PATH_IMAGE006
模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关
Figure 706195DEST_PATH_IMAGE002
和，其中：输入端电压
Figure 5776DEST_PATH_IMAGE026
模型的正极，经谐振电感模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压模型的负极经半导体开关
Figure 535742DEST_PATH_IMAGE002
后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容的正极，并经过半导体开关后接输入电压模型
Figure 396885DEST_PATH_IMAGE026
的正极。 
在等效电路中，半导体开关
Figure 275848DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 278439DEST_PATH_IMAGE004
，为至少包括金属氧化物场效应晶体管MOSFET与绝缘栅双极型晶体管IGBT的高频半导体功率开关；该高频半导体功率开关可以工作于高频开关状态。 
在上述实施例中，基于现有技术中的诸多难点，提出一种动态占空比补偿装置，该方法可以动态地补偿这类基于SPWM调制、而又有占空比丢失的电路，降低PI或PID补偿器带宽的压力，实现高品质的电流输出，而不污染电网。 
上述实施例的动态占空比补偿装置，核心在于预估瞬时的占空比丢失值，并提前做出补偿；适用于一类基于SPWM调制、且存在占空比丢失的电路，该方法能够动态补偿这类变换器中由于变压器漏感或额外增加的谐振电感所引起的占空比损失值，优化SPWM调制下该类变换器输出电流的品质。 
上述实施例的动态占空比补偿装置，主要解决一类基于SPWM调制且存在占空比丢失，从而降低输出电流波形质量的问题；其主要的目的是通过控制算法，实现动态的占空比补偿，补偿因为引线电感、变压器漏感或者额外引入的谐振电感等所产生的占空比丢失值，最终实现高品质的电流输出。 
上述实施例提出的动态占空比补偿装置，可以降低PI补偿器的设计难度，进而降低变换器的开关频率，提高变换器的效率，也不需要设计较大的励磁电感，非常适合高功率密度DC/AC变换器使用；而此类动态占空比补偿装置，目前该方法在其他文献中未找到。 
在上述实施例中，为了计算丢失的占空比值，首先需要知道电路的一些主要参数，同时分析电路的工作模态。对于图1a和图1b所示的变换器，其工作与SPWM调制模式时候的占空比可以表示为： 
Figure DEST_PATH_IMAGE050
                       （1）
其中
Figure 427923DEST_PATH_IMAGE032
 ，式中ω为电网电压角频率；
Figure 592188DEST_PATH_IMAGE034
。变换器在一个开关周期内的工作波形可以参考图2的主要电路波形，我们发现，占空比丢失的时候，励磁电感没有储能，而是漏感或者额外加入的谐振电感由于叠加了输入电压与变压器原边电压（输出电压经过变压器折算到原边），将已经存储的能量释放出去并且再反向储能，此时变换器的等效电路如图4所示。因此为了获得丢失的占空比时间，需要首先测量变压器的漏感或者需要知道额外添加的谐振电感的电感量。
根据图3与图7中的等效电路，建立
Figure 833814DEST_PATH_IMAGE008
、
Figure 499150DEST_PATH_IMAGE006
的电流与电压关系方程式： 
Figure DEST_PATH_IMAGE052
；
；
图3与图7所示的等效电路中，上述方程中存在两个未知量和
Figure DEST_PATH_IMAGE058
。
Figure 503141DEST_PATH_IMAGE058
可以通过输出功率来获得，首先，电容
Figure 228520DEST_PATH_IMAGE010
在
Figure 691862DEST_PATH_IMAGE004
导通时，先被充电，后被放电。那么该电容要保持充放电平衡，在图2中所示的
Figure 36256DEST_PATH_IMAGE010
充放电区间内，充放电电流关于X轴对称。这样，ILr电流的反向最小值应当如果认为等于-，那么所以漏感上的电流变化值为二倍的
Figure 666400DEST_PATH_IMAGE058
。再在根据送到副边的能量，计算出流过整流二极管的电流平均值和峰值，再通过折算到变压器原边，即可获得
Figure 617038DEST_PATH_IMAGE058
。最终可以在每个开关周期中计算出丢失的占空比
Figure 499544DEST_PATH_IMAGE020
。一旦电路参数选定，每个周期中丢失的占空比只是输出电压
Figure 919210DEST_PATH_IMAGE036
，瞬时占空比D的函数：
                       (2)
因此变压器副边的电流平均值为：
Figure DEST_PATH_IMAGE062
；
Figure DEST_PATH_IMAGE064
；
再通过折算到变压器原边，即可获得
Figure 107877DEST_PATH_IMAGE058
，一旦获得
Figure 794073DEST_PATH_IMAGE058
，在根据以上公式建立
Figure 627162DEST_PATH_IMAGE008
在有效占空比
Figure 740611DEST_PATH_IMAGE018
内的方程，即可算出
Figure 665842DEST_PATH_IMAGE056
，最后将算出的
Figure 14784DEST_PATH_IMAGE058
和
Figure 341860DEST_PATH_IMAGE056
带入方程三就可以算出丢失的占空比。其表达式如下： 
Figure DEST_PATH_IMAGE066
；
由于输出电压
Figure 399257DEST_PATH_IMAGE036
和工作占空比
Figure 551890DEST_PATH_IMAGE016
都是随时间变化的，所以
Figure 733472DEST_PATH_IMAGE020
也是随时间变化的，可以使用数字控制器（digital controllor） ，按照上式的结果，带入采样到的输入电压VIN,输出电压
Figure 188724DEST_PATH_IMAGE028
，PI控制器的输出—有效占空比
Figure DEST_PATH_IMAGE068
，而输出功率
Figure 449067DEST_PATH_IMAGE040
可以根据输入电压与输入电流的乘积近似的获得，或者直接使用输出电压
Figure 15177DEST_PATH_IMAGE036
和输出电流
Figure 441479DEST_PATH_IMAGE048
的计算获得。
该典型实施例中，计算丢失的占空比正是根据了输入电压，输出电压
Figure 67633DEST_PATH_IMAGE028
，变压器副边对原边的匝比N，漏感量，输出功率
Figure 309706DEST_PATH_IMAGE040
，这些主电路中的参数。 
而实际发出的占空比，需要将上述上诉计算出的丢失的占空比ΔD和PI或PID补偿器的输出（有效占空比D）相叠加后作为最终占空比发出给主电路使用，即可补偿丢失的占空比，此时PI或PID补偿器仍然按照原逻辑运行，根据输出电压与给定电压的误差来计算有效工作占空比D，而因为Lr引入的占空比丢失量ΔD，可以通过式公式（2） 计算并补偿到有效占空比D中。 
上述动态占空比补偿装置，即根据上述理论公式提前补偿电路丢失的占空比，从而能够消除占空比丢失对系统控制性能的影响。 
另外，具体计算时，也可以按以下方法求取给定占空比D。 
由于SPWM软开关反激变换器副边二极管导通时，SPWM软开关反激变换器原边电压为副边电压折射回原边的值。所以，这时，基于SPWM软开关反激变换器的等效电路，加在谐振电感上的电压通过以下公式求得： 
Figure DEST_PATH_IMAGE074
                         （3）
那么，对谐振电感
Figure 889035DEST_PATH_IMAGE006
建立电流变化率方程，把丢失占空比
Figure 622504DEST_PATH_IMAGE020
表示为以下公式：
Figure DEST_PATH_IMAGE076
                （4）
在公式（4）中，后两项电流（即变压器励磁电感
Figure 530417DEST_PATH_IMAGE008
的谷底电流
Figure DEST_PATH_IMAGE078
和变压器励磁电感
Figure 167197DEST_PATH_IMAGE008
的峰值电流
Figure DEST_PATH_IMAGE080
）的值未知，
Figure DEST_PATH_IMAGE082
是开关周期。
需要说明的是，对于谐振电感
Figure 10520DEST_PATH_IMAGE006
，其峰值电流与
Figure 106652DEST_PATH_IMAGE008
的峰值电流相同，这是因为两者在该处重叠（即谐振电感的电流
Figure DEST_PATH_IMAGE084
与变压器励磁电感
Figure 309542DEST_PATH_IMAGE008
的电流
Figure 448399DEST_PATH_IMAGE024
在峰值处重叠，谐振电感
Figure 156461DEST_PATH_IMAGE006
的峰值电流与变压器励磁电感
Figure 671756DEST_PATH_IMAGE008
的峰值电流
Figure 391451DEST_PATH_IMAGE080
相同）。 
同时，电容
Figure DEST_PATH_IMAGE086
在S2导通时，先被充电，后被放电，且等效电路都为图4。那么电容
Figure 327308DEST_PATH_IMAGE086
要保持充放电平衡，在图3中所示的
Figure 398032DEST_PATH_IMAGE086
充放电区间内，充放电电流关于X轴对称。这样，谐振电感
Figure 576072DEST_PATH_IMAGE006
的电流
Figure 415852DEST_PATH_IMAGE084
的反向最小值应当等于-。 
要计算出
Figure 454533DEST_PATH_IMAGE020
，就必须计算出（4）式中的未知电流值（即变压器励磁电感
Figure 648712DEST_PATH_IMAGE008
的谷底电流和变压器励磁电感
Figure 260139DEST_PATH_IMAGE008
的峰值电流
Figure 164510DEST_PATH_IMAGE080
）。这里需要做一个近似，来计算该未知电流（即变压器励磁电感
Figure 559719DEST_PATH_IMAGE008
的谷底电流
Figure 374092DEST_PATH_IMAGE078
和变压器励磁电感
Figure 822653DEST_PATH_IMAGE008
的峰值电流
Figure 89686DEST_PATH_IMAGE080
）：认为
Figure DEST_PATH_IMAGE088
。这样可以简化计算，否则需要迭代。注意到对于变压器励磁电感
Figure 413220DEST_PATH_IMAGE008
而言，
Figure 82099DEST_PATH_IMAGE078
和
Figure 75462DEST_PATH_IMAGE080
之和其实为变压器励磁电感
Figure 455890DEST_PATH_IMAGE008
中平均电流值
Figure DEST_PATH_IMAGE090
的两倍。并且，在理想情况下，buck-boost电路的电感电流平均值可由下式计算： 
Figure DEST_PATH_IMAGE092
                  （5）
所以，
Figure 192902DEST_PATH_IMAGE078
和
Figure 840921DEST_PATH_IMAGE080
之和可以表示为：
Figure DEST_PATH_IMAGE094
                （6）
所以，丢失占空比
Figure 270766DEST_PATH_IMAGE020
的表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE096
         （7）
那么，有效占空比为
Figure 138490DEST_PATH_IMAGE018
为：
Figure DEST_PATH_IMAGE098
              （8）
在公式（8）中代入
Figure 538247DEST_PATH_IMAGE042
，可以得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE100
             （9）
由公式（9）可以得出丢失占空比的表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE102
                  (10)
那么，由比例-积分（PI）或比例-积分-微分（PID）补偿器算出来的有效占空比
Figure 807817DEST_PATH_IMAGE018
，需要加上上述计算得出的丢失占空比
Figure 142983DEST_PATH_IMAGE020
，则能得到最后经过补偿的给定占空比为：
              （11）
在上述方法实施例中，动态占空比补偿装置，能够动态补偿这类变换器（如有源箝位反激软开关变换器及其衍生或类似的软开关反激变换器）中，由于谐振电感
Figure 75353DEST_PATH_IMAGE006
换流所引起的占空比损失，从而能够优化SPWM调制下该类变换器输出电流的品质。该动态占空比补偿装置，一般用于该类变换器在SPWM调制时，需要调节输出电流的场合；其中，典型的应用为基于这类软开关反激变换器的太阳能并网逆变器。
上述实施例的动态占空比补偿装置，可以主要应用于一类基于SPWM调制、而又有占空比丢失的电路，需要根据主电路的参数，计算丢失的占空比；每个控制周期都将计算得到的丢失占空比叠加到主PI补偿器输出的有效占空比上。 
最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (6)

1.一种动态占空比补偿装置，其特征在于，包括PI或PID补偿器、动态占空比补偿器、SPWM发生器与信号放大器，其中：
所述PI或PID补偿器，用于基于SPWM调制中的输入端电压                                               
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE002
与输出端电压
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE004
、以及以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，进行前期补偿处理，输出有效占空比
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE006
；
所述有效占空比
Figure 270535DEST_PATH_IMAGE006
的计算公式为：
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE008
；
其中，
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE010
，ω为电网电压角频率，
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE012
；
所述动态占空比补偿器，用于基于SPWM调制中的输入端电压、输出端电压
Figure 71538DEST_PATH_IMAGE004
、以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期，计算出下一个开关周期中需要补偿的丢失占空比
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE014
；再把计算得到的丢失占空比
Figure 840649DEST_PATH_IMAGE014
，叠加到PI或PID补偿器所得有效占空比，进行预补偿处理，输出给定占空比
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE016
；
所述SPWM发生器，用于基于动态占空比补偿器输出的给定占空比，进行SPWM调节，输出用于控制SPWM软开关反激变换器中半导体开关
Figure 2013102226169100001DEST_PATH_IMAGE018
和
Figure DEST_PATH_IMAGE020
的控制信号GS1和控制信号GS2；
所述放大信号，用于基于SPWM发生器输出的控制信号进行放大处理。
2.根据权利要求1所述的动态占空比补偿装置，其特征在于，还包括前馈模块，所述前馈模块，用于基于SPWM调制中的输入端电压
Figure 619883DEST_PATH_IMAGE002
与输出端电压
Figure DEST_PATH_IMAGE022
，进行去除耦合量处理，输出去除耦合量信号。
3.根据权利要求2所述的动态占空比补偿装置，其特征在于，所述动态占空比补偿器，包括等效电路建立模块、丢失占空比
Figure 195614DEST_PATH_IMAGE014
计算模块与给定占空比
Figure 864493DEST_PATH_IMAGE016
计算模块，其中：
所述等效电路建立模块，用于基于SPWM软开关反激变换器的原边电流波形和假设条件，建立SPWM软开关反激变换器在丢失占空比
Figure 733223DEST_PATH_IMAGE014
时间内的等效电路；该假设条件包括：
⑴SPWM软开关反激变换器中半导体开关
Figure 487552DEST_PATH_IMAGE018
和互补导通；
⑵SPWM软开关反激变换器中的箝位电容足够大，在一个开关周期中箝位电压为恒定；
⑶丢失占空比
Figure 121851DEST_PATH_IMAGE014
的值比较小；
所述丢失占空比
Figure 551695DEST_PATH_IMAGE014
计算模块，用于建立以下公式，并根据以下公式计算丢失占空比
Figure 793321DEST_PATH_IMAGE014
：
Figure DEST_PATH_IMAGE024
；
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE026
为变换器输出功率；
所述给定占空比
Figure 943810DEST_PATH_IMAGE016
计算模块，用于根据
Figure DEST_PATH_IMAGE028
计算给定占空比
Figure 964112DEST_PATH_IMAGE016
。
4.根据权利要求3所述的动态占空比补偿装置，其特征在于，所述等效电路，包括输入端电压
Figure 299279DEST_PATH_IMAGE002
模型、电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE030
模型、输出端平均电压
Figure DEST_PATH_IMAGE032
模型、谐振电感
Figure DEST_PATH_IMAGE034
模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关和
Figure 356282DEST_PATH_IMAGE020
；其中：
所述输入端电压
Figure 854260DEST_PATH_IMAGE002
模型的正极，经谐振电感模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压
Figure 451912DEST_PATH_IMAGE002
模型的负极经半导体开关
Figure 334417DEST_PATH_IMAGE018
后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容
Figure DEST_PATH_IMAGE036
的正极，并经过半导体开关
Figure 63732DEST_PATH_IMAGE020
后接输入电压模型
Figure 6280DEST_PATH_IMAGE002
的负极。
5.根据权利要求3所述的动态占空比补偿装置，其特征在于，所述等效电路，包括输入端电压
Figure 444215DEST_PATH_IMAGE002
模型、电容电压模型、输出端平均电压模型、谐振电感
Figure 326217DEST_PATH_IMAGE034
模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关
Figure 251448DEST_PATH_IMAGE018
和
Figure 849657DEST_PATH_IMAGE020
；其中：
所述输入端电压模型的正极，经谐振电感模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压
Figure 483398DEST_PATH_IMAGE002
模型的负极经半导体开关
Figure 511397DEST_PATH_IMAGE018
后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容
Figure 692979DEST_PATH_IMAGE036
的正极，并经过半导体开关
Figure 259483DEST_PATH_IMAGE020
后接输入电压模型
Figure 159306DEST_PATH_IMAGE002
的正极。
6.根据权利要求4或5所述的动态占空比补偿装置，其特征在于，
所述半导体开关
Figure 725417DEST_PATH_IMAGE018
和
Figure 902451DEST_PATH_IMAGE020
，为至少包括金属氧化物场效应晶体管MOSFET与绝缘栅双极型晶体管IGBT的高频半导体功率开关。
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