CN103346677B - 一种动态占空比补偿装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种动态占空比补偿装置，包括依次配合连接的PI或PID补偿器、动态占空比补偿器、SPWM发生器与信号放大器。本发明所述动态占空比补偿装置，可以克服现有技术中有效占空比易丢失、自身补偿稳定性差与对反馈量的控制效果差等缺陷，以实现有效占空比不易丢失、补偿稳定性好与对反馈量的控制效果好的优点。

Description

一种动态占空比补偿装置

技术领域

本发明涉及太阳能并网发电系统，具体地，涉及一种动态占空比补偿装置。

背景技术

在近几年中，以风能和太阳能为主的可再生能源发电系统，在世界范围得到越来越多的应用。对于太阳能并网发电系统来说，除了目前占主流的集中式大功率太阳能电站外，分布式太阳能并网发电系统，由于其能优化太阳能电池板的工作状态，在多数情况下可以提高系统的年发电量，目前日益得到重视并成为一个研究热点。

其中，基于逆变器的分布式发电系统，尤为引人注目，并在美国得到广泛使用。逆变器的核心是高效率升压电路、逆变电路及其控制技术，升压电路主要包括反激变换器及其衍生电路。有源箝位反激电路，由于可以实现变压器原边开关管的零电压开通和副边二极管的零电流关断，在很多中小功率变换场合得到广泛应用。该类电路的共同特点有两个，一是为了设备维护工人的人身安全，主电路中包含用于隔离原副边的变压器；二是这类设备的输出都是交流电，为了获得较高的输出电流质量，采用正弦波脉宽调制(SPWM)调制。

众所周知，变压器的漏感或额外引入的谐振电感，会改变原边电流的变化速率，同时还但是，该电感也会引起电路工作中的有效占空比丢失。在普通的DC/DC应用场合中，该占空比丢失不会带来控制上的问题：DC/DC变换器在稳态工作时其需要的占空比一般为一个固定值变换器在稳态工作时只需要一个固定的占空比；只要稳态工作条件不变，占空比不会发生变化，而占空比丢失值也是固定的。因此这样，其PI补偿器可以很容易能够自动调节并输出，在稳态工作占空比的基础上补偿占空比的丢失。一个较大的占空比，来补偿占空比丢失。但是然而，对于采用正弦波脉宽调制则不同，由于稳态工作占空比会随着时间而改变，则丢失的占空比也会随着时间而改变，此时仅通过PI补偿器，(SPWM)的有源箝位反激电路(及其衍生电路)，占空比丢失会造出反馈控制上的麻烦。这主要是由于在SPWM调制下，占空比成非线性变化，丢失的占空比也为非线性。对于普通的PI或PID补偿器来说，它无法很好实时的动态补偿丢失的占空比的丢失，从而会影响对反馈量的控制的效果。这是一个新问题，因为以前该类变换器一般用于DC/DC，而不是做SPWM调制。

对于此类隔离型的DC/AC变换器，通常是通过尽量提高PI补偿器带宽，或者减少漏感，进而不使用谐振电感等办法可以减少占空比丢失。从而提高SPWM控制的效果，输出高质量的电流。然后由于开关频率的限制PI补偿器带宽无法做到足够高，引线电感与变压器漏感始终存在，而且小的漏感或者不使用谐振电感会增大原边电流的换流速度，增加电路高频开关噪音。

现有技术中，通常会使用过设计的方法来避开占空比丢失所引入的问题。例如，为了避开占空比丢失，可以将主电路的工作频率提高，这样可以提高PI补偿器的带宽，让PI补偿器能够更快的补偿丢失的占空比，但是高的工作频率，带来的是高的开关损耗，降低了变换器的效率。又如，可以设计较大的变压器励磁电感，降低漏感和励磁电感的比值，从而降低漏感和引线电感所引起的占空比丢失值，而这种方法在对于变换器体积要求不大的场合得到广泛应用，而一些对于变换器功率密度要求较高的场合，大的励磁电感设计方法受到制约。

图1a和图1b是一类典型的隔离型DC/DC变换器，它包括高端箝位反激变换电路(如图1a所示)和低端箝位反激变换电路(如图1b所示)。其中，两只开关管S₁和S₂互补工作，L_r为变压器漏感或者额外加入的谐振电感，L_m为变压器原边的励磁电感，C_CL为箝位电容，D₁为整流二极管，R_O为直流输出负载。在SPWM调制的高端箝位反激变换器中，其输出的占空比D，有效占空比D_eff以及损失的占空比ΔD如图4所示。可以看出，由于采用了SPWM调制，电路中的各占空比不为恒定值，它们的波形为非线性。如果仅靠PI或PID补偿器本身来补偿丢失的占空比，并不能达到很好的效果，从而会影响对最终控制量的控制品质。因此，需要在控制环节中加入动态占空比补偿环节。以高端箝位反激电路为例，其电路的原边电流关键波形如图2所示。

图2中表示的ΔDT_S即为占空比丢失的时间，在这段时间内，变压器承受负载电压，虽然有主动的开关信号打开了主开关管S₁，但是并为对励磁电感进行储能，而是将输入电压和负载折算到原边的电压都加在了漏感或是额外引入的谐振电感L_r上，此时L_r的电流快速上升直到等同于励磁电流I_Lm，之后才从新开始对励磁电感储能。变压器一定存在漏感，则占空比丢失现象在此类隔离型的变换器中不可避免。

高端箝位反激电路的原边电流波形可以用分段线性波形表示，在t0时刻，S₁开通，S₂关断，这时的简化等效电路如图3所示。

当此类隔离型的变换器工作于DC/DC模式时，虽然存在占空比丢失，但是由于只有一个稳态工作点(既一个输出占空比)，PI补偿器只要通过输出电压与固定给点电压之间的误差，就可以在一定周期之后将该占空比丢失补偿回去，弥补占空比丢失导致的输出电压畸变，只要电路设计之初，考虑到占空比丢失和最大占空比的叠加不大于最大占空比限制就可以维持输出电压。

而当此类隔离型的变换器工作与SPWM调制时，仅使用PI补偿器来补偿占空比丢失，效果有限，这主要的原因是因为SPWM调制时，该变换器的工作占空比是随着输出电压的变化而变化的，所以它的稳态工作点也一直在随着输出电压的变化而改变。PI补偿器根据SPWM调制原理，每个开关周期都会算出一个占空比，而仅将该占空比送给主开关S₁，由于L_r的存在，实际存储能量的有效占空比比PI算出的占空比小，L_m存储的能量也就比理想的给出的有效占空比的小，输出电压达不到要求，下个开关周期，PI或PID补偿器发现输出电压与参考电压的误差变大，它将继续增大其输出的占空比，希望提供更多能量给负载，以升高输出电压，可是由于输出不是一个固定的电压，本身输出电压也已经改变，PI或PID补偿器仅通过输出电压和给定电压的误差无法发现占空比丢失，因此无法补偿。

如上介绍，将此类变换器工作于SPWM调制，其输出的占空比D，有效占空比D_eff以及损失的占空比ΔD如图4所示。可以看出，由于采用了SPWM调制，电路中的各占空比不为恒定值，它们的波形随时间改变。如果仅靠PI补偿器本身来补偿丢失的占空比，并不能达到很好的效果，从而会影响对最终控制量的控制品质。因此，需要在控制环节中加入动态占空比补偿环节。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在有效占空比易丢失、自身补偿稳定性差与对反馈量的控制效果差等缺陷。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种动态占空比补偿装置，以实现有效占空比不易丢失、补偿稳定性好与对反馈量的控制效果好的优点。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种动态占空比补偿装置，包括PI或PID补偿器、动态占空比补偿器、SPWM发生器与信号放大器，其中：

所述PI或PID补偿器，用于基于SPWM调制中的输入端电压V_in与输出端电压V_O(t)、以及以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，进行前期补偿处理，输出有效占空比D_eff；

所述有效占空比D_eff的计算公式为：

${\mathrm{De}}_{ff}=D\left(t\right)=\frac{V_o\left(t\right)/N}{V_{in}+V_o\left(t\right)/N};$

其中，ω为电网电压角频率，N＝N_S:N_P；

所述动态占空比补偿器，用于基于SPWM调制中的输入端电压V_in、输出端电压V_O(t)、以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期，计算出下一个开关周期中需要补偿的丢失占空比ΔD；再把计算得到的丢失占空比ΔD，叠加到PI或PID补偿器所得有效占空比D_eff，进行预补偿处理，输出给定占空比D；

所述SPWM发生器，用于基于动态占空比补偿器输出的给定占空比D，进行SPWM调节，输出用于控制SPWM软开关反激变换器中半导体开关S₁和S₂的控制信号GS1和GS2；

所述放大信号，用于基于SPWM发生器输出的控制信号进行放大处理。

进一步地，以上所述的动态占空比补偿装置，还包括前馈模块，所述前馈模块，用于基于SPWM调制中的输入端电压V_in与输出端电压V_O，进行去除耦合量处理，输出去除耦合量信号。

进一步地，所述动态占空比补偿器，包括等效电路建立模块、丢失占空比ΔD计算模块与给定占空比D计算模块，其中：

所述等效电路建立模块，用于基于SPWM软开关反激变换器的原边电流波形和假设条件，建立SPWM软开关反激变换器在丢失占空比ΔD时间内的等效电路；该假设条件包括：

⑴SPWM软开关反激变换器中半导体开关S₁和S₂互补导通；

⑵SPWM软开关反激变换器中的箝位电容足够大，在一个开关周期中箝位电压为恒定；

⑶丢失占空比ΔD的值比较小；

所述丢失占空比ΔD计算模块，用于建立以下公式，并根据以下公式计算丢失占空比ΔD：

ΔD＝ΔD(t)＝F(D(t),V_o(t),P_o)；

其中，P_O为变换器输出功率；

所述给定占空比D计算模块，用于根据D＝De_ff+ΔD计算给定占空比D。

进一步地，所述等效电路，包括输入端电压V_in模型、电容电压V_C模型、输出端平均电压V_O/N模型、谐振电感L_r模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关S₁和S₂；其中：

所述输入端电压V_in模型的正极，经谐振电感L_r模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压V_in模型的负极经半导体开关S₁后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容C_CL的正极，并经过半导体开关S₂后接输入电压模型V_in的负极。

进一步地，所述等效电路，包括输入端电压V_in模型、电容电压V_C模型、输出端平均电压V_O/N模型、谐振电感L_r模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关S₁和S₂；其中：

所述输入端电压V_in模型的正极，经谐振电感L_r模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压V_in模型的负极经半导体开关S₁后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容C_CL的正极，并经过半导体开关S₂后接输入电压模型V_in的正极。

进一步地，所述半导体开关S₁和S₂，为至少包括金属氧化物场效应晶体管MOSFET与绝缘栅双极型晶体管IGBT的高频半导体功率开关；该高频半导体功率开关可以工作于高频开关状态。

本发明各实施例的动态占空比补偿装置，由于在D_eff直接送出到SPWM发生器之前，加入动态占空比补偿器；该动态占空比补偿器根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期计算出下一个开关周期的丢失占空比ΔD，再把ΔD叠加到D_eff上，相当于进行了预补偿；可以用于该类变换器(有源箝位反激软开关变换器及其衍生或类似的软开关反激变换器)在SPWM调制时，需要调节输出电流的场合，以优化SPWM调制下该类变换器输出电流的品质；从而可以克服现有技术中有效占空比易丢失、自身补偿稳定性差与对反馈量的控制效果差的缺陷，以实现有效占空比不易丢失、补偿稳定性好与对反馈量的控制效果好的优点。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1a为典型的有源箝位反激电路中低端箝位反激电路示意图；

图1b为典型的有源箝位反激电路中高端箝位反激电路示意图；

图2为高端箝位反激变换器的原边电流关键波形示意图；

图3为高端箝位反激变换器在t0～t1期间内的等效电路示意图；

图4为SPWM调制的高端箝位反激电路的占空比波形示意图；

图5为根据本发明动态占空比补偿装置的工作流程示意图；

图6a和图6b为根据本发明动态占空比补偿装置的动态占空比补偿控制框图；

图7为根据本发明动态占空比补偿装置中SPWM软开关反激变换器在ΔD时间内的等效电路示意图。

结合附图，本发明实施例中附图标记如下：

1-前馈模块；2-PI或PID补偿器；3-动态占空比补偿器；4-SPWM发生器。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例一

根据本发明实施例，提供了动态占空比补偿装置。如图6a和图6b所示，本实施例包括前馈模块(FeedforwardBlock)1、PI或PID补偿器(PI/PIDCompensator)2、动态占空比补偿器(DynamicDutyCycleCompensator)3、SPWM发生器(SPWMGenerator)4与信号放大器。

其中，上述前馈模块1，用于基于SPWM调制中的输入端电压V_in与输出端电压V_O，进行去除耦合量处理，输出去除耦合量信号；PI或PID补偿器2，用于基于SPWM调制至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数、以及前馈模块1所得去除耦合量信号，进行前期补偿处理，输出有效占空比D_eff；动态占空比补偿器3，用于基于SPWM调制中的输入端电压V_in、输出端电压V_O(t)、以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期，计算出下一个开关周期中需要补偿的丢失占空比ΔD；再把计算得到的丢失占空比ΔD，叠加到PI或PID补偿器2所得有效占空比D_eff，进行预补偿处理，输出给定占空比D；SPWM发生器，用于基于动态占空比补偿器输出的给定占空比D，进行SPWM调节，输出用于控制SPWM软开关反激变换器中半导体开关S₁和S₂的控制信号GS1和GS2；放大信号，用于基于SPWM发生器输出的控制信号GS1和GS2进行放大处理。

上述有效占空比D_eff的计算公式为：

${\mathrm{De}}_{ff}=D\left(t\right)=\frac{V_o\left(t\right)/N}{V_{in}+V_o\left(t\right)/N}---\left(1\right)$

其中，ω为电网电压角频率，N＝N_S:N_P。

在上述实施例中，动态占空比补偿器3，包括等效电路建立模块、丢失占空比ΔD计算模块与给定占空比D计算模块，等效电路建立模块，用于基于SPWM软开关反激变换器的原边电流波形和假设条件，建立SPWM软开关反激变换器在丢失占空比ΔD时间内的等效电路；该假设条件包括：

⑴SPWM软开关反激变换器中半导体开关S₁和S₂互补导通；

⑵SPWM软开关反激变换器中的箝位电容足够大，在一个开关周期中箝位电压为恒定；

⑶丢失占空比ΔD的值比较小；

上述丢失占空比ΔD计算模块，用于建立以下公式，并根据以下公式计算丢失占空比ΔD：

ΔD＝ΔD(t)＝F(D(t),V_o(t),P_o)(2)

上述给定占空比D计算模块，用于根据其中，P_O为变换器输出功率。

在上述装置实施例中，SPWM软开关反激变换器在ΔD时间内的等效电路，可参见6a和图6b的相关说明，在此不再赘述。

在上述实施例中，实现动态占空比补偿的关键，是要计算出下一开关周期内丢失的占空比，即丢失占空比ΔD，具体参见公式(1)和公式(2)。

在上述装置实施例中，6a和图6b给出了动态占空比补偿控制框图。传统的PI或PID补偿器输出的占空比认为是有效占空比D_eff，在有效占空比D_eff直接送出到SPWM发生器4之前，加入一个动态占空比补偿器3；该动态占空比补偿器3会根据变换器的工作状态在每个计算周期计算出下一个开关周期中的丢失占空比ΔD，把计算出的丢失占空比ΔD叠加到有效占空比D_eff上；这样，相当于进行了预补偿。动态占空比补偿器3的输出为给给定占空比D；给定占空比D会送入SPWM发生器4，之后产生两路控制信号(即控制信号GS1和GS2)给SPWM软开关反激变换器的半导体开关S₁和S₂。

在上述实施例中，6a和图6b中的动态占空比补偿器，即根据上述理论公式提前补偿电路丢失的占空比，从而能够消除占空比丢失对系统控制性能的影响；该动态占空比补偿控制器3的一个主要应用场合，为基于有源箝位反激变换器的并网太阳能逆变器。

图6a是典型动态占空比补偿控制框图。由图6a可知，传统的PI或PID补偿器2输出的占空比认为是有效占空比D_eff。在D_eff直接送出到SPWM发生器(SPWMGenerator)4之前，加入了一个动态占空比补偿器。该动态占空比补偿器会根据变换器的工作状态在每个计算周期计算出下一个开关周期中会丢失的占空比，然后把计算出的ΔD叠加到D_eff中去，从而获得实际的工作占空比D，最后通过SPWMGenerator产生PWM给主变换器。

在上述实施例中，动态进行占空比补偿的操作，主要包含两部分：第一是根据主电路的参数，计算丢失的占空比；第二是在每个控制周期都将计算得到的丢失占空比叠加到主PI补偿器输出的有效占空比上。

其中，根据主电路的参数计算丢失的占空比时，首先需要根据主电路的参数计算丢失的占空比，依据前面的背景介绍可以知道，占空比的丢失和电路中的引线电感，变压器的漏感，或者额外加入的谐振电感有关，需要优先测量变压器的漏感量，或者知道额外加入的谐振电感的电感量。由于变换器工作于SPWM模式，输出电流是正弦波电流，输出电压、电流、功率会随时间改变，所引起的占空比丢失也是不同的，所以需要获得此时的输入电压，输出的电压和电流，才能算出此时的占空比丢失，动态占空比补偿器(DynamicDutyCycleCompensator)的输入条件V_O代表瞬时的输出电压，V_in代表瞬时的输入电压，I_O代表瞬时的输出电流，L_r代表引起占空比丢失的漏感或者额外加入的谐振电感。该动态占空比丢失补偿器每个周期都会根据采样到的输出电压，输入电压，输出电流和测量到的漏感量或者额外加入的谐振电感量来计算需要补偿的占空比丢失值。

在每个控制周期都将计算得到的丢失占空比叠加到主PI补偿器输出的有效占空比上时，需要将上述计算的占空比丢失值与PI补偿器的输出(有效占空比)做叠加后获得SPWM变换器的工作占空比D。由于PI补偿器的输出只是有效占空比D_eff，如果没有额外的占空比丢失补偿，仅靠PI或PID补偿器来调节输出电流I_O，需要提高PI或PID补偿器的带宽，而PI或PID补偿器的带宽又受到主电路工作频率的限制。因此无法将输出电流调节为高质量的正弦波电流，而加入动态占空比补偿后，降低了PI或PID补偿器的带宽要求，可以将输出电流调节为高质量的正弦波，降低电网污染。

实施例二

根据本发明实施例，如图5和图7所示，提供了用于正弦脉宽调制(即SPWM)软开关反激变换器的补偿控制方法。

如图5所示，本实施例包括：

步骤100：基于SPWM调制中的输入端电压V_in与输出端电压V_O(t)，进行去除耦合量处理，输出去除耦合量信号；

步骤101：基于SPWM调制中至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数、以及步骤100所得去除耦合量信号，运用PI或PID补偿器进行前期补偿处理，输出有效占空比D_eff；

在步骤101中，有效占空比D_eff的计算公式为：

${\mathrm{De}}_{ff}=D\left(t\right)=\frac{V_o\left(t\right)/N}{V_{in}+V_o\left(t\right)/N}---\left(1\right)$

其中，ω为电网电压角频率，N＝N_S:N_P；

步骤102：基于SPWM调制中的输入端电压V_in、输出端电压V_O(t)、以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期，计算出下一个开关周期中需要补偿的丢失占空比ΔD；

在步骤102中，可以建立以下公式，并根据以下公式计算丢失占空比ΔD：

ΔD＝ΔD(t)＝F(D(t),V_o(t),P_o)(2)

其中，P_O为变换器输出功率；

步骤103：把步骤102计算得到的丢失占空比ΔD，叠加到步骤101所得有效占空比D_eff，进行预补偿处理，输出给定占空比D；即，根据D＝De_ff+ΔD计算给定占空比D；

步骤104：基于步骤103所得给定占空比D，进行SPWM调节，输出用于控制SPWM软开关反激变换器中半导体开关S₁和S₂的控制信号GS1和GS2。

以下结合图7，以及前述图2的电流波形，并沿用图2的相应假设条件，对步骤102和步骤103中计算需要补偿量的操作，进行详细说明。

这里，假设条件包括：⑴SPWM软开关反激变换器中半导体开关S₁和S₂互补导通；

⑵SPWM软开关反激变换器中的箝位电容足够大，在一个开关周期中箝位电压为恒定；

⑶丢失占空比ΔD的值比较小。

在上述实施例中，等效电路，包括输入端电压V_in模型、电容电压V_C模型、输出端平均电压V_O/N模型、谐振电感L_r模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关S₁和S₂，其中：输入端电压V_in模型的正极，经谐振电感L_r模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压V_in模型的负极经半导体开关S₁后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容C_CL的正极，并经过半导体开关S₂后接输入电压模型V_in的负极。

在上述实施例中，等效电路，包括输入端电压V_in模型、电容电压V_C模型、输出端平均电压V_O/N模型、谐振电感L_r模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关S₁和S₂，其中：输入端电压V_in模型的正极，经谐振电感L_r模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压V_in模型的负极经半导体开关S₁后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容C_CL的正极，并经过半导体开关S₂后接输入电压模型V_in的正极。

在等效电路中，半导体开关S₁和S₂，为至少包括金属氧化物场效应晶体管MOSFET与绝缘栅双极型晶体管IGBT的高频半导体功率开关；该高频半导体功率开关可以工作于高频开关状态。

在上述实施例中，基于现有技术中的诸多难点，提出一种动态占空比补偿装置，该方法可以动态地补偿这类基于SPWM调制、而又有占空比丢失的电路，降低PI或PID补偿器带宽的压力，实现高品质的电流输出，而不污染电网。

上述实施例的动态占空比补偿装置，核心在于预估瞬时的占空比丢失值，并提前做出补偿；适用于一类基于SPWM调制、且存在占空比丢失的电路，该方法能够动态补偿这类变换器中由于变压器漏感或额外增加的谐振电感所引起的占空比损失值，优化SPWM调制下该类变换器输出电流的品质。

上述实施例的动态占空比补偿装置，主要解决一类基于SPWM调制且存在占空比丢失，从而降低输出电流波形质量的问题；其主要的目的是通过控制算法，实现动态的占空比补偿，补偿因为引线电感、变压器漏感或者额外引入的谐振电感等所产生的占空比丢失值，最终实现高品质的电流输出。

上述实施例提出的动态占空比补偿装置，可以降低PI补偿器的设计难度，进而降低变换器的开关频率，提高变换器的效率，也不需要设计较大的励磁电感，非常适合高功率密度DC/AC变换器使用；而此类动态占空比补偿装置，目前该方法在其他文献中未找到。

在上述实施例中，为了计算丢失的占空比值，首先需要知道电路的一些主要参数，同时分析电路的工作模态。对于图1a和图1b所示的变换器，其工作与SPWM调制模式时候的占空比可以表示为：

$D\left(t\right)=\frac{V_o\left(t\right)/N}{V_{in}+V_o\left(t\right)/N}---\left(1\right)$

其中式中ω为电网电压角频率；N＝N_S:N_P。变换器在一个开关周期内的工作波形可以参考图2的主要电路波形，我们发现，占空比丢失的时候，励磁电感没有储能，而是漏感或者额外加入的谐振电感由于叠加了输入电压与变压器原边电压(输出电压经过变压器折算到原边)，将已经存储的能量释放出去并且再反向储能，此时变换器的等效电路如图4所示。因此为了获得丢失的占空比时间，需要首先测量变压器的漏感或者需要知道额外添加的谐振电感的电感量。

根据图3与图7中的等效电路，建立L_m、L_r的电流与电压关系方程式：

$L_m\·\frac{{\mathrm{di}}_{Lm}}{dt}=-\frac{V_o\left(t\right)}{N};$

$L_r\·\frac{{\mathrm{di}}_{Lr}}{dt}=L_r\·\frac{i_{Lm\_valley}-(-i_{Lm-peak})}{\mathrm{\Δ}D\·Ts}=-(V_{IN}+\frac{V_o\left(t\right)}{N});$

图3与图7所示的等效电路中，上述方程中存在两个未知量i_{Lm_valley}和i_{Lm_peak}。i_{Lm_peak}可以通过输出功率来获得，首先，电容C_CL在S₂导通时，先被充电，后被放电。那么该电容要保持充放电平衡，在图2中所示的C_CL充放电区间内，充放电电流关于X轴对称。这样，ILr电流的反向最小值应当如果认为等于-i_{Lm_peak}，那么所以漏感上的电流变化值为二倍的i_{Lm_peak}。再在根据送到副边的能量，计算出流过整流二极管的电流平均值和峰值，再通过折算到变压器原边，即可获得i_{Lm_peak}。最终可以在每个开关周期中计算出丢失的占空比ΔD。一旦电路参数选定，每个周期中丢失的占空比ΔD只是输出电压V_O，瞬时占空比D的函数：

ΔD(t)＝F(D(t),V_o(t),P_o)(2)

因此变压器副边的电流平均值为：

$I_{trans\_s\_avg}=\frac{I_{D\_avg}}{1-D\left(t\right)}=\frac{P_o}{V_o\left(t\right)(1-D(t\left)\right)};$

$I_{trans\_s\_peak}=\frac{I_{D\_peak}}{1-D\left(t\right)};$

再通过折算到变压器原边，即可获得i_{Lm_peak}，一旦获得i_{Lm_peak}，在根据以上公式建立L_m在有效占空比D_eff内的方程，即可算出i_{Lm_valley}，最后将算出的i_{Lm_peak}和i_{Lm_valley}带入方程三就可以算出丢失的占空比ΔD。其表达式如下：

$\mathrm{\Δ}D\left(t\right)=\frac{-D\left(t\right)+\sqrt{D{\left(t\right)}^2+\frac{8P_o{L}_r{f}_s}{V_{IN}(V_{IN}+V_o(t)/N}}}{2};$

由于输出电压V_O和工作占空比D都是随时间变化的，所以ΔD也是随时间变化的，可以使用数字控制器(digitalcontrollor)，按照上式的结果，带入采样到的输入电压VIN,输出电压V_O(t)，PI控制器的输出—有效占空比D(t)，而输出功率P_O可以根据输入电压与输入电流的乘积近似的获得，或者直接使用输出电压V_O和输出电流I_O的计算获得。

该典型实施例中，计算丢失的占空比正是根据了输入电压输出电压V_O(t)，变压器副边对原边的匝比N，漏感量L_r，输出功率P_O，这些主电路中的参数。

而实际发出的占空比，需要将上述上诉计算出的丢失的占空比ΔD和PI或PID补偿器的输出(有效占空比D)相叠加后作为最终占空比发出给主电路使用，即可补偿丢失的占空比，此时PI或PID补偿器仍然按照原逻辑运行，根据输出电压与给定电压的误差来计算有效工作占空比D，而因为Lr引入的占空比丢失量ΔD，可以通过式公式(2)计算并补偿到有效占空比D中。

上述动态占空比补偿装置，即根据上述理论公式提前补偿电路丢失的占空比，从而能够消除占空比丢失对系统控制性能的影响。

另外，具体计算时，也可以按以下方法求取给定占空比D。

由于SPWM软开关反激变换器副边二极管导通时，SPWM软开关反激变换器原边电压为副边电压折射回原边的值。所以，这时，基于SPWM软开关反激变换器的等效电路，加在谐振电感L_r上的电压V_Lr通过以下公式求得：

V_Lr＝V_in+V_o/N(3)

那么，对谐振电感L_r建立电流变化率方程，把丢失占空比ΔD表示为以下公式：

${\mathrm{\ΔDT}}_s=\frac{L_r}{V_{in}+V_o/N}\[i_{Lm\_valley}-(-i_{Lm\_peak})\]---\left(4\right)$

在公式(4)中，后两项电流(即变压器励磁电感L_m的谷底电流i_{Lm_valley}和变压器励磁电感L_m的峰值电流i_{Lm_peak})的值未知，T_S是开关周期。

需要说明的是，对于谐振电感L_r，其峰值电流与L_m的峰值电流相同，这是因为两者在该处重叠(即谐振电感L_r的电流I_Lr与变压器励磁电感L_m的电流I_Lm在峰值处重叠，谐振电感L_r的峰值电流与变压器励磁电感L_m的峰值电流i_{Lm_peak}相同)。

同时，电容C_clamp在S2导通时，先被充电，后被放电，且等效电路都为图4。那么电容C_clamp要保持充放电平衡，在图3中所示的C_clamp充放电区间内，充放电电流关于X轴对称。这样，谐振电感L_r的电流I_Lr的反向最小值应当等于-i_{Lm_peak}。

要计算出ΔD，就必须计算出(4)式中的未知电流值(即变压器励磁电感L_m的谷底电流i_{Lm_valley}和变压器励磁电感L_m的峰值电流i_{Lm_peak})。这里需要做一个近似，来计算该未知电流(即变压器励磁电感L_m的谷底电流i_{Lm_valley}和变压器励磁电感L_m的峰值电流i_{Lm_peak})：认为D＝De_ff。这样可以简化计算，否则需要迭代。注意到对于变压器励磁电感L_m而言，i_{Lm_valley}和i_{Lm_peak}之和其实为变压器励磁电感L_m中平均电流值I_{Lm_AVG}的两倍。并且，在理想情况下，buck-boost电路的电感电流平均值可由下式计算：

$I_{Lm\_AVG}=\frac{I_{IN}}{{\mathrm{DT}}_S}=\frac{P_o/V_{IN}}{{\mathrm{DT}}_S}---\left(5\right)$

所以，i_{Lm_valley}和i_{Lm_peak}之和可以表示为：

$i_{Lm\_valley}+i_{Lm\_peak}=2I_{Lm\_AVG}=\frac{2P_o}{V_{IN}D}---\left(6\right)$

所以，丢失占空比ΔD的表达式为：

${\mathrm{\ΔDT}}_s=\frac{2P_o{L}_r}{V_{IN}D(V_{in}+V_o/N)}=>\mathrm{\Δ}D=\frac{2P_o{L}_r}{V_{IN}{\mathrm{DT}}_s(V_{in}+V_o/N)}---\left(7\right)$

那么，有效占空比为D_eff为：

$D_{eff}=(D-\mathrm{\Δ}D)=D-\frac{2P_o{L}_r{f}_s}{V_{IN}D(V_{in}+V_o/N)}---\left(8\right)$

在公式(8)中代入D＝De_ff+ΔD，可以得到：

$D_{eff}=(D_{eff}+\mathrm{\Δ}D)-\frac{2P_o{L}_r{f}_S}{V_{IN}(D_{eff}+\mathrm{\Δ}D)(V_{in}+V_o/N)}---\left(9\right)$

由公式(9)可以得出丢失占空比的表达式为：

$\mathrm{\Δ}D=\frac{-D_{eff}+\sqrt{{D_{eff}}^2+\frac{8P_o{L}_r{f}_s}{V_{IN}(V_{IN}+V_O/N)}}}{2}---\left(10\right)$

那么，由比例-积分(PI)或比例-积分-微分(PID)补偿器算出来的有效占空比D_eff，需要加上上述计算得出的丢失占空比ΔD，则能得到最后经过补偿的给定占空比D为：

$D=D_{eff}+\mathrm{\Δ}D=\frac{D_{eff}+\sqrt{{D_{eff}}^2+\frac{8P_o{L}_r{f}_s}{V_{IN}(V_{IN}+V_O/N)}}}{2}---\left(11\right)$

在上述方法实施例中，动态占空比补偿装置，能够动态补偿这类变换器(如有源箝位反激软开关变换器及其衍生或类似的软开关反激变换器)中，由于谐振电感L_r换流所引起的占空比损失，从而能够优化SPWM调制下该类变换器输出电流的品质。该动态占空比补偿装置，一般用于该类变换器在SPWM调制时，需要调节输出电流的场合；其中，典型的应用为基于这类软开关反激变换器的太阳能并网逆变器。

上述实施例的动态占空比补偿装置，可以主要应用于一类基于SPWM调制、而又有占空比丢失的电路，需要根据主电路的参数，计算丢失的占空比；每个控制周期都将计算得到的丢失占空比叠加到主PI补偿器输出的有效占空比上。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种动态占空比补偿装置，其特征在于，包括PI或PID补偿器、动态占空比补偿器、SPWM发生器与信号放大器，其中：

所述PI或PID补偿器，用于基于SPWM调制中的输入端电压V_in与输出端电压V_O(t)、以及以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，进行前期补偿处理，输出有效占空比D_eff；

所述有效占空比D_eff的计算公式为：

${\mathrm{De}}_{ff}=D\left(t\right)=\frac{V_o\left(t\right)/N}{V_{in}+V_o\left(t\right)/N};$

其中， $V_o\left(t\right)=\left|U_{o\_RMS}\sqrt{2}\sin \left(2\mathrm{\π}\mathrm{\ω}t\right)\right|,$ U_{o_RMS}为输出端电压有效值，ω为电网电压角频率，N＝N_S:N_P，N_P为初级线圈圈数，N_S为次级线圈圈数；

所述动态占空比补偿器，用于基于SPWM调制中的输入端电压V_in、输出端电压V_O(t)、以及至少包含谐振电感量与变压器原副边匝比的变换器相关参数，根据SPWM软开关反激变换器的工作状态，在每个计算周期，计算出下一个开关周期中需要补偿的丢失占空比ΔD；再把计算得到的丢失占空比ΔD，叠加到PI或PID补偿器所得有效占空比D_eff，进行预补偿处理，输出给定占空比D；

所述SPWM发生器，用于基于动态占空比补偿器输出的给定占空比D，进行SPWM调节，输出用于控制SPWM软开关反激变换器中半导体开关S₁和S₂的控制信号GS1和控制信号GS2；

所述放大信号，用于基于SPWM发生器输出的控制信号进行放大处理；

所述动态占空比补偿器，包括等效电路建立模块、丢失占空比ΔD计算模块与给定占空比D计算模块，其中：

所述等效电路建立模块，用于基于SPWM软开关反激变换器的原边电流波形和假设条件，建立SPWM软开关反激变换器在丢失占空比ΔD时间内的等效电路；该假设条件包括：

⑴SPWM软开关反激变换器中半导体开关S₁和S₂互补导通；

⑵SPWM软开关反激变换器中的箝位电容足够大，在一个开关周期中箝位电压为恒定；

⑶丢失占空比ΔD的值比较小；

所述丢失占空比ΔD计算模块，用于建立以下公式，并根据以下公式计算丢失占空比ΔD：

ΔD＝ΔD(t)＝F(D(t),V_o(t),P_o)；

其中，P_O为变换器输出功率；

所述给定占空比D计算模块，用于根据D＝De_ff+ΔD计算给定占空比D。

2.根据权利要求1所述的动态占空比补偿装置，其特征在于，还包括前馈模块，所述前馈模块，用于基于SPWM调制中的输入端电压V_in与输出端电压V_O，进行去除耦合量处理，输出去除耦合量信号。

3.根据权利要求1所述的动态占空比补偿装置，其特征在于，所述等效电路，包括输入端电压V_in模型、电容电压V_C模型、输出端平均电压V_O/N模型、谐振电感L_r模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关S₁和S₂；其中：

所述输入端电压V_in模型的正极，经谐振电感L_r模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压V_in模型的负极经半导体开关S₁后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容C_CL的正极，并经过半导体开关S₂后接输入电压模型V_in的负极。

4.根据权利要求1所述的动态占空比补偿装置，其特征在于，所述等效电路，包括输入端电压V_in模型、电容电压V_C模型、输出端平均电压V_O/N模型、谐振电感L_r模型、变压器模型与工作于高频开关状态的半导体开关S₁和S₂；其中：

所述输入端电压V_in模型的正极，经谐振电感L_r模型后与变压器模型的原边绕组正极连接；输入端电压V_in模型的负极经半导体开关S₁后，与变压器模型的原边绕组负极连接；同时，变压器模型的原边绕组负极接电容C_CL的正极，并经过半导体开关S₂后接输入电压模型V_in的正极。