CN109004833A - 用于开关电源的功率转换器及其操作方式 - Google Patents

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Abstract

一种开关电源，包括功率转换器，功率转换器包括变压器、低侧开关和高侧开关。低侧开关通过变压器的初级绕组从电源电压汲取电流。高侧开关将来自变压器的初级绕组的电流放电到缓冲电容器。控制器同步地控制低侧开关和高侧开关的断开和闭合。功率转换器可以包括在反激式转换器中。功率转换器可以产生经调节的输出电压。

Description

用于开关电源的功率转换器及其操作方式
本申请是2015年12月18日提交的申请No.14/975,692的部分继续申请，其全部内容通过引用包含在本文中。
技术领域
本发明涉及开关电源领域。更特别地，本发明涉及用于开关电源的反激式功率转换器及其操作方式。
背景技术
离线开关电源从交流(AC)电源接收电能并提供用于给负载供电的电压调节的直流(DC)输出。一种示例性离线电源包括功率因数校正(PFC)级和DC-DC转换器级。PFC级接收AC输入信号，进行整流并使得来自AC源的电流与AC电压保持大致同相，从而使得电源表现为AC源的电阻负载。DC-DC转换器级从PFC级接收整流输出并生成可以用于给负载供电的电压调节的DC输出。PFC级的整流输出通常处于较高的电压并且比DC-DC级的输出更宽松地调节。
反激式功率转换器(或者更简单地，反激式转换器)可以应用于DC-DC功率转换器。反激式转换器使用变压器，变压器将来自反激式转换器的输入端的能量传输至其输出端并且提供在反激式转换器的输入端和输出端之间的电隔离。通过闭合开关将输入电压(例如PFC级的整流输出电压)施加在变压器初级绕组的两端；结果，初级绕组电流流动并且变压器中的磁通量增加，在变压器中存储能量。当开关被断开时，电压被消除并且初级绕组电流降低，同时磁通量减小。结果在变压器的次级绕组中感生电流。该感生电流给输出电容器充电以产生用于给负载供电的输出电压。
开关电源可以经受各种负载条件。对于这种电源重要的是，高效地操作以最小化电量使用。因此，需要适应不同的负载条件并实现高效操作的改进的开关电源技术。还需要使用反激式功率转换器的这种开关电源技术。
发明内容
根据实施例，开关电源包括功率转换器，该功率转换器包括变压器、低侧开关和高侧开关。低侧开关通过变压器的初级绕组从电源电压汲取电流。高侧开关将来自变压器的初级绕组的电流放电到缓冲电容器。控制器同步地控制低侧开关和高侧开关的断开和闭合。功率转换器可以包括在反激式转换器中。功率转换器可以产生经调节的输出电压。
根据另一实施例，开关电源包括功率转换器，该功率转换器包括变压器、低侧开关和高侧开关。低侧开关被配置为通过变压器的初级绕组从电源电压汲取电流。高侧开关被配置为将来自变压器的初级绕组的电流放电到缓冲电容器。控制器被配置为同步地控制低侧开关和高侧开关的断开和闭合。低侧开关和高侧开关各自被反复地断开和闭合以在反馈回路中形成调节的输出电压，输出电压由在变压器的次级绕组中感应的电流形成。控制器被配置为在检测到负载条件或电源电压条件中的一个或多个时调节每个开关循环中闭合高侧开关的时刻。可以通过超过阈值的电源电压检测电源电压条件。负载条件包括轻负载条件。
根据又一实施例，开关电源包括功率转换器，该功率转换器包括变压器、低侧开关和高侧开关。低侧开关被配置为通过变压器的初级绕组从电源电压汲取电流。高侧开关被配置为将来自变压器的初级绕组的电流放电到缓冲电容器。控制器被配置为同步地控制低侧开关和高侧开关的断开和闭合，其中，低侧开关和高侧开关各自被反复地断开和闭合以在反馈回路中形成调节的输出电压。输出电压由在变压器的次级绕组中感应的电流形成。控制器还被配置为选择性地在以下操作：(1)频率控制模式，其中，在反馈回路中控制开关频率以调节输出电压；和(2)电流控制模式，其中，在反馈回路中控制针对每个开关循环的变压器的初级绕组中的峰值电流，用于调节输出电压。在检测到电源电压条件时，控制器在所述频率控制模式下操作。通过超过阈值的电源电压检测电源电压条件。
本文描述了这些和其他实施例。
附图说明
以下参照特定的示例性实施例并结合附图描述本发明，其中：
图1示出根据本发明实施例的两级离线电源的结构框图；
图2示出根据本发明实施例的适用于DC-DC转换器的反激式转换器；
图3示出根据本发明实施例的反激式转换器的电压波形；
图4示出根据本发明实施例的反激式转换器的电压波形；
图5示出根据本发明实施例的反激式转换器和控制电路；
图6示出根据本发明实施例的用于DC-DC转换器的控制器集成电路；
图7示出根据本发明实施例的高电压电阻器；
图8示出根据本发明实施例的双向高电压电阻器；
图9示出根据本发明实施例的反激式转换器的控制电路；
图10示出根据本发明实施例的反激式转换器的另一控制电路；
图11示出根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的差分信号转换器；
图12示出根据本发明实施例的反激式转换器的开关频率和功率的关系曲线图；
图13示出根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的振荡器；
图14示出根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的比较器；
图15示出根据本发明实施例的计时器的替代实施例；以及
图16示出根据本发明的替代实施例的反激式转换器的电压波形，其中，相比图3和图4，高侧驱动器在开关循环中较早地闭合。
具体实施方式
本发明涉及用于开关电源的反激式功率转换器及其操作方式。反激式转换器可以用于离线开关电源。根据本发明的实施例，反激式转换器在变压器初级侧采用两个同步操作的晶体管开关。晶体管开关中的第一个将变压器初级绕组耦合至接地节点，在本文称为“低侧”开关。两个晶体管开关中的第二个将变压器初级绕组经由缓冲电容器耦合至输入电压，在本文称为“高侧”开关。在反馈回路中控制开关以在变压器次级侧生成调节的DC输出电压。根据本发明的实施例，根据负载条件，反激式转换器可以在频率控制反馈回路或电流控制反馈回路中操作。根据另一实施例，反激式转换器在频率控制反馈回路和电流控制反馈回路之间无缝地过渡。在本发明的又一实施例中，低侧和高侧开关中的一个或两个按照零伏特开关(ZVS)操作。在本文描述本发明的这些和其他方面。
图1示出根据本发明实施例的两级离线电源100的结构框图。如图1所示，功率因数校正(PFC)级102具有耦合至交流(AC)源的输入端。PFC级102对AC输入信号进行整流并使得从AC源汲取的电流与AC电压保持大致同相，从而使得电源100表现为AC源的电阻负载。
PFC级102产生宽松调节的电压VDC，其作为输入被提供给DC-DC转换器104。使用输入VDC，DC-DC转换器级104产生可用于给负载供电的电压调节的DC输出VO。VDC的电平优选地处于较高电压并且比DC-DC转换器级104的输出VO更宽松地调节。PFC级102的输出VDC的标称电平可以是例如大约380伏的直流，而DC-DC转换器级104的电压调节的输出VO可以是例如大约12.0伏的直流。
图2示出根据本发明实施例的反激式转换器150。反激式转换器适合用于开关电源的DC-DC转换器，例如图1的DC-DC转换器104。反激式转换器150从源VIN接收输入电压，该输入电压可以是PFC级输出VDC，或者可以从某个其他源接收，例如电磁干扰(EMI)滤波器。
如图2所示，输入电压源VIN耦合至电容器CSN的第一端以及变压器T1的初级绕组的第一端。电容器CSN用作缓冲电容器。在电容器CSN两端形成具有图2所示极性的电压VCSN。变压器T1的初级绕组的第二端耦合至开关SW1(“低侧”开关)的第一端和开关SW2(“高侧”开关)的第一端。在低侧开关SW1和高侧开关SW2之间的节点处以及在变压器T1的初级绕组的第二端处形成电压开关SW1的第二端耦合至第一接地节点。开关SW2的第二端耦合至电容器CSN的第二端。开关SW1和SW2可以是功率MOSFET晶体管；因此，体二极管被示出与开关SW1和SW2的每一个相关联。通过信号LOWOUT来控制开关SW1，同时通过信号HIGHOUT来控制开关SW2。
优选地由相应的MOSFET分别实现低侧开关SW1和高侧开关SW2。
变压器T1的次级绕组的第一端耦合至齐纳二极管D1的阳极。二极管D1的阴极耦合至电容器C1的第一端。变压器T1的次级绕组的第二端耦合至电容器C1的第二端和第二接地节点。第一和第二接地节点优选地彼此隔离。
通过断开和闭合开关SW1和SW2来操作反激式转换器150。变压器T1将来自反激式转换器150的输入端的能量传输至其输出端，并且提供反激式转换器150的输入端和输出端之间的隔离。在操作中，当开关SW1闭合(开关转向“ON”)时，在变压器T1的初级绕组两端施加电压源VIN。结果，初级绕组中的电流和变压器T1中的磁通量增加，这在变压器T1中存储能量。当开关SW1之后断开(开关转向“OFF”)时，初级绕组中的电流和磁通量降低。结果，在变压器T1的次级绕组中感生出电流，该电流给电容器C1充电存储能量，从而生成用于给负载供电的输出电压VO。
可以通过调节开关SW1的开关占空比(例如通过控制峰值输入电流)、开关SW1的开关频率或者两者来控制传输至负载的能量的量。控制占空比在本文被称为峰值电流控制，然而，控制开关频率在本文被称为频率控制。
当SW1断开而开关SW2在闭合位置(开关SW2处于“ON”)时，变压器T1的初级绕组中的电流可以通过开关SW2到达缓冲电容器CSN。可替代地，当开关SW1断开并且开关SW2在断开位置(开关SW2处于“OFF”)时，变压器T1的初级绕组中的电流可以通过开关SW2的体二极管。
优选地控制高侧开关SW2以使得当低侧开关SW1闭合(ON)时高侧开关SW2断开(OFF)。那么，当开关SW1断开(OFF)并且来自变压器T1的能量被大量地放电至输出电容器C1时，电压将等于VCSN。在这些条件下，开关SW2暂时闭合(ON)。开关SW2因此在零伏特开关(ZVS)条件下操作。闭合开关SW2将的电平放电至VIN的电平。然后，一旦大致等于VIN时，开关SW2断开(OFF)。在开关SW2断开之后，电压继续下降，从而使得当开关SW1闭合时，其两端的电压为零或近似为零。因此，开关SW1也优选地在零伏特开关(ZVS)条件下操作。然后重复该循环。
简而言之，在开关循环过程中，低侧开关SW1被关断；然后高侧开关SW2被接通然后在低侧开关SW1接通的前一刻关断。然后重复该循环(即，SW1-关断，SW2-接通，SW2-关断，SW1-接通，SW1-关断，…)。因此，在低侧开关SW1每次接通之前，高侧开关SW2接通然后关断一次。同样地，在低侧开关SW1的每次循环(当低侧开关SW1关断时)，高侧开关SW2接通然后关断一次。换句话说，每个开关在另一开关关断时都接通然后关断。
在实施例中，不管负载如何，开关SW1和SW2都在ZVS下操作。因此，从无负载到全负载，它们都在ZVS下操作。
反激式转换器150具有谐振开关频率。谐振频率取决于反激式转换器150的物理特性，包括变压器T1初级绕组的电感值以及开关SW1和SW2的寄生电容。当开关SW2闭合时，这产生缓冲电容器CSN的电容并因此在开关SW2闭合时有效地改变反激式转换器50的谐振频率。
耦合至变压器T1次级绕组的二极管D1作为续流二极管，允许变压器T1的次级绕组中的电流给电容器C1充电，并且防止电容器C1通过变压器T1放电。二极管D1可以用与开关SW1和SW2同步操作(同步整流)的开关代替。
图3示出表示根据本发明实施例的反激式转换器的准-谐振操作的电压波形。波形表示针对两个开关循环的的电平。如图3所示，开关SW1首先在时刻t0闭合(ON)以使得的电平基本为零伏。这使得电流在变压器T1的初级绕组中流动以给变压器T1的初级绕组充以能量。开关SW1然后在时刻t1断开(OFF)。结果，的电平迅速上升至VIN的电平之上。然后，电流通过开关SW2的体二极管，同时，来自变压器T1的能量感生在变压器T1的次级绕组中的电流以给输出电容器C1充电。然后，当电压等于VCSN时，或者近似等于VCSN时，开关SW2在时刻t2暂时闭合(ON)。这使得的电平放电至VIN的电平。然后，在时刻t3，开关SW2断开(OFF)而开关SW1闭合(ON)。这使得的电平降至零伏，同时电流再次流过变压器T1的初级绕组并重复开关循环。
因为当开关SW2闭合时电压等于或近似等于VCSN，开关SW2在零伏特开关(ZVS)条件下操作。图3所示的波形呈现出：一旦电压首次变得等于或近似等于VSCN，开关SW2就闭合(ON)。这在本文称为“准-谐振”或“第一山坡”开关。如果开关SW2的闭合延迟，电压趋于振荡。如果开关SW2在电压振荡的过程中等于或近似等于VCSN的时刻闭合，将在该条件下保持零伏特开关。这在本文称为“谷值开关”。
图4示出表示根据本发明实施例的反激式转换器的谷值开关操作的电压波形。图4所示的电压的波形等同于图3所示的电压的波形，除了在开关SW2闭合之前电压振荡。图4示出在开关SW2在时刻t2闭合之前发生的两次振荡。很明显，在等于或近似等于VCSN的时刻，只要开关SW2闭合，就会发生更多或更少的振荡同时保持零伏特开关。
根据诸如开关频率、负载条件、元件值等的条件，反激式转换器150可以按照准-谐振开关(如图3所示)或谷值开关(如图4所示)来选择性地操作，从而调节输出电压。
通过与ZVS同步地控制高侧开关SW2，例如通过避免由非ZVS开关引起的损耗，提供了更有效的操作，并且允许在比其它情况更高的开关频率下操作，这也趋向于提高反激式转换器的效率。
图5示出了根据本发明实施例的反激式转换器150和控制电路。图2中的反激式转换器150与附加电路一起示于图5中。特别地，“低驱动器”控制器152产生控制(断开和闭合)开关SW1的信号LOWOUT。低驱动器控制器152可以使用反馈回路中的频率控制和/或峰值电流控制来控制开关SW1以调节输出电压VO。“高驱动器”控制器154产生控制(断开和关闭)开关SW2的信号HIGHOUT。
如图5所示，电阻分压器和光耦合网络156耦合至反激式转换器150的输出端，并且包括电阻器R1、R2和R3，电容器C2，光电二极管P1A和并联调节器U1。光电二极管P1A光耦合至光电晶体管P1B。光电晶体管P1B耦合至补偿电阻器R4和电容器C3。在补偿电阻器R4和电容器C3两端产生电压信号VEAO。信号VEAO表示误差信号(VO的电平和VO的期望电平之间的差)，并且还表示到反激式转换器150的输入功率的电平。信号VEAO与输出电压VO电隔离，但是参考至变压器T1的初级侧的接地电平。
变压器T1可以包括第二次级绕组。如图5所示，变压器T1的第二次级绕组的第一端耦合到二极管D2的阳极。二极管D2的阴极耦合至电容器C4的第一端。变压器T1的第二次级绕组的第二端耦合到电容器C4的第二端和第一接地节点。电压VCC形成在电容器C4两端，并且可以用于给反激式转换器150的控制电路供电。电阻分压器包括电阻器R5和R6，并且生成表示VCC的电平的电压信号ZCD。信号ZCD也表示的电平。
在图5还示出，电流传感电阻器RSENSE耦合在晶体管开关SW1的第二端和第一接地节点之间。在电阻器RSENSE两端形成电流传感信号ISENSE。
低驱动器控制器152接收信号ZCD、ISENSE、VEAO以及振荡器信号OSC作为输入，并使用这些信号产生用于控制晶体管开关SW1的信号LOWOUT，如本文所述。简而言之，信号VEAO表示负载功率，并且用于基于峰值电流控制或开关频率控制来调节反馈回路中的输出电压。信号ISENSE表示变压器T1中的电流，并且用于在开关期间控制变压器初级绕组中的峰值电流。振荡器信号OSC用于控制开关的时机。信号ZCD表示的电平并用于接通开关SW1。
低驱动器控制器152产生差分信号READYHIGHON，该差分信号被高驱动器控制器154使用以控制晶体管开关SW2，如本文所述。简言之，尽管高驱动器控制器154确定闭合开关SW2的时机，但是信号READYHIGHON通知高驱动器控制器154它可以(即，有权限)闭合开关SW2。信号READYHIGHON优选地是差分信号，因为低驱动器控制器152和高驱动器控制器154具有不同的接地参考节点。特别地，低驱动器控制器152参考第一接地节点，而高驱动器控制器154优选地使用电压作为其参考。
也如图5所示，第一高电压电阻器RHV1的第一端耦合至电容器CSN的第二端。电阻器RHV1的第二端耦合至高驱动器控制器154。这为高驱动器控制器154提供表示电压VCSN的信号CS。第二高电压电阻器RHV2的第一端耦合至输入电压VIN。电阻器RHV2的第二端耦合至高驱动器控制器154。电容器CRVIN优选地与电阻器RHV2并联耦合。这为高驱动器控制器154提供表示电压VIN的信号RVIN。电容器CRVIN帮助平滑特别在轻负载时的信号RVIN。电压信号也耦合至高驱动器控制器154。高驱动器控制器154使用信号RVIN、CS、和READYHIGHOUT来产生控制(断开和闭合)开关SW2的信号HIGHOUT，如本文所述。简言之，当大于VIN并且CS基本上等于时，高驱动器控制器154接通开关SW2。开关SW2保持导通直到基本上等于VIN，然后开关SW2关断。
还如图5所示，电压VCC可以用作给低驱动器控制器152的元件供电的电源。电压VBOOT可以用作给高驱动器控制器154的元件供电的电源。电压VBOOT可以通过例如经由二极管从VCC汲取电流来获得，该二极管然后给电容器CVBOOT充电。
如下进行开关循环。低侧开关SW1接通。然后，一旦达到变压器T1的初级绕组中的峰值电流，如电流传感信号ISENSE所示，则低侧开关SW1就关断。峰值电流取决于VEAO的电平：(1)当VEAO小于阈值(例如2.5伏)时，反激式转换器处于频率控制模式，峰值电流基本上是固定值(尽管为了提高效率并抑制突发模式中的可听噪声，峰值电流优选地随着VEAO下降而逐渐减小)；(2)当VEAO大于阈值(例如2.5伏)时，反激式转换器处于电流控制模式，峰值电流取决于VEAO(并且开关频率被钳位)。一旦低侧开关SW1关断，电压就飞升，最终达到高于输入电压VIN的电平。低侧驱动器152然后使得开始向高侧驱动器154发送READYHIGHON信号。在依赖于开关频率的时刻激活READYHIGHON信号。在接收到READYHIGHON信号之后，高侧驱动器154确定大于VIN，并且高侧驱动器154响应于该确定接通高侧开关SW2。高侧开关SW2保持导通直到的电平下降到VIN的电平，在该时刻，高侧驱动器154关断高侧开关SW2。当的电平下降到零时，低侧开关SW1可以再次接通。
图3和图4的波形同样适用于电流控制和频率控制模式，但是时间尺度将根据操作模式而改变。
图6示出了根据本发明实施例的用于DC-DC转换器的集成电路(IC)控制器。在优选实施例中，IC控制器被实现为IC封装200，其包括作为第一单片IC芯片的低驱动器控制器152和作为第二单片IC芯片的高驱动器154，两者都包含在相同的18引脚IC封装中。在实施例中，开关SW2集成到高驱动器控制器152IC芯片中。同样，在实施例中，电阻器RHV1和RHV2包含在IC封装中。电阻器RHV1和RHV2中的一个或两个可以集成到高驱动器控制器152IC芯片中。此外，电阻器RHV2可以部分地集成到高驱动器控制器152IC芯片中。如本文所述，两个IC芯片中的每一个具有不同的接地参考。两个芯片之间的通信经由差分信号READYHIGHON。
图6示出分配给18引脚中的每一个的信号：
引脚1 CS
引脚2 N/C
引脚3 VIN
引脚4 N/C
引脚5 ZCD
引脚6 OTP
引脚7 OCS
引脚8 RESET
引脚9 VEAO
引脚10 ISENSE
引脚11 VSSD
引脚12 LOWOUT
引脚13 VCC
引脚14 N/C
引脚15 RVIN
引脚16 VBOOT
引脚17 HIGHOUT
引脚18
引脚2、引脚4和引脚14未使用并且被标记为“N/C”或“无连接”。二极管连接在引脚13和引脚16之间。OTP可以是向外部热敏电阻提供电流的过热保护引脚，然后可以将外部热敏电阻上的电压与参考值(例如1.0伏)进行比较，以检测过热条件。VSSD是接地引脚。复位引脚RESET可以用于在进入保护模式之后复位封装的IC。可以通过将RESET引脚拉到小于诸如2.5伏的参考电压的电压来实现复位。
图7示出了根据本发明实施例的高电压电阻器RHV1。高电压电阻器RHV1的第一端被耦合以接收信号VCSN。在高电压电阻器RHV1内，第一端耦合至MOSFET M1的第一端和电阻器R7的第一端。MOSFET M1的第二端耦合到信号电阻器R7的第二端耦合至表示电压VIN的信号RVIN。电阻器R7可以是例如10兆欧。电阻器RHV1可以集成到高驱动器控制器152IC芯片中或者可以包含在IC封装内的单独的芯片中。
图8示出了根据本发明实施例的双向高电压电阻器RHV2。高电压电阻器RHV2的第一端耦合至输入电压VIN。在高电压电阻器RHV2内，第一端耦合至MOSFET M2的第一端和电阻器R8的第一端。MOSFET M2的第二端耦合至电阻器R8的第二端、MOSFET M3的第一端和电阻器R9的第一端。MOSFET M3的第二端耦合至电阻器R9的第二端和信号CS。电阻器R8和R9可以分别为例如10兆欧。电阻器RHV2可以完全或部分地集成到高驱动器控制器152IC芯片中。如果部分集成，那么MOSFET M2和电阻器R8可以集成，而MOSFET M3和电阻器R9可以包含在IC封装内的单独芯片中。可替代地，MOSFET M3和电阻器R9可以集成，而MOSFET M2和电阻器R8可以包含在IC封装内的单独芯片中。可替代地，MOSFET M3和电阻器R9可以包含在IC封装内的第一单独芯片中，而MOSFET M2和电阻器R8可以包含在IC封装内的第二单独芯片中。
图9示出了根据本发明实施例的高驱动器154的控制电路。与信号VIN近似的信号RVIN通过比较器CMP1与信号进行比较。比较器CMP1的输出通过逆变器158逆变以形成逻辑信号信号耦合至NAND门160的输入端、触发器FF1的反向置位输入端NAND门161的输入端和NAND门162的输入端。
在比较器CMP1的输入端的信号被示出为近似等于VIN和这些输入信号电平可以被调整(例如通过电流源从每个比较器输入节点增加或去除电流)，以便在高频操作期间补偿信号路径延迟并且限制它们的幅度(例如通过二极管钳位)。
信号VCSN耦合至电阻器R10的第一端和MOSFET M4的第一端。信号VCSN也可以通过二极管钳位来限制幅度。电阻器R10的第二端耦合至比较器CMP2的第一输入端。MOSFET M4的第二端耦合至信号以及比较器CMP2的参考节点。信号耦合至比较器CMP2的第二输入端。比较器CMP2将信号VCSN与信号进行比较以形成限流信号ILIMIT。通过逆变器164给NAND160的输入端和触发器FF2的反向置位输入端S-bar提供信号ILIMIT。信号ILIMIT表示VCSN的电平等于并且开关SW2可以断开。
信号ILIMIT耦合至触发器FF3的反向置位输入端S-bar。触发器FF3的输出端Q耦合至单触发电路166的输入端。单触发电路166的反向输出端耦合至触发器FF2的反向复位输入端触发器FF2的反向输出端耦合到NAND门160的输入端。
信号READYHIGHON耦合至NAND门160的输入端、触发器FF1的第一反向复位输入端延迟168的输入端和NAND门162的输入端。反向欠压锁定信号耦合至触发器FF3的第一反向复位输入端和触发器FF1的第二反向复位输入端 触发器FF1的输出端Q耦合至NAND门162的输入端。延迟168的输出端耦合至NAND门162的输入端。
NAND门160的输出端耦合至触发器FF4的第一反向置位输入端NAND门162的输出端耦合至触发器FF4的第二反向置位输入端触发器FF4的输出端Q耦合至门170的输入端。门170的输出端耦合至触发器FF3的第二复位输入端。门170的非反向输出端形成信号HIGHOUT。门的非反向输出端耦合至NAND门161的第二输入端。NAND门161的输出端耦合至NAND门171的第一输入端。反向欠压锁定信号UVLO-bar耦合至NAND门171的第二输入端。NAND门171的输出端耦合到触发器FF4的反向复位输入端R-bar。
图9的元件检测用于执行如图3所示的准-谐振开关的“第一山坡”的发生。信号READYHIGHON通知高驱动器控制器154它可以(即，有权限)接通开关SW2。然后，高驱动器控制器154确定接通开关SW2的时机：当大于VIN(由信号指示)时，高驱动器控制器154接通开关SW2。
触发器FF1和延迟块168用于延迟开关SW2的导通，以避免过早地接通开关。UVLO信号在欠压条件下禁止开关。
开关SW2保持导通直到基本上等于VIN，然后开关SW2关断。这在VCSN基本上等于(用信号ILIMIT指示)时被确定。生成的信号HIGHOUT用于控制开关SW2。
图10示出了根据本发明实施例的低驱动器152的控制电路。如图11所示，低驱动器152包括电流控制部分172、频率控制部分174、计时器部分176、开关逻辑178和开关驱动器180。
在低驱动器152的电流控制部分172内，信号VEAO耦合至比较器CMP3的第一输入端。比较器CMP3的第二输入端接收第一参考电压(例如2.5伏)，而比较器CMP3的第三输入端接收第二参考电压(例如2.0伏)。比较器CMP3通过将信号VEAO与第一和第二参考电压进行比较来产生信号当VEAO上升到第一参考值以上时，信号“VEAO>2.5v-bar”被激活，而当信号VEAO下降到第二参考值以下时，信号“VEAO>2.5v-bar”被无效。因此，比较器CMP3使用滞后来执行其比较。比较器CMP3确定低驱动器控制器154是基于峰值电流控制还是基于频率控制来执行开关。当VEAO上升到2.5伏以上时，通过峰值电流控制进行开关；当VEAO降到2.0伏以下时，通过频率控制进行开关。因此，“VEAO>2.5v-bar”的逻辑电平确定开关是基于峰值电流控制还是基于频率控制。
信号ISENSE耦合到第一放大器182的输入端和第二放大器184的输入端。放大器182可具有例如15的增益，而放大器184可具有例如7.5的增益。放大器182的输出端经由开关S1耦合至比较器CMP4的第一输入端。放大器184的输出端经由开关S2耦合至比较器的第一输入端。信号VEAO耦合至比较器CMP4的第二输入端。信号“VEAO>2.5v-bar”被耦合以控制开关S2并且经由逆变器器186控制开关S1。由此，根据信号“VEAO>2.5v-bar”，开关S1和S2中的一个被闭合而另一个被断开。因此，放大器182和184的输出端根据VEAO的电平选择性地耦合至比较器CMP4的第一输入端。比较器CMP4的输出端耦合到开关逻辑178的输入端。
在电流控制下，具有较高增益的放大器182是有效的，从而通过比较器CMP4与VEAO相比放大ISENSE的影响。在频率控制下，放大器184是有效的，其采用较低的增益从而在使频率控制部分174主要控制开关的比较中减小ISENSE的影响。
在低驱动器152的频率控制部分174内，信号ISENSE耦合至放大器188的输入端。放大器188可具有例如7.5的增益。放大器188的输出端耦合至比较器CMP5的第一输入端。比较器的第二输入端耦合至参考电压，参考电压可以是例如大约2.5伏。比较器CMP5的输出端耦合至开关逻辑178的输入端。
电流控制部分172和频率控制部分174通过开关逻辑178控制在每个开关循环内关断低侧开关SW1的时机。
低驱动器152的计时器部分176控制开关频率以及在每个开关循环中用于接通低压侧开关SW1的时机。在计时器部分176内，信号VEAO耦合到振荡器190的第一输入端。来自比较器CMP3的信号“VEAO>2.5v-bar”耦合至振荡器190的第二输入端。振荡器190产生耦合至计时器块192的输入端的周期性斜坡信号。
计时器块192产生耦合至开关逻辑178的逻辑信号HON和逻辑信号ONSET。信号HON用于产生用于高驱动器控制器154的信号READYHIGHON。对于峰值电流控制，信号HON在固定间隔产生。信号ONSET用于接通低侧开关SW1。例如，对于每个开关循环，3.33微秒的计时器可以被复位；在计时器到期前500纳秒，信号HON被激活。并且，在计时器到期时，一旦ZCD大于零，就可以激活信号ONSET。一旦ONSET被激活，低侧开关SW1就可以在信号ZCD中的谷值(因为ZCD表示)时闭合，以便在零伏特开关(ZVS)条件下操作开关SW1。500纳秒的差异确保HON在ONSET之前被激活。
信号ZCD参考与低侧驱动器控制器152相同的接地电平。信号ZCD也表示的电平。因此，信号ZCD被低侧驱动器控制器152用作的代理，以便在ZVS条件下操作开关SW1。
对于电流控制，并非有3.33微秒的固定计时器间隔，例如，计时器间隔根据VEAO的电平而变化。因此，计时器间隔影响用于调节反馈回路中的输出电压的开关频率。
3.33微秒的计时器间隔对应于300kHz的峰值电流控制的开关频率。在一个实施例中，开关频率fclamp可以被钳位在500kHz、300kHz、145kHz或通过计时元件的合适选择的某个其它选定频率。
开关逻辑178的输出端耦合至驱动器180。驱动器180产生信号LOWOUT。
在开关SW1和SW2的开关循环过程中，在低侧开关SW1断开后，的电平立即升高至VIN的电平之上。在轻负载条件下，存储在变压器T1的初级侧的能量不能有效地传输到其次级侧。存储在缓冲电容器CSN中的能量因此可以随着每个开关循环而增加，从而使得其被能量过充，并且使的电平在低侧开关SW1断开时能够振荡到过高的电平。通过在开关循环中较早地接通高侧开关SW2，可以减轻轻负载条件的这些影响。因此，根据本发明的实施例，在某些轻负载条件下的开关循环中，高侧开关SW2比在其它情况下更早地接通。类似地，当输入电源电压VIN处于高电平时，这也可能导致缓冲电容器CSN过充。这也可以通过在开关循环中较早地接通高侧开关SW2来缓解。当输入电压VIN处于高电平时，使用频率控制而非电流控制来控制开关也有助于缓解这些问题。因此，根据本发明的实施例，在某些高输入电压条件下使用频率控制。
在一个实施例中，比较器CMP8包括在图10的电流控制部分172中，比较器CMP8将信号RVIN(其表示电压VIN)的电平与参考值进行比较。如图10所示，信号RVIN可以由包括电阻器R11和R12的分压器降压。将降压电压与参考电压Vref进行比较。当该比较指示VIN的电平大于阈值(例如，直流226伏)时，比较器CMP8的输出禁用比较器CMP3。结果，开关S1断开、开关S2闭合，从而使得放大器184有效。这使得反激式转换器控制电路的频率控制部分174而不是电流控制部分172主要控制开关。因此，反激式转换器的控制器在检测到电源电压条件(例如，当VIN大于直流226伏的阈值)时在频率控制模式下操作。
另外，图10的计时器192可以用图15的计时器194代替。图15示出了图10的计时器192的替代实施例。如图15所示，除了本文所述的振荡器信号OSC，计时器194还接受“负载条件”信号和“输入条件”信号作为输入。计时器194使用这些信号来产生本文所述的信号HON和ONSET。负载条件和输入条件信号是二进制的(即，分别具有两种可能的状态，例如真/假或零/一)，并且分别指示当前负载何时为轻，以及输入电压VIN何时为高。由于信号VEAO表示负载，所以负载条件信号可以等同于逻辑信号“VEAO>2.5v-bar”。输入条件信号可以等同于比较器CMP8的输出，因为它表示超过阈值(例如直流226伏)的输入电压VIN。
类似于图10的计时器192，图15的计时器194产生耦合至开关逻辑178的逻辑信号HON和逻辑信号ONSET。信号HON用于产生用于高驱动器控制器154的信号READYHIGHON。对于频率控制，信号HON和ONSET以取决于由振荡器信号OSC的频率确定的开关频率的间隔产生。例如，可以为每个开关循环重置具有可变持续时间的计时器。该持续时间将根据开关频率而变化。特定频率的持续时间可以是例如3.33微秒。在计时器到期之前的瞬间，信号HON被激活。计时器到期之前HON被激活的时间量也取决于开关频率，但也可以取决于负载条件和输入条件信号的电平，以便在开关循环中较早地接通高侧开关SW2。例如，当开关频率导致计时器持续时间为3.33微秒时，在正常条件下可以在计时器到期之前500纳秒进行激活。然而，如果负载条件和输入条件信号中的一个或两个指示轻负载条件或高输入电压条件，则可以调整持续时间(例如增加到1000纳秒或1.0微秒)，以在开关循环中较早地激活信号HON，并因此也在开关循环中较早地接通开关SW2。
因此，如图16所示，与图3和图4相比，高侧开关SW2闭合的间隔t2-t3可以移动到开关循环中较早的位置。更特别地，图16示出了类似于图3和图4的根据本发明的替代实施例的用于反激式转换器的电压波形。然而，如图16所示，高侧驱动器SW2在开关循环中较早地闭合。如图16所示，在时刻t0，开关SW1闭合(“接通”)。然后，在时刻t1，开关SW1断开(“关断”)，使电压上升。在时刻t2，开关SW2闭合(“接通”)。开关SW2闭合的时刻可以部分地由“负载条件”和“输入条件”信号确定，如本文所述。然后，在时刻t3，开关SW2断开(“关断”)。当的电平下降到VIN的电平时，开关SW2断开。这使得电压在再次上升并且根据转换器的初级侧的谐振频率振荡之前下降到接地电平(或接近接地电平)。然后，在时刻t4，低侧开关SW1闭合，使的电平再次下降。随着在时刻t5低侧开关SW1再次断开，重复该循环。
因此，根据图16所示的实施例，反激式功率转换器的控制器被配置为在检测到负载条件或电源电压条件中的一个或多个时调节每个开关循环内闭合高侧开关SW2的时刻。在这些条件下，在借由信号HON允许高侧驱动器154闭合SW2之后，并且优选地当电压的电平等于VCSN或几乎等于VCSN时，高侧开关SW2闭合。因此，即使在轻负载条件下，仍然在ZVS下操作开关SW2。然而，如图16所示，低侧开关SW1可以(在时刻t4)闭合而不需要的电平下降到零；因此，低侧开关SW1可能不再按照ZVS进行操作。然而，这是可以接受的，特别是在轻负载条件下。
图11示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的差分信号转换器200。差分信号转换器200将单端信号HON转换为差分逻辑信号READYHIGHON。逻辑信号HON耦合至第一逆变器202的输入端。第一逆变器202的输出端耦合到第二逆变器204的输入端并控制MOSFET M5。第二逆变器204的输出端被耦合以控制MOSFET M6。MOSFET M7和电流源206与MOSFET M5串联耦合。MOSFET M8和电流源208与MOSFET M6串联耦合。电流源208与MOSFET M9和MOSFET M10串联耦合。参考电流流过MOSFET M9和M10。信号HON根据HON的电平激活MOSFET M5或M7中的一个。参考电流在MOSFET M8或MOSFET M7中被镜像，这取决于MOSFETM5或M7中哪一个被激活。差分信号READYHIGHON的状态取决于MOSFET M5或M7中的哪一个被激活。因此，转换器200将逻辑信号HON转换为差分逻辑信号READYHIGHON。
图12示出了根据本发明实施例的反激式转换器的开关频率与功率的关系曲线图。开关频率fsw绘制在x轴上，而由信号VEAO测量的输入功率绘制在y轴上。如图12所示，当VEAO低于0.75伏时，这表示非常轻的负载条件。在该模式中，反激式转换器优选地以“突发”模式操作。在这种突发模式中，可以在开关的“突发”之间暂停开关以提高效率。一旦VEAO的电平上升到高于0.75伏，反激式转换器就可以在频率控制模式下操作，其中开关频率在反馈回路中被调制以调节输出电压VO。一旦VEAO的电平超过例如2.5伏的阈值，开关频率就被钳位到预定值fclamp，并且反激式转换器进入电流控制模式。在该电流控制模式中，由信号Isense感测的电流电平在反馈回路中被控制以调节输出电压。随着功率电平升高，当功率电平接近满载时可以另外减小开关频率，如图12所示，但是电压调节仍然主要通过电流控制反馈回路执行。
如图12所示，开关频率与功率的曲线不连续。当从频率控制过渡到电流控制时(例如，当VEAO上升到高于2.5伏时)，开关频率突然增加，并且变压器初级绕组中的峰值电流同时减小。相反，当从电流控制过渡到频率控制时(例如，当VEAO下降到2.0伏以下时)，开关频率突然降低，并且变压器初级绕组中的峰值电流同时增加。在两种模式下，都采用负反馈来调节输出电压。因此，重要的是，在两种操作模式之间过渡时，反激式转换器的操作保持稳定。
图13示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的振荡器。图13示出了图10的振荡器190的另外的细节。如图13所示，信号VEAO经由开关S3耦合至放大器AMP1的第一输入端。例如2.5伏的参考电压经由开关S4耦合至放大器AMP1的第二输入端。放大器AMP1的第三输入端耦合至可调电阻器ROSC1的第一端和电阻器ROSC2的第一端。放大器AMP1的输出端耦合至MOSFET M11的控制端。MOSFET M11的输出端耦合至电阻器ROSC1的第一端和电阻器ROSC2的第一端。电阻器ROSC1的第二端经由开关S5耦合至接地节点。电阻器ROSC2的第二端经由开关S6耦合至接地节点。
电源电压VCC耦合至MOSFET M12的输入端和MOSFET M13的输入端。MOSFET M12的输出端耦合至MOSFET M12的控制端、MOSFET M13的控制端和MOSFET M11的输入端。MOSFET M13的输出端耦合至可调电容器CT的第一端、比较器CMP6的第一输入端(反向)以及比较器CMP7的第一输入端(非反向)。可调电容器CT的第二端耦合至接地节点。比较器CMP6的第二输入端耦合至参考电压Vrefh。比较器CMP7的第二输入端耦合至参考电压Vref1。比较器CMP6的输出端耦合至触发器FF5的反向置位输入端S-bar。比较器CMP7的输出端耦合至触发器FF5的反向复位输入端R-bar。触发器FF5的输出端Q被耦合以控制开关S7。开关S7耦合至电容器CT的两端。
开关S3和S5由信号“VEAO>2.5v”控制，而开关S4和S6由逻辑信号“VEAO>2.5v-bar”控制。因此，当VEAO大于2.5伏的阈值时，开关S3和S5闭合而开关S4和S6断开；当VEAO低于2.0伏的阈值时，开关S4和S6闭合而开关S3和S5断开。如本文所述，信号“VEAO>2.5v”及其相反的“VEAO>2.5v-bar”是利用滞后产生的。
振荡器190在电容器CT上产生周期性斜坡信号RTCT。晶体管M12和M13形成电流镜，使得通过晶体管M13的电流给电容器CT充电。当电容器CT两端的电压达到Vrefh时，通过闭合开关S7使电容器CT放电，直到电容器CT两端的电压降到Vref1以下。然后断开开关S7。
斜坡信号RTCT的频率根据逻辑信号“VEAO>2.5v”的状态而改变。更具体地，当VEAO小于2.0伏(信号“VEAO>2.5v”是逻辑“0”)时，反激式转换器在频率控制模式下操作，其中开关频率取决于VEAO的电平。这通过闭合开关S3来实现，使得VEAO耦合至放大器AMP1，放大器AMP1根据VEAO的电平接通MOSFET M11。因此，MOSFET M12和M13的电流镜中的电流电平受VEAO的电平影响，VEAO的电平又影响电容器CT的充电速率和斜坡信号RTCT的频率。斜坡信号RTCT的频率与反激式转换器的开关频率相同。因此，在该频率控制模式中，在反馈回路中控制开关频率以调节输出电压，其中开关频率取决于VEAO。
频率控制模式继续，除非VEAO升至2.5伏以上。当VEAO上升到2.5伏以上并且信号“VEAO>2.5v”变为逻辑“1”时，开关S3断开，开关S4闭合，将固定参考电压耦合至放大器AMP1的输入端以使得给电容器CT充电的电流基本上是恒定的。这将导致反激式转换器的开关频率基本上恒定；在这种模式下，电流在反馈回路中被控制以调节输出电压。
斜坡信号RTCT的频率以及由此反激式转换器的开关频率取决于CT的值以及电阻器ROSC1和ROSC2。在电流控制模式下，开关S6闭合以使得电阻器ROSC2影响开关频率，而开关S5断开以使得电阻器ROSC1不影响开关频率。在频率控制模式中，开关S6断开以使得电阻器ROSC2不再影响开关频率，并且开关S5闭合以使得电阻器ROSC1影响开关频率。
选择CT、ROSC1和ROSC2的值以便适当地设置频率控制模式中的标称开关频率以及电流控制模式中的基本固定的开关频率。另外，电阻器ROSC1和电容器CT的值可以优选地被微调，例如，通过激光或熔丝调整以便确保在频率控制和电流控制模式之间存在平滑的过渡。为此，电阻器ROSC1优选地结合到图6所示的IC封装中。
振荡器的部件选择可以包括首先选择用于设置钳位频率fclamp的电阻器ROSC2的值。然后，优选在低驱动器控制器IC 152内部的电容器CT被调整以微调钳位频率。最后，也优选在低驱动器控制器IC 152内部的内部电阻器ROSC1被调整以微调在电流控制和频率控制操作模式之间的过渡处的开关频率。
图14示出了根据本发明实施例的用于反激式转换器的控制电路中的比较器。图14的比较器可以用于代替图10的频率模式控制部分174中示出的比较器CMP5。如图10和14所示，比较器接受信号ISENSE×7.5作为输入，该信号与2.5伏的参考电压相比较，用于产生信号OFF。信号OFF用于关断主开关SW1。图14的比较器还接受信号VEAO作为输入。信号VEAO降低了参考电压的有效电平，从而更快地产生信号OFF，并因此降低了开关频率。这对减少突发模式中的开关噪声有用。
提供本发明的前述详细描述是为了说明的目的，而不是穷举或限制本发明公开的实施例。因此，本发明的范围由所附权利要求限定。

Claims (41)

1.一种开关电源，包括：
功率转换器，其具有变压器、被配置为通过所述变压器的初级绕组从电源电压汲取电流的低侧开关和被配置为将来自所述变压器的初级绕组的电流放电到缓冲电容器的高侧开关；以及
控制器，其被配置为同步地控制所述低侧开关和所述高侧开关的断开和闭合，其中，所述低侧开关和所述高侧开关各自被反复地断开和闭合以在反馈回路中形成调节的输出电压，所述输出电压由在所述变压器的次级绕组中感应的电流形成，以及其中，所述控制器被配置为在检测到负载条件或电源电压条件中的一个或多个时调节每个开关循环内闭合所述高侧开关的时刻。
2.根据权利要求1所述的开关电源，其中，所述功率转换器是被配置为执行DC-DC功率转换的反激式转换器。
3.根据权利要求1所述的开关电源，其中，所述低侧开关被反复地闭合和断开以在反馈回路中形成调节的输出电压，所述输出电压由在所述变压器的次级绕组中感应的电流形成。
4.根据权利要求1所述的开关电源，其中，所述负载条件包括轻负载条件。
5.根据权利要求4所述的开关电源，其中，通过降到阈值以下的反馈误差信号检测所述轻负载条件。
6.根据权利要求1所述的开关电源，其中，通过超过阈值的电源电压检测所述电源电压条件。
7.根据权利要求1所述的开关电源，其中，所述负载条件和所述电源电压条件分别具有两种可能的状态。
8.根据权利要求1所述的开关电源，其中，在每个开关循环过程中，当所述低侧开关闭合然后断开时，所述高侧开关保持断开，以及其中，当所述高侧开关闭合然后断开时，所述低侧开关保持断开。
9.根据权利要求1所述的开关电源，其中，在所述低侧开关的操作期间在所述低侧开关和所述高侧开关之间的节点处产生第一电压，以及其中，基于所述电源电压与所述第一电压的比较闭合所述高侧开关。
10.根据权利要求9所述的开关电源，其中，所述高侧开关根据零伏特开关操作。
11.根据权利要求9所述的开关电源，其中，通过耦合至所述电源电压的高电压电阻器来感测所述电源电压。
12.根据权利要求11所述的开关电源，其中，控制器集成电路封装包括所述控制器，以及其中，所述控制器集成电路封装包括所述高电压电阻器。
13.根据权利要求11所述的开关电源，还包括与所述高电压电阻器并联耦合的电容器。
14.根据权利要求9所述的开关电源，其中，所述控制器包括控制所述高侧开关的高侧驱动器控制器，以及其中，信号通知所述高侧驱动器控制器它有权闭合所述高侧开关。
15.根据权利要求14所述的开关电源，其中，在所述高侧驱动器控制器接收到闭合所述高侧开关的许可后，当所述第一电压达到几乎等于所述电源电压的电平的电平时，所述高侧驱动器控制器闭合所述高侧开关。
16.根据权利要求14所述的开关电源，其中，所述控制器包括控制所述低侧开关的低侧驱动器控制器，以及其中，所述低侧驱动器控制器和所述高侧驱动器控制器具有不同的接地参考电压，以及其中，所述低侧驱动器控制器与所述高侧驱动器控制器通过差分信号通信。
17.根据权利要求3所述的开关电源，其中，所述功率转换器被配置为选择性地在以下操作：(1)频率控制模式，其中，在反馈回路中控制开关频率以调节输出电压；和(2)电流控制模式，其中，在反馈回路中控制针对每个开关循环的所述变压器的初级绕组中的峰值电流，以调节输出电压。
18.根据权利要求17所述的开关电源，其中，在低于第一负载功率阈值时，所述功率转换器在频率控制模式下操作，以及其中，当负载功率超过所述第一负载功率阈值时，所述功率转换器过渡到电流控制模式。
19.根据权利要求18所述的开关电源，其中，当负载功率下降到低于第二负载功率阈值时，所述功率转换器从所述电流控制模式过渡到所述频率控制模式，所述第二负载功率阈值低于所述第一负载功率阈值，因此功率转换器基于负载功率并且具有滞后地在频率控制模式和电流控制模式之间过渡。
20.根据权利要求19所述的开关电源，其中，当所述功率转换器在所述电流控制模式和所述频率控制模式之间过渡时，所述开关频率突然变化。
21.根据权利要求17所述的开关电源，其中，当所述电源电压条件指示所述电源电压超过阈值时，所述功率转换器在所述频率控制模式下操作。
22.一种开关电源，包括：
功率转换器，其具有变压器、被配置为通过所述变压器的初级绕组从电源电压汲取电流的低侧开关和被配置为将来自所述变压器的初级绕组的电流放电到缓冲电容器的高侧开关；以及
控制器，其被配置为同步地控制所述低侧开关和所述高侧开关的断开和闭合，其中，所述低侧开关和所述高侧开关各自被反复地断开和闭合以在反馈回路中形成调节的输出电压，所述输出电压由在所述变压器的次级绕组中感应的电流形成，以及其中，所述控制器被配置为选择性地在以下操作：(1)频率控制模式，其中，在反馈回路中控制开关频率以调节输出电压；和(2)电流控制模式，其中，在反馈回路中控制针对每个开关循环的所述变压器的初级绕组中的峰值电流，以调节输出电压，其中，在检测到电源电压条件时，所述控制器在所述频率控制模式下操作。
23.根据权利要求22所述的开关电源，其中，所述功率转换器是被配置为执行DC-DC功率转换的反激式转换器。
24.根据权利要求22所述的开关电源，其中，所述低侧开关被反复地闭合和断开以在反馈回路中形成调节的输出电压，所述输出电压由在所述变压器的次级绕组中感应的电流形成。
25.根据权利要求22所述的开关电源，其中，所述控制器被配置为在检测到负载条件时调节每个开关循环内闭合所述高侧开关的时刻。
26.根据权利要求25所述的开关电源，其中，所述负载条件包括轻负载条件。
27.根据权利要求26所述的开关电源，其中，通过降到阈值以下的反馈误差信号检测所述轻负载条件。
28.根据权利要求22所述的开关电源，其中，通过超过阈值的电源电压检测所述电源电压条件。
29.根据权利要求22所述的开关电源，其中，所述负载条件和所述电源电压条件分别具有两种可能的状态。
30.根据权利要求22所述的开关电源，其中，在每个开关循环过程中，当所述低侧开关闭合然后断开时，所述高侧开关保持断开，以及其中，当所述高侧开关闭合然后断开时，所述低侧开关保持断开。
31.根据权利要求22所述的开关电源，其中，在所述低侧开关的操作期间在所述低侧开关和所述高侧开关之间的节点处产生第一电压，以及其中，基于所述电源电压与所述第一电压的比较闭合所述高侧开关。
32.根据权利要求31所述的开关电源，其中，所述高侧开关根据零伏特开关操作。
33.根据权利要求31所述的开关电源，其中，通过耦合至所述电源电压的高电压电阻器来感测所述电源电压。
34.根据权利要求33所述的开关电源，其中，控制器集成电路封装包括所述控制器，以及其中，所述控制器集成电路封装包括所述高电压电阻器。
35.根据权利要求33所述的开关电源，还包括与所述高电压电阻器并联耦合的电容器。
36.根据权利要求31所述的开关电源，其中，所述控制器包括控制所述高侧开关的高侧驱动器控制器，以及其中，信号通知所述高侧驱动器控制器它有权闭合所述高侧开关。
37.根据权利要求36所述的开关电源，其中，在所述高侧驱动器控制器接收到闭合所述高侧开关的许可后，当所述第一电压达到几乎等于所述电源电压的电平的电平时，所述高侧驱动器控制器闭合所述高侧开关。
38.根据权利要求36所述的开关电源，其中，所述控制器包括控制所述低侧开关的低侧驱动器控制器，以及其中，所述低侧驱动器控制器和所述高侧驱动器控制器具有不同的接地参考电压，以及其中，所述低侧驱动器控制器与所述高侧驱动器控制器通过差分信号通信。
39.根据权利要求22所述的开关电源，其中，在低于第一负载功率阈值时，所述功率转换器在频率控制模式下操作，以及其中，当负载功率超过所述第一负载功率阈值时，所述功率转换器过渡到电流控制模式。
40.根据权利要求39所述的开关电源，其中，当负载功率下降到低于第二负载功率阈值时，所述功率转换器从所述电流控制模式过渡到所述频率控制模式，所述第二负载功率阈值低于所述第一负载功率阈值，因此功率转换器基于负载功率并且具有滞后地在频率控制模式和电流控制模式之间过渡。
41.根据权利要求40所述的开关电源，其中，当所述功率转换器在所述电流控制模式和所述频率控制模式之间过渡时，所述开关频率突然变化。
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