JP4791260B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 Download PDF

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Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関するものである。
ノート型パソコンやゲーム機器などの携帯型電子機器には、複数の半導体集積回路装置が組み込まれており、半導体集積回路装置に供給する動作電源をバッテリから供給している。バッテリの出力電圧は放電に従って低下するため、動作電源電圧を一定に保つために、ＤＣ−ＤＣコンバータを備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＩＣ化された制御回路と、その制御回路に外部接続された出力用トランジスタ等の構成部品から構成されている。そして、電子機器に対する衝撃などによって構成部品が欠落すると、ＤＣ−ＤＣコンバータが誤動作するため、そのような誤動作を防止することが望まれている。
従来、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、制御回路に設けられた発振器の発振信号に基づいて、入力電圧が印加される第１のトランジスタと、該第１のトランジスタに接続された第２のトランジスタとを交互にオンオフし、両トランジスタの間の接続点から、該接続点に接続されたチョークコイルを介して電圧を出力するように構成されている。発振器は三角波状の発振信号を生成し、制御回路は、出力電圧に対応する電圧と発振信号とを比較して両トランジスタをオンオフ制御するパルス信号を生成する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧に応じて両トランジスタをオンオフするパルス信号のデューティ比を変更することで、出力電圧を安定化させるようにしている。
スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１及び第２トランジスタやチョークコイル等は外付け部品としてＩＣ化された制御回路に接続されているため、外付け部品の実装不良や上記外付け部品にて構成される出力回路が短絡した場合には、昇圧不足と判断し、出力電圧を高くする方向に動作する。この結果、異常な高電圧が出力されたり、過大電流が流れることがある。このような異常状態に対応するため、出力電圧を監視し、故障発生に応じてトランジスタをスイッチングする信号の供給を停止することで、出力電圧の異常な上昇を抑制する電源回路がある（例えば、特許文献１参照）。
上記のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１トランジスタ及び第２トランジスタがオンオフする周期は、発振信号の周波数に対応している。そして、第１トランジスタ及び第２トランジスタをオンオフする周期は、出力電圧やＤＣ−ＤＣコンバータの用途等によって異なる場合がある。このため、制御回路は、発振信号の周波数を任意に変更可能に構成されている。詳述すると、ＩＣ化された制御回路には外付け部品として抵抗が接続され、発振器は、この抵抗に流れる電流に応じて内蔵コンデンサを充放電する。このコンデンサに対する充放電時間により発振信号の周波数が決定される。従って、制御回路に外付けする抵抗の抵抗値を変更することで、発振信号の周波数を変更することができる。
特開２００５−１１７７８４号公報（段落［００３６］−［００３８］、第１図）
ところで、複数の半導体集積回路装置、及びそれらの電源としてのＤＣ−ＤＣコンバータが組み込まれた携帯型電子機器は外出中の使用を想定しているため、当該装置の使用中に誤って落下させる場合がある。或いは、寒い環境から暖かい環境への移動により、結露が生じる場合がある。
上記の発振周波数の可変可能なＤＣ−ＤＣコンバータの場合、装置の落下等の衝撃により、発振周波数を変更するための抵抗が脱落する場合がある。また、結露により、抵抗に接続される端子が電源の端子と短絡する場合がある。このように、発振周波数を決定する抵抗における不良が発生すると、コンデンサに対する充電が停止し、発振器の発振も停止する。その結果、発振信号と出力電圧に応じた電圧との比較結果が不定となり、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作が不安定となる虞があった。また、入力電圧が印加される第１トランジスタのオン状態が継続するという誤動作を招く虞があった。
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、外付け部品によってスイッチング用のトランジスタをオンオフする周期を変更可能であり、該外付け部品における不良による誤動作を防止することができるＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することにある。
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するための制御回路を備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路は、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期の前記発振信号を生成するものである。
この構成によれば、脱落状態として、調整用抵抗が端子から脱落しているか、調整用抵抗が接続される端子が制御回路の電源電圧を供給する端子と短絡しているか、又は調整用抵抗の両端子間が高抵抗となるように短絡した場合、この調整用抵抗が接続された端子を介して流れる電流量はゼロ又は極めて少なくなる。このような場合、発振器は、第２の電流量に対応する周期にて発振信号を生成するため、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、スイッチング用のトランジスタのオン状態が継続することが防止される。
請求項２に記載の発明は、前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合に該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断する遮断手段を備えたものである。
この構成によれば、調整用抵抗が結露などにより短絡している場合に、該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断することで、脱落状態と同様の状態にすることができるため、発振器は第２の電流量に対応する周期にて発振信号を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、スイッチング用のトランジスタのオン状態が継続することが防止される。
請求項３に記載の発明は、前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合には前記所定の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期にて前記発振信号を生成するものである。
この構成によれば、調整用抵抗が結露などにより短絡している場合に、発振器は第２の電流量に対応する周期にて発振信号を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、脱落状態のときの電流量と短絡したときの電流量とが異なるため、調整用抵抗の状態を発振信号の周期（周波数）により把握することが可能となる。
請求項４に記載の発明は、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するための制御回路を備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路は、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、前記発振器は、前記調整用抵抗が接続された端子を介して流れる第１の電流量に応じた電圧が入力され、該電圧と第１及び第２基準電圧とを比較し、該比較結果に応じた切換信号を生成するウインドコンパレータと、前記調整用抵抗が接続される第１切換端子と、定電流源がそれぞれ接続される第２及び第３切換端子と、前記第１〜第３切換端子のうちの何れか１つに切換接続される固定端子とを有し、前記切換信号に基づいて切換制御されるスイッチと、を備え、前記第１の電流量と前記第２及び第３切換端子にそれぞれ接続された定電流源により流れる電流量のうちの何れか１つに応じた周期の発振信号を生成するものである。
この構成によれば、発振器は、調整用抵抗の接続状態が正常であれば該調整用抵抗に流れる第１の電流量に応じた周期にて発振信号を生成する。また、発振器は、調整用抵抗が脱落状態にある場合には第２切換端子に接続された定電流源の電流量に応じた周期にて発振信号を生成する。また、発振器は、調整用抵抗が短絡している場合には第３切換端子に接続された定電流源の電流量に応じた周期にて発振信号を生成する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、スイッチング用のトランジスタのオン状態が継続することが防止される。また、第２切換端子に接続された定電流源の電流量と第３切換端子に接続された定電流源の電流量とが異なるように設定することで、調整用抵抗の状態を発振信号の周期（周波数）により把握することが可能となる。
請求項５に記載の発明は、前記発振器は、前記調整用抵抗の抵抗値に応じた電流を流す定電流回路と、前記定電流回路に流れる電流と同量の電流により充電されるコンデンサと、前記コンデンサと並列接続され該コンデンサの充電電圧に基づいてオンオフ制御される放電用素子と、を備えたものである。
この構成によれば、発振器は、コンデンサに対する充電電流、放電電流に応じた周期の発振信号を生成するため、コンデンサに供給する電流量を制御することで、発振信号の周期（周波数）を容易に変更することが可能となる。
請求項６に記載の発明は、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期にて発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期の前記発振信号を生成するものである。
この構成によれば、発振器は、調整用抵抗が脱落状態にある場合には、第２の電流量に対応する周期にて発振信号を生成するため、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、スイッチング用のトランジスタのオン状態が継続することが防止される。
請求項７に記載の発明は、前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合に該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断する遮断手段を備えたものである。
この構成によれば、調整用抵抗が結露などにより短絡している場合に、該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断することで、脱落状態と同様の状態にすることができるため、発振器は所定の電流量に対応する周期にて発振信号を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、スイッチング用のトランジスタのオン状態が継続することが防止される。
請求項８に記載の発明は、前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合には前記所定の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期にて前記発振信号を生成するものである。
この構成によれば、調整用抵抗が結露などにより短絡している場合に、発振器は第２の電流量に対応する周期にて発振信号を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、脱落状態のときの電流量と短絡したときの電流量とが異なるため、調整用抵抗の状態を発振信号の周期（周波数）により把握することが可能となる。
請求項９に記載の発明は、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量に応じた電圧が入力され、該電圧と第１及び第２基準電圧とを比較し、該比較結果に応じた切換信号を生成するウインドコンパレータと、前記調整用抵抗が接続される第１切換端子と、定電流源がそれぞれ接続される第２及び第３切換端子と、前記第１〜第３切換端子のうちの何れか１つに切換接続される固定端子とを有し、前記切換信号に基づいて切換制御されるスイッチと、を備え、前記第１の電流量と前記第２及び第３切換端子にそれぞれ接続された定電流源により流れる電流量のうちの何れか１つに応じた周期の発振信号を生成するものである。
この構成によれば、発振器は、調整用抵抗の接続状態が正常であれば該調整用抵抗に流れる電流量に応じた周期にて発振信号を生成する。また、発振器は、調整用抵抗が脱落状態にある場合には第２切換端子に接続された定電流源の電流量に応じた周期にて発振信号を生成する。また、発振器は、調整用抵抗が短絡している場合には第３切換端子に接続された定電流源の電流量に応じた周期にて発振信号を生成する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、第１トランジスタ又は第２トランジスタのオン状態が継続することが防止される。また、第２切換端子に接続された定電流源の電流量と第３切換端子に接続された定電流源の電流量とが異なるように設定することで、調整用抵抗の状態を発振信号の周期（周波数）により把握することが可能となる。
請求項１０に記載の発明は、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電電流量に対応する周期の前記発振信号を生成するようにした。
この構成によれば、発振器は、調整用抵抗が脱落状態にある場合には、所定の電流量に対応する周期にて発振信号を生成するため、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、スイッチング用のトランジスタのオン状態が継続することが防止される。
本発明によれば、外付け部品によってスイッチング用のトランジスタをオンオフする周期を変更可能であり、該外付け部品における不良による誤動作を防止することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することができる。
（第一実施形態）
以下、本発明を具体化した第一実施形態を図１〜図３に従って説明する。
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０は電圧制御型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、制御回路１１と、メインスイッチング用トランジスタとしての第１トランジスタＴ１、同期整流用トランジスタとしての第２トランジスタＴ２、チョークコイルＬ１、平滑用コンデンサＣ１、周波数を調整するための調整用抵抗ＲＴを含む外付け部品とにより構成されている。
制御回路１１は１つの半導体チップ（ＩＣ）として形成され、端子Ｐ１，Ｐ２にそれぞれ第１及び第２トランジスタＴ１，Ｔ２が接続され、端子Ｐ３に調整用抵抗ＲＴが接続されている。制御回路１１は、端子Ｐ１から第１トランジスタＴ１のゲートに制御信号ＤＨを供給し、端子Ｐ２から第２トランジスタＴ２のゲートに制御信号ＤＬを供給する。第１トランジスタＴ１はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ドレインに入力電圧Ｖinが供給され、ソースが第２トランジスタＴ２に接続されている。第２トランジスタＴ２はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ドレインが第１トランジスタＴ１に接続され、ソースが低電位電源（本実施形態ではグランド）に接続されている。第１トランジスタＴ１は制御信号ＤＨに応答してオンオフし、第２トランジスタＴ２は、制御信号ＤＬに応答してオンオフする。
第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２との間の接続点はチョークコイルＬ１の第１端子に接続され、該チョークコイルＬ１の第２端子から出力電圧Ｖout が出力される。
チョークコイルＬ１の第２端子には出力電圧Ｖout を平滑化する平滑用コンデンサＣ１の第１端子が接続され、コンデンサＣ１の第２端子はグランドに接続されている。チョークコイルＬ１の第２端子における電圧、つまり出力電圧Ｖout は、帰還信号ＦＢとして制御回路１１の入力側に帰還される。
制御回路１１には電源端子ＰＶに入力電圧Ｖinが電源電圧として供給され、電源端子ＰＧはグランドに接続されている。制御回路１１を構成する各回路は入力電圧Ｖinにより動作するように構成されている。
制御回路１１は、誤差増幅器２１、ＰＷＭ比較器２２、発振器２３、抵抗Ｒ１，Ｒ２、基準電源ｅ１を備えている。
帰還信号ＦＢは第１抵抗Ｒ１の第１端子に供給され、第１抵抗Ｒ１の第２端子は抵抗Ｒ２の第１端子に接続され、第２抵抗Ｒ２の第２端子はグランドに接続されている。第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２は分圧回路を構成し、帰還信号ＦＢを分圧した比較電圧Ｖ１を生成する。その比較電圧Ｖ１は誤差増幅器２１に入力される。
誤差増幅器２１は反転入力端子と非反転入力端子とを備え、反転入力端子に比較電圧Ｖ１、即ち出力電圧Ｖout の分圧電圧が入力され、非反転入力端子には基準電源ｅ１の基準電圧Ｖｒ１が入力される。誤差増幅器２１は、基準電圧Ｖｒ１と比較電圧Ｖ１（出力電圧Ｖout の分圧電圧）との比較結果に応じて、基準電圧Ｖｒ１と比較電圧Ｖ１の差電圧を増幅した誤差信号Ｓ１を出力する。本実施形態において、誤差信号Ｓ１は、反転入力端子に入力される比較電圧Ｖ１が非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒ１より低くなれば、その差電圧に応じて上昇し、比較電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒ１より高くなれば、その差電圧に応じて下降する。
誤差信号Ｓ１はＰＷＭ比較器２２に供給される。ＰＷＭ比較器２２は非反転入力端子と反転入力端子とを有し、非反転入力端子には誤差増幅器２１の誤差信号Ｓ１が入力され、反転入力端子には発振器２３の発振信号ＳＳが入力される。発振器２３は三角波発振器であって調整用抵抗ＲＴの一端に接続され、該調整用抵抗ＲＴの他端はグランドに接続されている。発振器２３は、端子Ｐ３から調整用抵抗ＲＴに流れる電流値に応じた周波数を持つ三角波状の発振信号ＳＳを生成する。
ＰＷＭ比較器２２は、誤差増幅器２１の誤差信号Ｓ１と発振器２３の発振信号ＳＳとを比較し、その比較結果に応じて相補な制御信号ＤＨ，ＤＬを出力する。詳しくは、ＰＷＭ比較器２２は誤差信号Ｓ１の電圧が発振信号ＳＳの電圧より高いときにＨレベルの制御信号ＤＨとＬレベルの制御信号ＤＬを出力し、誤差信号Ｓ１の電圧が発振信号ＳＳの電圧より低いときにＬレベルの制御信号ＤＨとＨレベルの制御信号ＤＬを出力する。
制御信号ＤＨは第１トランジスタＴ１に供給され、該第１トランジスタＴ１は制御信号ＤＨに応答してオンオフする。また、制御信号ＤＬは第２トランジスタＴ２に供給され、該第２トランジスタＴ２は制御信号ＤＬに応答してオンオフする。従って、第１トランジスタＴ１のオン時に第２トランジスタＴ２がオフされ、第１トランジスタＴ１のオフ時に第２トランジスタＴ２がオンされる。
第１トランジスタＴ１がオンされるとチョークコイルＬ１を介して負荷に流れる電流が増大し、比較電圧Ｖ１のレベルが上昇する。また、チョークコイルＬ１に電流が流れることで、エネルギが蓄積される。そして、誤差信号Ｓ１のレベルが発振信号ＳＳより低くなると、第１トランジスタＴ１がオフされ、第２トランジスタＴ２がオンされて、チョークコイルＬ１に蓄えられたエネルギが放出される。
図２に示すように、上記のような第１及び第２トランジスタＴ１，Ｔ２のオンオフ動作時に、出力電圧Ｖout が低くなると、その出力電圧Ｖout を分圧した比較電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒ１との比較結果により誤差信号Ｓ１のレベルが高くなり、制御信号ＤＨのパルス幅が広くなり、第１トランジスタＴ１のオン時間が長くなる。また、出力電圧Ｖout が高くなると、その出力電圧Ｖout を分圧した比較電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒ１との比較結果により誤差信号Ｓ１のレベルが低くなり、制御信号ＤＬのパルス幅が狭くなり、第１トランジスタＴ１のオン時間が短くなる。このような動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖout の高低に基づいて第１トランジスタＴ１のオン時間が制御され、出力電圧Ｖout が一定に制御される。
次に、発振器２３の詳細を説明する。
図３に示すように、発振器２３は、発振回路２４と充放電制御回路２５とを含む。発振回路２４において、入力電圧Ｖｉｎは第１トランジスタＴ１１に供給される。第１トランジスタＴ１１はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースに入力電圧Ｖｉｎが供給され、ドレインは第２トランジスタＴ１２に接続されている。また、第１トランジスタＴ１１のゲートは該トランジスタＴ１１のドレインに接続、即ち、ダイオード接続されている。
第２トランジスタＴ１２はＮＰＮトランジスタであり、コレクタは第１トランジスタＴ１１に接続され、エミッタは端子Ｐ３を介して調整用抵抗ＲＴに接続され、ベースは電圧増幅器３１に接続されている。電圧増幅器３１は反転入力端子と非反転入力端子とをそれぞれ１つ有し、反転入力端子は第２トランジスタＴ１２のエミッタに接続され、非反転入力端子は基準電源ｅ１１に接続され、出力端子は第２トランジスタＴ１２のベースに接続されている。
第１トランジスタＴ１１のゲートは第３トランジスタＴ１３のゲートに接続されている。第３トランジスタＴ１３はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースは入力電圧Ｖｉｎが供給され、ドレインはコンデンサＣＴに接続されている。従って、第１トランジスタＴ１１及び第３トランジスタＴ１３はカレントミラー回路を構成する。本実施形態において、第１及び第３トランジスタＴ１１．Ｔ１３は同じ電気的特性を持つように、同じサイズにて形成されているため、第３トランジスタＴ１３には第１トランジスタＴ１１と同量の電流が流れる。
コンデンサＣＴは充電用のコンデンサであり、第１端子は第３トランジスタＴ１３に接続され、第２端子はグランドに接続されている。コンデンサＣＴには放電用素子としての第４トランジスタＴ１４が並列に接続されている。第４トランジスタＴ１４は本実施形態ではＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースはコンデンサＣＴの第１端子に接続され、ドレインはグランド即ちコンデンサＣＴの第２端子に接続されている。
コンデンサＣＴの第１端子と第４トランジスタＴ１４のゲートは充放電制御回路２５に接続されている。充放電制御回路２５は、コンデンサＣＴの充電電圧を監視し、第４トランジスタＴ１４を制御する。詳述すると、コンデンサＣＴは、第４トランジスタＴ１４がオフすることで第３トランジスタＴ１３に流れる電流により充電され、第１端子の電圧つまり充電電圧は上昇する。そして、第４トランジスタＴ１４がオンすると、コンデンサＣＴからグランドに向かって放電電流が流れ、第１端子の電圧は下降する。
充放電制御回路２５は、コンデンサＣＴの充電電圧、つまり第１端子における電圧（充電電圧）を監視し、該充電電圧が第１の所定電圧にまで上昇すると第４トランジスタＴ１４をオンし、充電電圧が第２の所定電圧まで低下すると第４トランジスタＴ１４をオフする。従って、第４トランジスタＴ１４のオンオフを繰り返すことで、コンデンサＣＴの第１端子における電圧の変化が略三角形状となり、波形が略三角波状の発振信号ＳＳが生成される。そして、第４トランジスタＴ１４がオンオフする周期が発振信号ＳＳの周期であり、その周期の逆数が周波数である。
第４トランジスタＴ１４がオンオフする周期は、コンデンサＣＴの第１端子における電圧の変化、即ち、コンデンサＣＴに対する充放電量により決定される。従って、コンデンサＣＴに供給する電流量、つまり第３トランジスタＴ１３に流れる電流量に応じた周期の発振信号ＳＳが生成される。
また、発振回路２４は、監視回路３２を備えている。
監視回路３２は第５〜第８トランジスタＴ１５〜Ｔ１８と第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を備えている。
第５トランジスタＴ１５はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースは入力電圧Ｖｉｎが供給され、ドレインは第６トランジスタＴ１６に接続され、ゲートは第１トランジスタＴ１１のゲートに接続されている。従って、第１トランジスタＴ１１及び第５トランジスタＴ１５はカレントミラー回路を構成する。そして、本実施形態において、第１及び第５トランジスタＴ１１．Ｔ１５は同じ電気的特性を持つように、同じサイズにて形成されているため、第５トランジスタＴ１５には第１トランジスタＴ１１と同量の電流が流れる。上記したように、第１及び第３トランジスタＴ１１，Ｔ１３はカレントミラー回路を構成し、第３トランジスタＴ１３には第１トランジスタＴ１１と同量の電流が流れる。従って、第３トランジスタＴ１３と第５トランジスタＴ１５に流れる電流量も同じとなる。
前記第６トランジスタＴ１６はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースはグランドに接続され、ドレインは第５トランジスタＴ１５に接続され、ゲートは該トランジスタＴ１６のドレインと第７トランジスタＴ１７に接続されている。第７トランジスタＴ１７はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースはグランドに接続され、ドレインは第１抵抗Ｒ１１に接続され、ゲートは第６トランジスタＴ１６のゲートに接続されている。従って、第６トランジスタＴ１６及び第７トランジスタＴ１７はカレントミラー回路を構成する。そして、本実施形態において、第６及び第７トランジスタＴ１６．Ｔ１７は同じ電気的特性を持つように、同じサイズにて形成されているため、第７トランジスタＴ１７には第６トランジスタＴ１６と同量の電流が流れる。
第１抵抗Ｒ１１の一端は第７トランジスタＴ１７に接続され、第１抵抗Ｒ１１の他端は入力電圧Ｖｉｎが供給されている。第１抵抗Ｒ１１と第７トランジスタＴ１７との間のノードＮ２には第８トランジスタＴ１８が接続されている。第８トランジスタＴ１８はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ゲートはノードＮ２に接続され、ソースは第２抵抗Ｒ１２の一端に接続され、その第２抵抗Ｒ１２の他端はグランドに接続されている。更に、第８トランジスタＴ１８のドレインはノードＮ１に接続されている。
次に、発振器２３の動作を説明する。
電圧増幅器３１は、基準電源ｅ１１の基準電圧Ｖｒ１１と調整用抵抗ＲＴが接続された端子Ｐ３における電圧の差を増幅して、第２トランジスタＴ１２のベースに出力する。端子Ｐ３における電圧は調整用抵抗ＲＴに流れる電流に依存する。調整用抵抗ＲＴに流れる電流Ｉ１が少なく端子Ｐ３における電圧が基準電圧Ｖｒ１１より低いとき電圧増幅器３１の出力電圧は上昇し、第２トランジスタＴ１２のベース電流を増加させる。第２トランジスタＴ１２のベース電流が増加すると第２トランジスタＴ１２のエミッタ電流も増加して調整用抵抗ＲＴに流れる電流Ｉ１が増加する。
調整用抵抗ＲＴに流れる電流Ｉ１が少大きく端子Ｐ３における電圧が基準電圧Ｖｒ１１より高いとき電圧増幅器３１の出力電圧は減少し、第２トランジスタＴ１２のベース電流を減少させる。第２トランジスタＴ１２のベース電流が減少すると第２トランジスタＴ１２のエミッタ電流も減少して調整用抵抗ＲＴに流れる電流Ｉ１が減少する。
従って、電圧増幅器３１は、基準電圧Ｖｒ１１と調整用抵抗ＲＴが接続された端子Ｐ３における電圧とを一致させるように第２トランジスタＴ１２のベース電流を制御する。調整用抵抗ＲＴは端子Ｐ３とグランドとの間に接続されている。グランドの電位は０Ｖ（ボルト）であり、端子Ｐ３の電位は基準電圧Ｖｒ１１である。従って、端子Ｐ３とグランドとの間に抵抗値の異なる抵抗を接続した場合、その抵抗には抵抗値と端子Ｐ３とグランドとの間の電位差に応じた電流が流れる。これにより、第２トランジスタＴ１２と電圧増幅器３１と基準電源ｅ１と外付けされた調整用抵抗ＲＴは、調整用抵抗ＲＴの抵抗値に応じた量の電流Ｉ１を流し、その電流Ｉ１を一定に制御する定電流回路を構成する。
定電流回路を構成する第２トランジスタＴ１２のコレクタに接続された第１トランジスタＴ１１はダイオード接続されているため、第１トランジスタＴ１１には第２トランジスタＴ１２のエミッタ電流と同じ電流Ｉ２が流れる。第１トランジスタＴ１１と第３トランジスタＴ１３はカレントミラー回路を構成するので、第３トランジスタＴ１３にも第２トランジスタＴ１２のエミッタ電流と同量の電流が流れる。
コンデンサＣＴは第３トランジスタＴ１３に直列に接続され、第３トランジスタＴ１３に流れる定電流で充電される。従って、コンデンサＣＴの充電電圧は時間と共に上昇する。
コンデンサＣＴの容量をＣ、第３トランジスタＴ１３に流れる単位電荷量をＱ、経過時間をｔとすれば、コンデンサＣＴの充電電圧Ｖｃは、
Ｖｃ＝（Ｑ／Ｃ）×ｔ
で表される。
コンデンサＣＴに並列に接続された第４トランジスタＴ１４は、コンデンサＣＴに蓄積された電荷Ｑを放電させるための放電スイッチである。充放電制御回路２５は、コンデンサＣＴの充電電圧が第１の所定電圧まで上昇すると第４トランジスタＴ１４をオンし、コンデンサＣＴに蓄積された電荷Ｑを放電させる。また、充放電制御回路２５は、放電によりコンデンサＣＴの充電電圧が第２の所定電圧まで低下すると第４トランジスタＴ１４をオフし、コンデンサＣＴを充電する。この動作の繰り返しにより、コンデンサＣＴの電圧は、図２に示すように三角波状（鋸波状）となる。そして、コンデンサＣＴにおける充電電圧の増減は、該コンデンサＣＴに流れ込む電流量、即ち調整用抵抗ＲＴに流れる電流により決定される。コンデンサＣＴと基準電源ｅ１１は発振器２３のチップ上に作り込まれているため、コンデンサＣＴの容量と基準電圧Ｖｒ１１は変更されない。従って、発振器２３は、調整用抵抗ＲＴに流れる電流量、即ち調整用抵抗ＲＴの抵抗値により決定される周波数で発振する。
次に、監視回路３２の動作を説明する。
端子Ｐ３とグランドとの間に調整用抵抗ＲＴが接続されている場合、第２トランジスタＴ１２のエミッタには調整用抵抗ＲＴの抵抗値に応じた電流Ｉ１が流れている。そして、第１トランジスタＴ１１とカレントミラー回路を構成する第５トランジスタＴ１５と第１抵抗Ｒ１１には、第１トランジスタＴ１１のドレイン電流Ｉ２、即ち第２トランジスタＴ１２のエミッタ電流Ｉ１と同量の電流が流れる。第１抵抗Ｒ１１と第７トランジスタＴ１７との間のノードＮ２の電位は、第１抵抗Ｒ１１と第７トランジスタＴ１７との抵抗値と該抵抗Ｒ１１に流れる電流Ｉ３による電位となる。そして、ノードＮ２にゲートが接続された第８トランジスタＴ１８は、ドレインが接続されたノードＮ１の電位に比べてノードＮ２の電位が低いためオフしている。
調整用抵抗ＲＴが脱落状態（調整用抵抗ＲＴの両端子のうちの少なくとも一方が接続対象から離間した状態）にあるとき、第２トランジスタＴ１２のエミッタには電流が流れないので、第７トランジスタＴ１７の電流も流れなくなる。第７トランジスタＴ１７の電流が流れなくなると第１抵抗Ｒ１１にも電流が流れなくなるので、第１抵抗Ｒ１１による電圧降下が発生せず第７トランジスタＴ１７のドレイン電圧が上昇する。
第７トランジスタＴ１７のドレイン電圧が上昇すると第８トランジスタＴ１８のゲート電圧も上昇し、第８トランジスタＴ１８がオンする。第８トランジスタＴ１８のドレインはノードＮ１に接続されているので、第２トランジスタＴ１２のエミッタ電流が零になると、第８トランジスタＴ１８がオンして第２トランジスタＴ１２の代わりに第８トランジスタＴ１８が電流を流すので、第１トランジスタＴ１１にも電流が流れる。
第１トランジスタＴ１１に電流が流れることで再び第７トランジスタＴ１７にも電流が流れ、第８トランジスタＴ１８のゲート電圧を下げるが、第８トランジスタＴ１８は第１抵抗Ｒ１１により発生する電圧降下で決まるゲート電圧と第２抵抗Ｒ１２により発生する電圧で決まるソース電圧がバランスした状態の電流を流す。
従って、第１トランジスタＴ１１，第８トランジスタＴ１８及び第２抵抗Ｒ１２を介して電流が流れる。この電流と同量の電流によりコンデンサＣＴが充電されるため、発振器２３は発振動作を継続し、第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値に応じて第８トランジスタＴ１８に流れる電流量で決まる周波数の発振信号を生成する。
端子Ｐ３が入力電圧Ｖｉｎを供給する端子ＰＶ（図１参照）と短絡した場合、上記と同様に調整用抵抗ＲＴ、即ち第２トランジスタＴ１２のエミッタに電流が流れなくなる。この場合、調整用抵抗ＲＴが脱落状態にあるときと同様に監視回路３２が動作し、発振器２３は発振動作を継続し、第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値に応じて第８トランジスタＴ１８に流れる電流量で決まる周波数の発振信号を生成する。
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）制御回路１１は、生成する発振信号ＳＳの周期を外付けされる調整用抵抗ＲＴの抵抗値に応じて変更可能に構成された発振器２３を備え、発振信号ＳＳと出力電圧Ｖout とに基づいて第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２をオンオフ制御する第１制御信号ＤＨ及び第２制御信号ＤＬを生成する。発振器２３は、調整用抵抗ＲＴが接続される端子を介して流れる電流を監視する監視回路３２を備えている。調整用抵抗ＲＴが堕落状態にある場合、その調整用抵抗ＲＴが接続される端子Ｐ３を介して流れる電流量は略ゼロとなる。この場合、発振器２３は、第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値に応じた電流量にて決定される周期にて発振信号を生成するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を安定して動作させることができる。また、第１トランジスタＴ１のオン状態が継続する誤動作を防止することができる。
（２）調整用抵抗ＲＴを端子Ｐ３に接続しない場合、又は端子Ｐ３を端子ＰＶに接続した場合、監視回路３２は調整用抵抗ＲＴが脱落しているときと同様に動作し、発振器２３は監視回路３２の第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値に応じた電流量にて決定される周期にて発振信号を生成する。従って、予め設定された周期にて発振信号を生成すればよい場合には、調整用抵抗ＲＴを接続することなくＤＣ−ＤＣコンバータ１０を使用することができるため、調整用抵抗ＲＴを接続する手間を省くことができる。
（第二実施形態）
以下、本発明を具体化した第二実施形態を図４に従って説明する。
尚、説明の便宜上、第一実施形態と同じ構成部材については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
図４に示すように、発振器４０は、発振回路４１と充放電制御回路２５とを含み、発振回路４１は、第一実施形態に対して、遮断手段としてのスイッチＳＷ１及び制御回路４２が追加されている。
スイッチＳＷ１はオンオフスイッチであり、第１端子は第２トランジスタＴ１２のベースに接続され、第２端子はグランドに接続されている。そして、スイッチＳＷ１は制御回路４２によりオンオフ制御される。
制御回路４２は、抵抗Ｒ２１、トランジスタＴ２１、基準電源ｅ２１、電圧比較器４３、フリップフロップ回路（以下、ＦＦ回路）４４を備えている。
トランジスタＴ２１はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースはグランドに接続され、ドレインは抵抗Ｒ２１に接続され、ゲートは監視回路３２の第６トランジスタＴ１６のゲートに接続されている。従って、第６トランジスタＴ１６及びトランジスタＴ２１はカレントミラー回路を構成する。そして、本実施形態において、第６トランジスタＴ１６とトランジスタＴ２１は同じ電気的特性を持つように、同じサイズにて形成されているため、トランジスタＴ２１には第６トランジスタＴ１６（監視回路３２の第７トランジスタＴ１７）と同量の電流が流れる。
抵抗Ｒ２１の第１端子は入力電圧Ｖｉｎが供給され、抵抗Ｒ２１の第２端子はトランジスタＴ２１に接続されている。従って、抵抗Ｒ２１に電流が流れるとき、抵抗Ｒ２１の第２端子における電位は第１端子における電位（入力電圧Ｖｉｎ）に比べてその抵抗Ｒ２１に流れる電流に応じて低くなる。
抵抗Ｒ２１とトランジスタＴ２１との間のノードＮ３には基準電源ｅ２１のマイナス側端子が接続され、基準電源ｅ２１のプラス側端子は電圧比較器４３の反転入力端子に接続されている。電圧比較器４３の非反転入力端子は抵抗Ｒ２１の高電位側の端子に接続され、電圧比較器４３の出力端子はＦＦ回路４４に接続されている。
電圧比較器４３は、抵抗Ｒ２１に流れる電流により発生する電圧と基準電源ｅ２１の基準電圧Ｖｒ２とを比較する。従って、抵抗Ｒ２１の両端子間には、その抵抗Ｒ２１に流れる電流量に応じた電位差がその抵抗Ｒ２１の両端子間に発生する。基準電源ｅ２１は第２端子（ノードＮ３）の電位にプラスのオフセット電圧を与える。
基準電源ｅ２１の基準電圧Ｖｒ２は、正常時（調整用抵抗ＲＴが端子Ｐ３とグランド間に接続されて電流Ｉ１が流れている時）において抵抗Ｒ２１の両端子間に発生する電位差よりもわずかに高く設定されている。従って、正常時に、電圧比較器４３の反転入力端子における電圧は、その非反転入力端子における電圧よりも高くなり、電圧比較器４３はＬレベルの信号Ｓ２１を出力する。そして、抵抗Ｒ２１に流れる電流が正常時よりも多くなると、当該抵抗Ｒ２１の両端子間に発生する電位差が基準電圧Ｖｒ２よりも大きくなり、電圧比較器４３はＨレベルの信号Ｓ２１を出力する。
ＦＦ回路４４は本実施形態ではＲＳフリップフロップ回路であり、セット端子に電圧比較器４３の出力信号Ｓ２１が入力されている。ＦＦ回路４４は電圧比較器４３からＨレベルの出力信号Ｓ２１が出力されるとそれを記憶してＨレベルの切換信号Ｓ２２を出力する。尚、図示しないが、ＦＦ回路４４のリセット端子に例えば電源投入時にＤＣ−ＤＣコンバータを初期化するためのリセット信号が入力されるため、Ｌレベルの切換信号Ｓ２２を出力する。
スイッチＳＷ１は、Ｈレベルの切換信号Ｓ２２に応答してオンし、Ｌレベルの切換信号Ｓ２２に応答してオフする。従って、スイッチＳＷ１は、電圧比較器４３が出力するＨレベルの信号Ｓ２１に応答してオンし、第２トランジスタＴ１２のベースをグランドに接続する。そして、スイッチＳＷ１のオン状態は、ＦＦ回路４４により維持される。
上記のように構成された発振器４０において、監視回路３２は、端子Ｐ３とグランドとの間に調整用抵抗ＲＴが接続されている場合、調整用抵抗ＲＴが脱落状態にある場合、端子Ｐ３が入力電圧Ｖｉｎを供給する端子ＰＶ（図１参照）と短絡した場合、第一実施形態の発振器２３と同様に動作する。
端子Ｐ３とグランドとの間に調整用抵抗ＲＴが接続されている場合、制御回路４２の抵抗Ｒ２１には、第２トランジスタＴ１２のエミッタ電流と同量の電流が流れる。このとき、抵抗Ｒ２１の両端子間に発生する電位差は、基準電源ｅ２１の基準電圧Ｖｒ２よりも小さいため、電圧比較器４３はＬレベルの信号Ｓ２１を出力し、ＦＦ回路４４はＬレベルの切換信号Ｓ２２を出力するため、スイッチＳＷ１はオフしている。
調整用抵抗ＲＴの両端子が結露などにより短絡した場合、第２トランジスタＴ１２のエミッタがグランドに接続されるため、第２トランジスタＴ１２には正常時よりも極めて大きな電流が流れる。そして、抵抗Ｒ２１には第２トランジスタＴ１２のエミッタ電流と同量の電流が流れる。このとき、抵抗Ｒ２１の両端子間に発生する電位差は、基準電源ｅ２１の基準電圧Ｖｒ２よりも大きいため、電圧比較器４３はＨレベルの信号Ｓ２１を出力し、ＦＦ回路４４はＨレベルの切換信号Ｓ２２を出力するため、スイッチＳＷ１はオンする。オンしたスイッチＳＷ１は第２トランジスタＴ１２のベース電位をグランド電位にクランプするため、該トランジスタＴ１２はオフし、第２トランジスタＴ１２に電流が流れなくなる。
第２トランジスタＴ１２に電流が流れなくなった状態は、調整用抵抗ＲＴが脱落状態にあるときと同じであるため、監視回路３２は、第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によって決定される電流を第１トランジスタＴ１１、つまり第３トランジスタＴ１３に流す。従って、発振器２３は発振動作を継続し、第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値に応じて第８トランジスタＴ１８に流れる電流量で決まる周波数の発振信号を生成する。
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）発振器４０は、調整用抵抗ＲＴの両端子間が短絡している場合にスイッチＳＷ１をオンして第２トランジスタＴ１２のベースをグランドに接続することで、該調整用抵抗ＲＴに電流を供給する経路を遮断する。この構成によれば、調整用抵抗ＲＴが結露などにより短絡している場合に、該調整用抵抗ＲＴに電流を供給する経路を遮断することで、脱落状態と同様の状態にすることができるため、発振器４０は所定の電流量に対応する周期にて発振信号を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、調整用抵抗ＲＴに電流を供給する経路を遮断することで、短絡による消費電流の増加を抑制することができる。
（２）端子Ｐ３を端子ＰＧに接続した場合、監視回路３２は調整用抵抗ＲＴが短絡しているときと同様に動作し、発振器２３は監視回路３２の第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値に応じた電流量にて決定される周期にて発振信号を生成する。従って、予め設定された周期にて発振信号を生成すればよい場合には、調整用抵抗ＲＴを接続する端子Ｐ３をグランドに接続することで、ＤＣ−ＤＣコンバータを容易に使用することができる。
（第三実施形態）
以下、本発明を具体化した第三実施形態を図５に従って説明する。
尚、説明の便宜上、第一，第二実施形態と同じ構成部材については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
図５に示すように、発振器５０は、発振回路５１と充放電制御回路２５とを含み、発振回路５１は、第二実施形態のスイッチＳＷ１に変えて、スイッチＳＷ２と定電流源５２とを備えている。
スイッチＳＷ２は切り替えスイッチであり、固定端子と２つの切換端子とを有している。スイッチＳＷ２の固定端子は第１トランジスタＴ１１のドレインに接続され、第１切換端子は第２トランジスタＴ１２のコレクタに接続され、第２切換端子は定電流源５２に接続されている。スイッチＳＷ２は、ＦＦ回路４４の切換信号Ｓ２２に基づいて固定端子を第１切換端子又は第２切換端子に接続する。本実施形態において、スイッチＳＷ２は、Ｈレベルの切換信号Ｓ２２に応答して、第１トランジスタＴ１１と第２トランジスタＴ１２とを接続するように、固定端子を第１切換端子に接続する。また、スイッチＳＷ２は、Ｌレベルの切換信号Ｓ２２に応答して、第１トランジスタＴ１１と定電流源５２を接続するように、固定端子を第２切換端子に接続する。
従って、発振器５０は、端子Ｐ３とグランドとの間に調整用抵抗ＲＴが接続されている場合、スイッチＳＷ１によって第１トランジスタＴ１１と第２トランジスタＴ１２が接続され、調整用抵抗ＲＴに流れる電流量に応じた周波数の発振信号を生成する。
調整用抵抗ＲＴが脱落状態にある場合、端子Ｐ３が入力電圧Ｖｉｎを供給する端子ＰＶ（図１参照）と短絡した場合、監視回路３２は、第一実施形態と同様に動作する。つまり、監視回路３２は、第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値に応じた電流を第１トランジスタＴ１１及び第３トランジスタＴ１３に流し、発振器５０は、第３トランジスタＴ１３に流れる電流量で決まる周波数の発振信号を生成する。
調整用抵抗ＲＴの両端子間が短絡した場合、制御回路４２はＬレベルの制御信号Ｓ２１を出力し、スイッチＳＷ２は第１トランジスタＴ１１を定電流源５２に接続する。従って、第１トランジスタＴ１１及び第３トランジスタＴ１３には定電流源５２が流す電流（第２の電流量）と同量の電流が流れ、発振器５０は、該第３トランジスタＴ１３に流れる電流量で決まる周波数の発振信号を生成する。
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）発振器５０は、調整用抵抗ＲＴが脱落状態にある場合には監視回路３２の第１及び第２抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値に応じた電流量にて決定される周期にて発振信号を生成する。また、発振器５０は、調整用抵抗ＲＴの両端子間が短絡している場合にはスイッチＳＷ２を切り換えて定電流源５２の電流量に応じた周囲にて発振信号を生成する。従って、調整用抵抗ＲＴが結露などにより短絡している場合に、発振器５０は定電流源５２の電流量に対応する周期にて発振信号を生成し、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、脱落状態のときの電流量と短絡したときの電流量とを異なるように設定することで、調整用抵抗ＲＴの状態を発振信号の周期（周波数）により把握することが可能となる。
（第四実施形態）
以下、本発明を具体化した第四実施形態を図６に従って説明する。
尚、説明の便宜上、第一実施形態と同じ構成部材については同一の符号を付してその説明を一部省略する。
図６に示すように、発振器６０は、発振回路６１と充放電制御回路２５とを含み、発振回路６１は、第１トランジスタＴ１１と第２トランジスタＴ１２との間にスイッチＳＷ３が挿入接続されている。スイッチＳＷ３は切り替えスイッチであり、固定端子と３つの切換端子とを有している。スイッチＳＷ３の固定端子は第１トランジスタＴ１１のドレインに接続され、第１切換端子は第２トランジスタＴ１２のコレクタに接続され、第２切換端子は第１定電流源６３に接続され、第３切換端子は第２定電流源６４に接続されている。第１及び第２定電流源６３，６４は、それぞれ調整用抵抗ＲＴにより流れる第２トランジスタＴ１２のコレクタ電流Ｉ１と異なる量の電流Ｉａ，Ｉｂを流すように構成されている。
上記第１トランジスタＴ１１のゲートにはトランジスタＴ３１が接続されている。トランジスタＴ３１はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースは入力電圧Ｖｉｎが供給され、ドレインは抵抗Ｒ３１の一端に接続され、その抵抗Ｒ３１の他端はグランドに接続されている。また、トランジスタＴ３１のゲートは第１トランジスタＴ１１のゲートに接続されている。従って、第１トランジスタＴ１１及びトランジスタＴ３１はカレントミラー回路を構成する。本実施形態において、第１トランジスタＴ１１及びトランジスタＴ３１は同じ電気的特性を持つように、同じサイズにて形成されているため、トランジスタＴ３１には第１トランジスタＴ１１と同量の電流が流れる。
トランジスタＴ３１と抵抗Ｒ３１の間のノードＮ５はウインドコンパレータ６２に接続されている。ウインドコンパレータ６２は、２つのコンパレータと２つの基準電源とを含む、各基準電源の基準電圧は互いに異なる値に設定されている。各コンパレータは、それぞれに入力される基準電圧とノードＮ５の電圧とを比較し、該比較結果に基づく信号を出力する。この構成により、ウインドコンパレータ６２は、２ビットの制御信号Ｓ３１を生成する。
本実施形態において、各基準電圧をそれぞれ第１基準電圧、第２基準電圧とする。ウインドコンパレータ６２は、ノードＮ５の電圧が、第１基準電圧以下の場合、第１基準電圧と第２基準電圧との間の場合、第２基準電圧以上の場合、のそれぞれに応じた値の制御信号Ｓ３１を出力する。
第１及び第２基準電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータに外付けされる調整用抵抗ＲＴの状態に応じて設定されている。第１基準電圧は第２基準電圧よりも低く設定されている。第１基準電圧は、ノードＮ５の電圧が、調整用抵抗ＲＴが正常に接続されて電流Ｉ１が流れる場合のノードＮ５の電圧よりも低く、調整用抵抗ＲＴの両端子間が短絡している場合のノードＮ５の電圧よりも高く設定されている。第２基準電圧は、調整用抵抗ＲＴが正常に接続されて電流Ｉ１が流れる場合のノードＮ５の電圧よりも高く、調整用抵抗ＲＴが脱落状態にある場合のノードＮ５の電圧よりも低く設定されている。
そして、本実施形態において、ウインドコンパレータ６２は、ノードＮ５の電圧が、第１基準電圧以下の場合に値「０１」、第１基準電圧と第２基準電圧との間の場合に値「００」、第２基準電圧以上の場合に値「１０」の制御信号Ｓ３１を出力する。尚、制御信号Ｓ３１の値は２進数である。
スイッチＳＷ３は、制御信号Ｓ３１の値に応じて、固定端子を各切換端子に切換接続する。本実施形態において、スイッチＳＷ３は、値「００」の制御信号Ｓ３１に応答して固定端子を第１切換端子に接続し、値「１０」の制御信号Ｓ３１に応答して固定端子を第２切換端子に接続し、値「０１」の制御信号Ｓ３１に応答して固定端子を第３切換端子に接続する。
上記したように、制御信号Ｓ３１の値は、ノードＮ５の電圧と第１及び第２基準電圧との比較結果であり、調整用抵抗ＲＴの接続状態に対応している。従って、スイッチＳＷ３は、調整用抵抗ＲＴが正常に接続されている場合には、固定端子を第１切換端子に接続する。これにより、第１トランジスタＴ１１は第２トランジスタＴ１２と接続され、コンデンサＣＴは調整用抵抗ＲＴに流れる電流Ｉ１により充放電される。従って、発振器６０は、調整用抵抗ＲＴに流れる電流量、即ち調整用抵抗ＲＴの抵抗値で決まる周波数の発振信号を生成する。
また、スイッチＳＷ３は、調整用抵抗ＲＴが脱落状態にある場合には、固定端子を第２切換端子に接続する。これにより、第１トランジスタＴ１１は第１定電流源６３と接続され、コンデンサＣＴは第１定電流源６３に流れる電流Ｉａにより充電される。従って、発振器６０は、第１定電流源６３の電流Ｉａで決まる周波数の発振信号を生成する。
また、スイッチＳＷ３は、調整用抵抗ＲＴの両端子間が短絡している場合には、固定端子を第３切換端子に接続する。これにより、第１トランジスタＴ１１は第２定電流源６４と接続され、コンデンサＣＴは第２定電流源６４に流れる電流Ｉｂにより充電される。従って、発振器６０は、第２定電流源６４の電流Ｉｂで決まる周波数の発振信号を生成する。
以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）発振器６０のウインドコンパレータ６２は、調整用抵抗ＲＴに流れる電流量に応じた電圧が入力され、該電圧と第１及び第２基準電圧とを比較し、該比較結果に応じた制御信号Ｓ３１を生成する。スイッチＳＷ３は、制御信号Ｓ３１に応答して、固定端子を、調整用抵抗ＲＴが接続される第１切換端子と定電流源６３，６４がそれぞれ接続される第２及び第３切換端子とのうちの何れか１つに切換接続する。従って、発振器６０は、調整用抵抗ＲＴの接続状態が正常であれば該調整用抵抗ＲＴに流れる電流量に応じた周期にて発振信号を生成する。また、発振器６０は、調整用抵抗ＲＴが脱落状態にある場合には第２切換端子に接続された定電流源６３の電流Ｉａに応じた周期にて発振信号を生成する。また、発振器６０は、調整用抵抗ＲＴが短絡している場合には第３切換端子に接続された定電流源６４の電流Ｉｂに応じた周期にて発振信号を生成する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータを安定して動作させることができる。また、第２切換端子に接続された定電流源６３の電流Ｉａと第３切換端子に接続された定電流源６４の電流Ｉｂとが異なるように設定することで、調整用抵抗ＲＴの状態を発振信号の周期（周波数）により把握することが可能となる。
尚、上記各実施形態は、以下の態様で実施してもよい。
・上記各実施形態は、電圧制御による降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化したが、例えば、図７に示すように、電流制御による降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化しても良い。このＤＣ−ＤＣコンバータ７０は、制御回路７１、第１トランジスタＴ１、第２トランジスタＴ２、チョークコイルＬ１、平滑用コンデンサＣ１、電流検出用抵抗Ｒｓとから構成される。出力電圧Ｖout は、電流検出用抵抗Ｒｓを介して出力される。
制御回路７１の電圧増幅器７２には、電流検出用抵抗Ｒｓの両端子電圧を持つ帰還信号ＣＳ，ＦＢが入力される。電圧増幅器７２は電流検出用抵抗Ｒｓに流れる出力電流に基づいて電流検出用抵抗Ｒｓの両端子間に発生する電圧を増幅して比較器７３に出力する。制御回路７１の誤差増幅器２１は、帰還信号ＦＢの電圧つまり出力電圧Ｖout を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分割した電圧と、基準電源ｅ１の出力電圧との差電圧を増幅した誤差信号Ｓ１を生成する。誤差信号Ｓ１は比較器７３に供給される。
比較器７３は、電圧増幅器７２の出力電圧と、誤差増幅器２１の誤差信号Ｓ１の電圧とを比較し、電圧増幅器７２の出力電圧が誤差増幅器２１の誤差信号Ｓ１の電圧より高いときにＨレベルの出力信号をフリップフロップ回路（以下、ＦＦ回路）７４のリセット端子Ｒに出力する。また、電圧増幅器７２の出力電圧が誤差増幅器２１の誤差信号Ｓ１の電圧より低いときにはＬレベルの出力信号をリセット端子Ｒに出力する。
ＦＦ回路７４のセット端子Ｓには、発振器７５から一定周波数のパルス信号ＰＳが入力される。発振器７５は方形波発振器であり、上記各実施形態の発振器２３，４０，５０，６０と図示しない波形成型回路とを備えている。発振器７５には外付け素子として調整用抵抗ＲＴが接続され、該調整用抵抗ＲＴに流れる電流に応じた周期のパルス信号ＰＳを生成する。また、発振器７５は、調整用抵抗ＲＴの接続状態に応じて、回路内に設定された電流に応じた周期のパルス信号ＰＳを生成する。
ＦＦ回路７４はセット端子ＳにＨレベルの信号が入力されると、出力端子ＱからＨレベルの制御信号ＤＨを出力し、反転出力端子ＸＱからＬレベルの制御信号ＤＬを出力する。また、ＦＦ回路７４は、リセット端子ＲにＨレベルの信号が入力されると、出力端子ＱからＬレベルの制御信号ＤＨを出力し、反転出力端子ＸＱからＨレベルの制御信号ＤＬを出力する。制御信号ＤＨは第１トランジスタＴ１のゲートに供給され、制御信号ＤＬは第２トランジスタＴ２のゲートに供給される。
このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ７０においても、上記各実施形態と同様の作用・効果を得ることができる。
また、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに具体化しても良い。更に、負電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータに具体化してもよい。
・上記各実施形態において、制御回路１１に接続された出力用の第２トランジスタＴ２をダイオードにて実施しても良い。
上記各実施形態から把握できる技術的思想を以下に記載する。
（付記１）
入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するための制御回路を備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御回路は、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と前記出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期の前記発振信号を生成する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記２）
前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合に該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断する遮断手段を備えた、ことを特徴とする付記１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記３）
前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合には前記所定の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期にて前記発振信号を生成する、ことを特徴とする付記２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記４）
入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するための制御回路を備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記制御回路は、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と前記出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
前記発振器は、前記調整用抵抗が接続された端子を介して流れる第１の電流量に応じた電圧が入力され、該電圧と第１及び第２基準電圧とを比較し、該比較結果に応じた切換信号を生成するウインドコンパレータと、前記調整用抵抗が接続される第１切換端子と、定電流源がそれぞれ接続される第２及び第３切換端子と、前記第１〜第３切換端子のうちの何れか１つに切換接続される固定端子とを有し、前記切換信号に基づいて切換制御されるスイッチと、を備え、前記第１の電流量と前記第２及び第３切換端子にそれぞれ接続された定電流源により流れる電流量のうちの何れか１つに応じた周期の発振信号を生成することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記５）
前記発振器は、
前記調整用抵抗の抵抗値に応じた電流を流す定電流回路と、
前記定電流回路に流れる電流と同量の電流により充電されるコンデンサと、
前記コンデンサと並列接続され該コンデンサの充電電圧に基づいてオンオフ制御される放電用素子と、
を備えたことを特徴とする付記１〜４のうちの何れか一に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記６）
入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期にて発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と前記出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期の前記発振信号を生成する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記７）
前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合に該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断する遮断手段を備えた、ことを特徴とする付記６記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記８）
前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合には前記所定の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期にて前記発振信号を生成する、ことを特徴とする付記７記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。（８）
（付記９）
入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と前記出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量に応じた電圧が入力され、該電圧と第１及び第２基準電圧とを比較し、該比較結果に応じた切換信号を生成するウインドコンパレータと、前記調整用抵抗が接続される第１切換端子と、定電流源がそれぞれ接続される第２及び第３切換端子と、前記第１〜第３切換端子のうちの何れか１つに切換接続される固定端子とを有し、前記切換信号に基づいて切換制御されるスイッチと、を備え、前記第１の電流量と前記第２及び第３切換端子にそれぞれ接続された定電流源により流れる電流量のうちの何れか１つに応じた周期の発振信号を生成することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記１０）
前記発振器は、
前記調整用抵抗の抵抗値に応じた電流を流す定電流回路と、
前記定電流回路に流れる電流と同量の電流により充電されるコンデンサと、
前記コンデンサと並列接続され該コンデンサの充電電圧に基づいてオンオフ制御される放電用素子と、
を備えたことを特徴とする付記６〜９のうちの何れか一に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記１１）
入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と前記出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電電流量に対応する周期の前記発振信号を生成する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記１２）
前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合に該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断する、ことを特徴とする付記１１記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記１３）
前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合には前記所定の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期にて前記発振信号を生成する、ことを特徴とする付記１２記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記１４）
入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と前記出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量に応じた電圧が入力され、該電圧と第１及び第２基準電圧とを比較し、該比較結果に応じた切換信号を生成し、該切換信号により、スイッチの固定端子を、前記調整用抵抗が接続される第１切換端子と、定電流源がそれぞれ接続される第２及び第３切換端子とのうちの何れか１つに切換接続し、前記第１の電流量と前記第２及び第３切換端子にそれぞれ接続された定電流源により流れる電流量のうちの何れか１つに応じた周期の発振信号を生成する、ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記１５）
前記発振器は、外付けされる抵抗の抵抗値に応じた電流をコンデンサに供給し、該コンデンサの充電電圧に基づいて該コンデンサに並列接続された放電用素子をオンオフ制御して前記抵抗に流れる電流に応じた周期の発振信号を生成する、ことを特徴とする付記１１〜１４のうちの何れか一に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
ＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。 第一実施形態の発振器の回路図である。 第二実施形態の発振器の回路図である。 第三実施形態の発振器の回路図である。 第四実施形態の発振器の回路図である。 別のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図である。
符号の説明
１１，２１，２５，４２，７１ 制御回路
２３，４０，５０，６０，７５ 発振器
３２ 監視回路
５２，６３，６４…定電流源
６２…ウインドコンパレータ
ＣＴ コンデンサ
ＤＨ，ＤＬ 制御信号
Ｐ３ 端子
ＲＴ 調整用抵抗
ＳＳ 発振信号
Ｔ１ 第１トランジスタ（スイッチング用のトランジスタ）
Ｖｃ 充電電圧
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３ スイッチ
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧

Claims (10)

  1. 入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するための制御回路を備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記制御回路は、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
    前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期の前記発振信号を生成する、
    ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合に該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断する遮断手段を備えた、ことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合には前記所定の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期にて前記発振信号を生成する、ことを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するための制御回路を備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記制御回路は、調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
    前記発振器は、前記調整用抵抗が接続された端子を介して流れる第１の電流量に応じた電圧が入力され、該電圧と第１及び第２基準電圧とを比較し、該比較結果に応じた切換信号を生成するウインドコンパレータと、前記調整用抵抗が接続される第１切換端子と、定電流源がそれぞれ接続される第２及び第３切換端子と、前記第１〜第３切換端子のうちの何れか１つに切換接続される固定端子とを有し、前記切換信号に基づいて切換制御されるスイッチと、を備え、前記第１の電流量と前記第２及び第３切換端子にそれぞれ接続された定電流源により流れる電流量のうちの何れか１つに応じた周期の発振信号を生成することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 前記発振器は、
    前記調整用抵抗の抵抗値に応じた電流を流す定電流回路と、
    前記定電流回路に流れる電流と同量の電流により充電されるコンデンサと、
    前記コンデンサと並列接続され該コンデンサの充電電圧に基づいてオンオフ制御される放電用素子と、
    を備えたことを特徴とする請求項１〜４のうちの何れか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  6. 入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
    調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期にて発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
    前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期の前記発振信号を生成する、
    ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
  7. 前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合に該調整用抵抗に電流を供給する経路を遮断する遮断手段を備えた、ことを特徴とする請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
  8. 前記発振器は、前記第１の電流量が所定量よりも大きい場合には前記所定の電流量と異なる第２の電流量に対応する周期にて前記発振信号を生成する、ことを特徴とする請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
  9. 入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
    調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
    前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量に応じた電圧が入力され、該電圧と第１及び第２基準電圧とを比較し、該比較結果に応じた切換信号を生成するウインドコンパレータと、前記調整用抵抗が接続される第１切換端子と、定電流源がそれぞれ接続される第２及び第３切換端子と、前記第１〜第３切換端子のうちの何れか１つに切換接続される固定端子とを有し、前記切換信号に基づいて切換制御されるスイッチと、を備え、前記第１の電流量と前記第２及び第３切換端子にそれぞれ接続された定電流源により流れる電流量のうちの何れか１つに応じた周期の発振信号を生成することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
  10. 入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を生成するスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
    調整用抵抗が外付けされる端子を介して流れる第１の電流量に応じた周期の発振信号を生成する発振器を備え、前記発振信号と出力電流又は出力電圧とに基づいてスイッチング用のトランジスタをオンオフ制御する制御信号を生成し、
    前記発振器は、前記調整用抵抗が接続される端子を介して流れる第１の電流量を監視し、該監視結果に基づいて前記第１の電流量と異なる第２の電電流量に対応する周期の前記発振信号を生成する、
    ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
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