KR100955017B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터, ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 회로 및 ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 방법 - Google Patents

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요시히로 나가야
게이타 세키네
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후지쯔 마이크로일렉트로닉스 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명은 외부 부착 부품에 의해 스위칭용 트랜지스터를 온/오프가 되는 주기를 변경 가능하고, 상기 외부 부착 부품에서의 불량에 의한 오동작을 방지할 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
제어 회로는 조정용 저항(RT)이 접속되는 단자(P3)를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기(23)를 포함하고, 발진 신호와 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성한다. 발진기(23)는 조정용 저항(RT)이 접속되는 단자(P3)를 통해 흐르는 전류를 감시하는 감시 회로(32)를 포함하고, 발진기(23)는 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류에 기초하여 조정용 저항(RT)이 탈락 상태에 있는 경우에 제2 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성한다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터, ＤＣ-ＤＣ 컨버터의 제어 회로 및 ＤＣ-ＤＣ 컨버터의 제어 방법{DO-DC CONVERTER, CONTROL CIRCUIT FOR DC-DC CONVERTER, AND CONTROL METHOD FOR DC-DC CONVERTER}
도 1은 DC-DC 컨버터의 블록 회로도.
도 2는 DC-DC 컨버터의 동작 파형도.
도 3은 제1 실시형태의 발진기의 회로도.
도 4는 제2 실시형태의 발진기의 회로도.
도 5는 제3 실시형태의 발진기의 회로도.
도 6은 제4 실시형태의 발진기의 회로도.
도 7은 별도의 DC-DC 컨버터의 블록 회로도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
11, 21, 25, 42, 71 : 제어 회로
23, 40, 50, 60, 75 : 발진기
32 : 감시 회로
52, 63, 64 : 정전류원
62 : 윈도우 비교기
CT : 콘덴서
DH, DL : 제어 신호
P3 : 단자
RT : 조정용 저항
SS : 발진 신호
T1 : 제1 트랜지스터(스위칭용 트랜지스터)
Vc : 충전 전압
SW1, SW2, SW3 : 스위치
Vin : 입력 전압
Vout : 출력 전압
본 발명은 DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 관한 것이다.
노트북 컴퓨터나 게임기기 등의 휴대형 전자기기에는, 복수의 반도체 집적 회로 장치가 조립되어 있고, 반도체 집적 회로 장치에 공급하는 동작 전원을 배터리로부터 공급하고 있다. 배터리의 출력 전압은 방전에 따라 저하하므로, 동작 전원 전압을 일정하게 유지하기 위해, DC-DC 컨버터를 포함하고 있다. DC-DC 컨버터는 IC화된 제어 회로와, 그 제어 회로에 외부 접속된 출력용 트랜지스터 등의 구성 부품으로 구성되어 있다. 그리고, 전자기기에 대한 충격 등에 의해 구성 부품이 결 락하면 DC-DC 컨버터가 오동작하므로, 그와 같은 오동작을 방지하는 것이 요구되고 있다.
종래로부터, 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터는 제어 회로에 설치된 발진기의 발진 신호에 기초하여 입력 전압이 인가되는 제1 트랜지스터와, 상기 제1 트랜지스터에 접속된 제2 트랜지스터를 교대로 온/오프시켜 양 트랜지스터 사이의 접속점으로부터 상기 접속점에 접속된 초크 코일을 통해 전압을 출력하도록 구성되어 있다. 발진기는 삼각파 형상의 발진 신호를 생성하며, 제어 회로는 출력 전압에 대응하는 전압과 발진 신호를 비교하여 양 트랜지스터를 온/오프 제어하는 펄스 신호를 생성한다. 따라서, DC-DC 컨버터는 출력 전압에 따라 양 트랜지스터를 온/오프시키는 펄스 신호의 듀티비를 변경함으로써, 출력 전압을 안정화시키도록 하고 있다.
스위칭 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 제1 및 제2 트랜지스터나 초크 코일 등은 외부 부착 부품으로서 IC화된 제어 회로에 접속되어 있으므로, 외부 부착 부품의 실장 불량이나 상기 외부 부착 부품으로 구성되는 출력 회로가 단락된 경우에 승압 부족이라고 판단하여 출력 전압을 높게 하는 방향으로 동작한다. 이 결과, 이상한 고전압이 출력되거나, 과대 전류가 흐르는 경우가 있다. 이러한 이상상태에 대응하기 위해, 출력 전압을 감시하여 고장 발생에 따라 트랜지스터를 스위칭하는 신호의 공급을 정지함으로써 출력 전압의 이상한 상승을 억제하는 전원 회로가 있다(예컨대, 특허 문헌 1 참조).
상기의 DC-DC 컨버터에 있어서, 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터가 온/오프가 되는 주기는 발진 신호의 주파수에 대응하고 있다. 그리고, 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 온/오프시키는 주기는 출력 전압이나 DC-DC 컨버터의 용도 등에 의해 상이한 경우가 있다. 이 때문에, 제어 회로는 발진 신호의 주파수를 임의로 변경 가능하게 구성되어 있다. 상술하면, IC화된 제어 회로에는 외부 부착 부품으로서 저항이 접속되며, 발진기는 이 저항에 흐르는 전류에 따라 내장 콘덴서를 충방전한다. 이 콘덴서에 대한 충방전 시간에 의해 발진 신호의 주파수가 결정된다. 따라서, 제어 회로에 외부 부착되는 저항의 저항값을 변경함으로써, 발진 신호의 주파수를 변경할 수 있다.
[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 2005-117784호 공보(단락 [0036]-[0038], 도 1)
그런데, 복수의 반도체 집적 회로 장치 및 이들의 전원으로서 DC-DC 컨버터가 조립된 휴대형 전자기기는 외출중의 사용을 상정하고 있으므로, 상기 장치의 사용 중에 잘못 낙하시키는 경우가 있다. 혹은, 추운 환경에서 따뜻한 환경으로의 이동에 의해 결로가 생기는 경우가 있다.
상기의 발진 주파수의 가변 가능한 DC-DC 컨버터의 경우, 장치의 낙하 등의 충격에 의해, 발진 주파수를 변경하기 위한 저항이 탈락하는 경우가 있다. 또한, 결로에 의해, 저항에 접속되는 단자가 전원의 단자와 단락하는 경우가 있다. 이와 같이, 발진 주파수를 결정하는 저항에서의 불량이 발생하면, 콘덴서에 대한 충전이 정지하여 발진기의 발진도 정지한다. 그 결과, 발진 신호와 출력 전압에 따른 전압의 비교 결과가 일정하지 않게 되어, DC-DC 컨버터의 동작이 불안정해 질 우려가 있었다. 또한, 입력 전압이 인가되는 제1 트랜지스터의 온상태가 계속된다고 하는 오동작을 초래할 우려가 있었다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로, 그 목적은 외부 부착 부품에 의해 스위칭용 트랜지스터를 온/오프시키는 주기를 변경 가능하고, 상기 외부 부착 부품에서의 불량에 의한 오동작을 방지할 수 있는 DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법을 제공하는 것에 있다.
상기 목적을 달성하기 위해, 청구항 1에 기재한 발명은 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하기 위한 제어 회로를 포함한 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 제어 회로는 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며, 상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량을 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기의 상기 발진 신호를 생성하는 것이다.
이 구성에 따르면, 탈락 상태로서, 조정용 저항이 단자로부터 탈락되어 있거나, 조정용 저항이 접속되는 단자가 제어 회로의 전원 전압을 공급하는 단자와 단락되어 있거나, 또는 조정용 저항의 양 단자 사이가 고저항이 되도록 단락된 경우, 이 조정용 저항이 접속된 단자를 통해 흐르는 전류량은 제로이거나 또는 매우 적어 진다. 이러한 경우, 발진기는 제2 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하므로, DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 스위칭용 트랜지스터의 온상태가 계속되는 것이 방지된다.
청구항 2에 기재한 발명은, 상기 발진기는, 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단하는 차단 수단을 포함하는 것이다.
이 구성에 따르면, 조정용 저항이 결로 등에 의해 단락되어 있는 경우에 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단함으로써, 탈락 상태와 동일한 상태로 할 수 있으므로, 발진기는 제2 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하여 DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 스위칭용 트랜지스터의 온상태가 계속되는 것이 방지된다.
청구항 3에 기재한 발명은, 상기 발진기는, 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 소정의 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기에서 상기 발진 신호를 생성하는 것이다.
이 구성에 따르면, 조정용 저항이 결로 등에 의해 단락되어 있는 경우에, 발진기는 제2 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하여 DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 탈락 상태일 때의 전류량과 단락했을 때의 전류량이 상이하므로, 조정용 저항의 상태를 발진 신호의 주기(주파수)에 의해 파악하는 것이 가능해진다.
청구항 4에 기재한 발명은 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압 을 생성하기 위한 제어 회로를 포함한 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 제어 회로는 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하여 상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속된 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 전압이 입력되고, 상기 전압과 제1 및 제2 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 전환 신호를 생성하는 윈도우 비교기와, 상기 조정용 저항이 접속되는 제1 전환 단자와, 정전류원이 각각 접속되는 제2 및 제3 전환 단자와, 상기 제1∼제3 전환 단자 중 어느 하나에 전환 접속되는 고정 단자를 가지며, 상기 전환 신호에 기초하여 전환 제어되는 스위치를 포함하며, 상기 제1 전류량과 상기 제2 및 제3 전환 단자에 각각 접속된 정전류원에 의해 흐르는 전류량 중 어느 하나에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 것이다.
이 구성에 따르면, 발진기는 조정용 저항의 접속 상태가 정상이면 상기 조정용 저항에 흐르는 제1 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 또한, 발진기는 조정용 저항이 탈락 상태에 있는 경우에 제2 전환 단자에 접속된 정전류원의 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 또한, 발진기는 조정용 저항이 단락되어 있는 경우에 제3 전환 단자에 접속된 정전류원의 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 따라서, DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 스위칭용 트랜지스터의 온상태가 계속되는 것이 방지된다. 또한, 제2 전환 단자에 접속된 정전류원의 전류량과 제3 전환 단자에 접속된 정전류원의 전류량이 상이하도록 설 정함으로써, 조정용 저항의 상태를 발진 신호의 주기(주파수)에 의해 파악하는 것이 가능해진다.
청구항 5에 기재한 발명은, 상기 발진기는, 상기 조정용 저항의 저항값에 따른 전류가 흐르는 정전류 회로와, 상기 정전류 회로에 흐르는 전류와 동일한 양의 전류에 의해 충전되는 콘덴서와, 상기 콘덴서와 병렬 접속되어 상기 콘덴서의 충전 전압에 기초하여 온/오프 제어되는 방전용 소자를 포함하는 것이다.
이 구성에 따르면, 발진기는 콘덴서에 대한 충전 전류, 방전 전류에 따른 주기의 발진 신호를 생성하기 위해, 콘덴서에 공급하는 전류량을 제어함으로써, 발진 신호의 주기(주파수)를 용이하게 변경하는 것이 가능해진다.
청구항 6에 기재한 발명은, 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서, 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며, 상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량을 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기의 상기 발진 신호를 생성하는 것이다.
이 구성에 따르면, 발진기는 조정용 저항이 탈락 상태에 있는 경우에, 제2 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하므로, DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 스위칭용 트랜지스터의 온상태가 계속되는 것이 방지된다.
청구항 7에 기재한 발명은, 상기 발진기는, 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단하는 차단 수단을 포함하는 것이다.
이 구성에 따르면, 조정용 저항이 결로 등에 의해 단락되어 있는 경우에, 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단함으로써, 탈락 상태와 동일한 상태로 할 수 있으므로, 발진기는 소정의 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하여 DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 스위칭용 트랜지스터의 온상태가 계속되는 것이 방지된다.
청구항 8에 기재한 발명은, 상기 발진기는, 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 소정의 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기에서 상기 발진 신호를 생성하는 것이다.
이 구성에 따르면, 조정용 저항이 결로 등에 의해 단락되어 있는 경우에, 발진기는 제2 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하여 DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 탈락 상태일 때의 전류량과 단락했을 때의 전류량이 상이하므로, 조정용 저항의 상태를 발진 신호의 주기(주파수)에 의해 파악하는 것이 가능해진다.
청구항 9에 기재한 발명은 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서, 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위 칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하고, 상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 전압이 입력되고, 상기 전압과 제1 및 제2 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 전환 신호를 생성하는 윈도우 비교기와, 상기 조정용 저항이 접속되는 제1 전환 단자와, 정전류원이 각각 접속되는 제2 및 제3 전환 단자와, 상기 제1∼제3 전환 단자 중 어느 하나로 전환 접속되는 고정 단자를 가지며, 상기 전환 신호에 기초하여 전환 제어되는 스위치를 포함하고, 상기 제1 전류량과 상기 제2 및 제3 전환 단자에 각각 접속된 정전류원에 의해 흐르는 전류량 중 어느 하나에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 것이다.
이 구성에 따르면, 발진기는 조정용 저항의 접속 상태가 정상이면 상기 조정용 저항에 흐르는 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 또한, 발진기는 조정용 저항이 탈락 상태에 있는 경우에 제2 전환 단자에 접속된 정전류원의 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 또한, 발진기는 조정용 저항이 단락되어 있는 경우에 제3 전환 단자에 접속된 정전류원의 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 따라서, DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 제1 트랜지스터 또는 제2 트랜지스터의 온상태가 계속되는 것이 방지된다. 또한, 제2 전환 단자에 접속된 정전류원의 전류량과 제3 전환 단자에 접속된 정전류원의 전류량이 상이하도록 설정함으로써, 조정용 저항의 상태를 발진 신호의 주기(주파수)에 의해 파악하는 것이 가능해진다.
청구항 10에 기재한 발명은 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전 압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서, 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하고, 상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량을 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기의 상기 발진 신호를 생성하도록 했다.
이 구성에 따르면, 발진기는 조정용 저항이 탈락 상태에 있는 경우에, 소정의 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하므로, DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 스위칭용 트랜지스터의 온상태가 계속되는 것이 방지된다.
[실시형태]
(제1 실시형태)
이하, 본 발명을 구체화한 제1 실시형태를 도 1∼도 3에 따라 설명한다.
도 1에 나타내는 DC-DC 컨버터(10)는 전압 제어형 DC-DC 컨버터이며, 제어 회로(11)와, 메인 스위칭용 트랜지스터로서의 제1 트랜지스터(T1), 동기정류용 트랜지스터로서의 제2 트랜지스터(T2), 초크 코일(L1), 평활용 콘덴서(C1), 주파수를 조정하기 위한 조정용 저항(RT)을 포함하는 외부 부착 부품으로 구성되어 있다.
제어 회로(11)는 하나의 반도체칩(IC)으로 형성되며, 단자(P1, P2)에 각각 제1 및 제2 트랜지스터(T1, T2)가 접속되고, 단자(P3)에 조정용 저항(RT)이 접속되 어 있다. 제어 회로(11)는 단자(P1)로부터 제1 트랜지스터(T1)의 게이트에 제어 신호(DH)를 공급하며 단자(P2)로부터 제2 트랜지스터(T2)의 게이트에 제어 신호(DL)를 공급한다. 제1 트랜지스터(T1)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, 드레인에 입력 전압(Vin)이 공급되고, 소스가 제2 트랜지스터(T2)에 접속되어 있다. 제2 트랜지스터(T2)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, 드레인이 제1 트랜지스터(T1)에 접속되고, 소스가 저전위 전원(본 실시형태에서는 그라운드)에 접속되어 있다. 제1 트랜지스터(T1)는 제어 신호(DH)에 응답하여 온/오프가 되고, 제2 트랜지스터(T2)는 제어 신호(DL)에 응답하여 온/오프가 된다.
제1 트랜지스터(T1)와 제2 트랜지스터(T2) 사이의 접속점은 초크 코일(L1)의 제1 단자에 접속되며, 상기 초크 코일(L1)의 제2 단자로부터 출력 전압(Vout)이 출력된다.
초크 코일(L1)의 제2 단자에는 출력 전압(Vout)을 평활화하는 평활용 콘덴서(C1)의 제1 단자가 접속되고, 콘덴서(C1)의 제2 단자는 그라운드에 접속되어 있다. 초크 코일(L1)의 제2 단자에 있어서의 전압, 즉 출력 전압(Vout)은 귀환 신호(FB)로서 제어 회로(11)의 입력측에 귀환된다.
제어 회로(11)에는 전원 단자(PV)에 입력 전압(Vin)이 전원 전압으로서 공급되며, 전원 단자(PG)는 그라운드에 접속되어 있다. 제어 회로(11)를 구성하는 각 회로는 입력 전압(Vin)에 의해 동작하도록 구성되어 있다.
제어 회로(11)는 오차 증폭기(21), PWM 비교기(22), 발진기(23), 저항(R1, R2), 기준 전원(e1)을 포함하고 있다.
귀환 신호(FB)는 제1 저항(R1)의 제1 단자에 공급되며, 제1 저항(R1)의 제2 단자는 저항(R2)의 제1 단자에 접속되고, 제2 저항(R2)의 제2 단자는 그라운드에 접속되어 있다. 제1 저항(R1) 및 제2 저항(R2)은 분압 회로를 구성하며, 귀환 신호(FB)를 분압한 비교 전압(V1)을 생성한다. 그 비교 전압(V1)은 오차 증폭기(21)에 입력된다.
오차 증폭기(21)는 반전 입력 단자와 비반전 입력 단자를 포함하고, 반전 입력 단자에 비교 전압(V1), 즉 출력 전압(Vout)의 분압 전압이 입력되고, 비반전 입력 단자에는 기준 전원(e1)의 기준 전압(Vr1)이 입력된다. 오차 증폭기(21)는 기준 전압(Vr1)과 비교 전압(V1)[출력 전압(Vout)의 분압 전압]의 비교 결과에 따라, 기준 전압(Vr1)과 비교 전압(V1)의 차전압을 증폭한 오차 신호(S1)를 출력한다. 본 실시형태에 있어서, 오차 신호(S1)는 반전 입력 단자에 입력되는 비교 전압(V1)이 비반전 입력 단자에 입력되는 기준 전압(Vr1)보다 낮게 되면 그 차전압에 따라 상승하며, 비교 전압(V1)이 기준 전압(Vr1)보다 높게 되면 그 차전압에 따라 하강한다.
오차 신호(S1)는 PWM 비교기(22)로 공급된다. PWM 비교기(22)는 비반전 입력 단자와 반전 입력 단자를 가지며, 비반전 입력 단자에는 오차 증폭기(21)의 오차 신호(S1)가 입력되고, 반전 입력 단자에는 발진기(23)의 발진 신호(SS)가 입력된다. 발진기(23)는 삼각파 발진기로서 조정용 저항(RT)의 일단에 접속되고, 상기 조정용 저항(RT)의 타단은 그라운드에 접속되어 있다. 발진기(23)는 단자(P3)로부터 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류치에 따른 주파수를 갖는 삼각파 형상의 발진 신 호(SS)를 생성한다.
PWM 비교기(22)는 오차 증폭기(21)의 오차 신호(S1)와 발진기(23)의 발진 신호(SS)를 비교하여 그 비교 결과에 따라 상보적인 제어 신호(DH, DL)를 출력한다. 자세하게는, PWM 비교기(22)는 오차 신호(S1)의 전압이 발진 신호(SS)의 전압보다 높을 때에 H 레벨의 제어 신호(DH)와 L 레벨의 제어 신호(DL)를 출력하며, 오차 신호(S1)의 전압이 발진 신호(SS)의 전압보다 낮을 때에 L 레벨의 제어 신호(DH)와 H 레벨의 제어 신호(DL)를 출력한다.
제어 신호(DH)는 제1 트랜지스터(T1)에 공급되며, 상기 제1 트랜지스터(T1)는 제어 신호(DH)에 응답하여 온/오프시킨다. 또한, 제어 신호(DL)는 제2 트랜지스터(T2)에 공급되며, 상기 제2 트랜지스터(T2)는 제어 신호(DL)에 응답하여 온/오프시킨다. 따라서, 제1 트랜지스터(T1)의 온 시에 제2 트랜지스터(T2)가 오프가 되며, 제1 트랜지스터(T1)의 오프 시에 제2 트랜지스터(T2)가 온 된다.
제1 트랜지스터(T1)가 온이 되면 초크 코일(L1)을 통해 부하에 흐르는 전류가 증대하여 비교 전압(V1)의 레벨이 상승한다. 또한, 초크 코일(L1)에 전류가 흐름으로써 에너지가 축적된다. 그리고, 오차 신호(S1)의 레벨이 발진 신호(SS)보다 낮게 되면 제1 트랜지스터(T1)가 오프가 되며, 제2 트랜지스터(T2)가 온이 되어, 초크 코일(L1)에 축적된 에너지가 방출된다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 상기와 같은 제1 및 제2 트랜지스터(T1, T2)의 온 오프 동작 시에, 출력 전압(Vout)이 낮게 되면, 그 출력 전압(Vout)을 분압한 비교 전압(V1)과 기준 전압(Vr1)의 비교 결과에 의해 오차 신호(S1)의 레벨이 높게 되 며, 제어 신호(DH)의 펄스 폭이 넓게 되어, 제1 트랜지스터(T1)의 온 시간이 길게 된다. 또한, 출력 전압(Vout)이 높게 되면 그 출력 전압(Vout)을 분압한 비교 전압(V1)과 기준 전압(Vr1)의 비교 결과에 의해 오차 신호(S1)의 레벨이 낮게 되어 제어 신호(DL)의 펄스 폭이 좁게 되고, 제1 트랜지스터(T1)의 온 시간이 줄어든다. 이러한 동작의 반복에 의해, 출력 전압(Vout)의 고저에 기초하여 제1 트랜지스터(T1)의 온 시간이 제어되어 출력 전압(Vont)이 일정하게 제어된다.
다음으로, 발진기(23)를 상세하게 설명한다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 발진기(23)는 발진 회로(24)와 충방전 제어 회로(25)를 포함한다. 발진 회로(24)에 있어서, 입력 전압(Vin)은 제1 트랜지스터(T11)에 공급된다. 제1 트랜지스터(T11)는 P 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스에 입력 전압(Vin)이 공급되고, 드레인은 제2 트랜지스터(T12)에 접속되어 있다. 또한, 제1 트랜지스터(T11)의 게이트는 상기 트랜지스터(T11)의 드레인에 접속, 즉, 다이오드 접속되어 있다.
제2 트랜지스터(T12)는 NPN 트랜지스터이며, 콜렉터는 제1 트랜지스터(T11)에 접속되고, 에미터는 단자(P3)를 통해 조정용 저항(RT)에 접속되며, 베이스는 전압 증폭기(31)에 접속되어 있다. 전압 증폭기(31)는 반전 입력 단자와 비반전 입력 단자를 각각 하나 가지며, 반전 입력 단자는 제2 트랜지스터(T12)의 에미터에 접속되고, 비반전 입력 단자는 기준 전원(e11)에 접속되며, 출력 단자는 제2 트랜지스터(T12)의 베이스에 접속되어 있다.
제1 트랜지스터(T11)의 게이트는 제3 트랜지스터(T13)의 게이트에 접속되어 있다. 제3 트랜지스터(T13)는 P 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스는 입력 전압(Vin)이 공급되고, 드레인은 콘덴서(CT)에 접속되어 있다. 따라서, 제1 트랜지스터(T11) 및 제3 트랜지스터(T13)는 전류 미러 회로를 구성한다. 본 실시형태에 있어서, 제1 및 제3 트랜지스터(T11, T13)는 동일한 전기적 특성을 갖도록, 동일한 사이즈로 형성되어 있으므로 제3 트랜지스터(T13)에는 제1 트랜지스터(T11)와 동일한 양의 전류가 흐른다.
콘덴서(CT)는 충전용 콘덴서이며, 제1 단자는 제3 트랜지스터(T13)에 접속되고, 제2 단자는 그라운드에 접속되어 있다. 콘덴서(CT)에는 방전용 소자로서의 제4 트랜지스터(T14)가 병렬로 접속되어 있다. 제4 트랜지스터(T14)는 본 실시형태에서는 P 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스는 콘덴서(CT)의 제1 단자에 접속되고, 드레인은 그라운드 즉 콘덴서(CT)의 제2 단자에 접속되어 있다.
콘덴서(CT)의 제1 단자와 제4 트랜지스터(T14)의 게이트는 충방전 제어 회로(25)에 접속되어 있다. 충방전 제어 회로(25)는 콘덴서(CT)의 충전 전압을 감시하여 제4 트랜지스터(T14)를 제어한다. 상술하면, 콘덴서(CT)는 제4 트랜지스터(T14)가 오프함으로써 제3 트랜지스터(T13)에 흐르는 전류에 의해 충전되어 제1 단자의 전압 즉 충전 전압은 상승한다. 그리고, 제4 트랜지스터(T14)가 온이 되면, 콘덴서(CT)에서 그라운드를 향해 방전 전류가 흘러 제1 단자의 전압은 하강한다.
충방전 제어 회로(25)는 콘덴서(CT)의 충전 전압, 즉 제1 단자에 있어서의 전압(충전 전압)을 감시하여 상기 충전 전압이 제1 소정 전압으로까지 상승하면 제4 트랜지스터(T14)를 온시키며, 충전 전압이 제2 소정 전압까지 저하하면 제4 트랜 지스터(T14)를 오프시킨다. 따라서, 제4 트랜지스터(T14)의 온/오프를 반복함으로써 콘덴서(CT)의 제1 단자에 있어서의 전압의 변화가 거의 삼각형상이 되고, 파형이 거의 삼각파 형상인 발진 신호(SS)가 생성된다. 그리고, 제4 트랜지스터(T14)는 온/오프가 되는 주기가 발진 신호(SS)의 주기이며, 그 주기의 역수가 주파수이다.
제4 트랜지스터(T14)가 온/오프가 되는 주기는 콘덴서(CT)의 제1 단자에 있어서의 전압의 변화, 즉, 콘덴서(CT)에 대한 충방전량에 의해 결정된다. 따라서, 콘덴서(CT)에 공급하는 전류량, 즉 제3 트랜지스터(T13)에 흐르는 전류량에 따른 주기의 발진 신호(SS)가 생성된다.
또한, 발진 회로(24)는 감시 회로(32)를 포함하고 있다.
감시 회로(32)는 제5∼제8 트랜지스터(T15∼T18)와 제1 및 제2 저항(R11, R 12)을 포함하고 있다.
제5 트랜지스터(T15)는 P 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스는 입력 전압(Vin)이 공급되고, 드레인은 제6 트랜지스터(T16)에 접속되며, 게이트는 제1 트랜지스터(T11)의 게이트에 접속되어 있다. 따라서, 제1 트랜지스터(T11) 및 제5 트랜지스터(T15)는 전류 미러 회로를 구성한다. 그리고, 본 실시형태에 있어서, 제1 및 제5 트랜지스터(T11, T15)는 동일한 전기적 특성을 갖도록, 동일한 사이즈로 형성되어 있으므로, 제5 트랜지스터(T15)에는 제1 트랜지스터(T11)와 동일한 양의 전류가 흐른다. 상기한 바와 같이, 제1 및 제3 트랜지스터(T11, T13)은 전류 미러 회로를 구성하며, 제3 트랜지스터(T13)에는 제1 트랜지스터(T11)와 동일한 양의 전류가 흐른다. 따라서, 제3 트랜지스터(T13)와 제5 트랜지스터(T15)에 흐르는 전류량도 동일 해진다.
상기 제6 트랜지스터(T16)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스는 그라운드에 접속되고, 드레인은 제5 트랜지스터(T15)에 접속되며, 게이트는 상기 트랜지스터(T16)의 드레인과 제7 트랜지스터(T17)에 접속되어 있다. 제7 트랜지스터(T17)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스는 그라운드에 접속되고, 드레인은 제1 저항(R1l)에 접속되며, 게이트는 제6 트랜지스터(T16)의 게이트에 접속되어 있다. 따라서, 제6 트랜지스터(T16) 및 제7 트랜지스터(T17)는 전류 미러 회로를 구성한다. 그리고, 본 실시형태에 있어서, 제6 및 제7 트랜지스터(T16, T17)는 동일한 전기적 특성을 갖도록, 동일한 사이즈로 형성되어 있으므로, 제7 트랜지스터(T17)에는 제6 트랜지스터(T16)와 동일한 양의 전류가 흐른다.
제1 저항(R11)의 일단은 제7 트랜지스터(T17)에 접속되고, 제1 저항(R11)의 타단은 입력 전압(Vin)이 공급되어 있다. 제1 저항(R11)과 제7 트랜지스터(T17) 사이의 노드(N2)에는 제8 트랜지스터(T18)가 접속되어 있다. 제8 트랜지스터(T18)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, 게이트는 노드(N2)에 접속되고, 소스는 제2 저항(R12)의 일단에 접속되며, 그 제2 저항(R12)의 타단은 그라운드에 접속되어 있다. 또한, 제8 트랜지스터(T18)의 드레인은 노드(N1)에 접속되어 있다.
다음으로, 발진기(23)의 동작을 설명한다.
전압 증폭기(31)는 기준 전원(e11)의 기준 전압(Vr11)과 조정용 저항(RT)이 접속된 단자(P3)에 있어서의 전압의 차를 증폭하여 제2 트랜지스터(T12)의 베이스로 출력한다. 단자(P3)에 있어서의 전압은 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류에 의존 한다. 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류(I1)가 적어 단자(P3)에 있어서의 전압이 기준 전압(Vr11)보다 낮을 때 전압 증폭기(31)의 출력 전압은 상승하여 제2 트랜지스터(T12)의 베이스 전류를 증가시킨다. 제2 트랜지스터(T12)의 베이스 전류가 증가하면 제2 트랜지스터(T12)의 에미터 전류도 증가하여 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류(I1)가 증가한다.
조정용 저항(RT)에 흐르는 전류(I1)가 조금 커서 단자(P3)에 있어서의 전압이 기준 전압(Vr11)보다 높을 때 전압 증폭기(31)의 출력 전압은 감소하며 제2 트랜지스터(T12)의 베이스 전류를 감소시킨다. 제2 트랜지스터(T12)의 베이스 전류가 감소하면 제2 트랜지스터(T12)의 에미터 전류도 감소하여 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류(I1)가 감소한다.
따라서, 전압 증폭기(31)는 기준 전압(Vr11)과 조정용 저항(RT)이 접속된 단자(P3)에 있어서의 전압을 일치시키도록 제2 트랜지스터(T12)의 베이스 전류를 제어한다. 조정용 저항(RT)은 단자(P3)와 그라운드 사이에 접속되어 있다. 그라운드의 전위는 0 V(볼트)이며, 단자(P3)의 전위는 기준 전압(Vr11)이다. 따라서, 단자(P3)와 그라운드 사이에 저항값이 다른 저항을 접속한 경우, 그 저항에는 저항값과 단자(P3)와 그라운드 사이의 전위차에 따른 전류가 흐른다. 이에 따라, 제2 트랜지스터(T12)와 전압 증폭기(31)와 기준 전원(e1)과 외부 부착된 조정용 저항(RT)은 조정용 저항(RT)의 저항값에 따른 양의 전류(I1)를 흘려, 그 전류(I1)를 일정하게 제어하는 정전류 회로를 구성한다.
정전류 회로를 구성하는 제2 트랜지스터(T12)의 콜렉터에 접속된 제1 트랜지 스터(T11)는 다이오드 접속되어 있으므로, 제1 트랜지스터(T11)에는 제2 트랜지스터(T12)의 에미터 전류와 동일한 전류(I2)가 흐른다. 제1 트랜지스터(T11)와 제3 트랜지스터(T13)는 전류 미러 회로를 구성하므로, 제3 트랜지스터(T13)에도 제2 트랜지스터(T12)의 에미터 전류와 동일한 양의 전류가 흐른다.
콘덴서(CT)는 제3 트랜지스터(T13)에 직렬로 접속되어, 제3 트랜지스터(T13)에 흐르는 정전류로 충전된다. 따라서, 콘덴서(CT)의 충전 전압은 시간과 함께 상승한다.
콘덴서(CT)의 용량을 C, 제3 트랜지스터(T13)에 흐르는 단위 전하량을 Q, 경과 시간을 t라고 하면, 콘덴서(CT)의 충전 전압(Vc)은,
Vc=(Q/C)× t
로 나타낸다.
콘덴서(CT)에 병렬로 접속된 제4 트랜지스터(T14)는 콘덴서(CT)에 축적된 전하(Q)를 방전시키기 위한 방전 스위치이다. 충방전 제어 회로(25)는 콘덴서(CT)의 충전 전압이 제1 소정 전압까지 상승하면 제4 트랜지스터(T14)를 온시켜 콘덴서(CT)에 축적된 전하(Q)를 방전시킨다. 또한, 충방전 제어 회로(25)는 방전에 의해 콘덴서(CT)의 충전 전압이 제2 소정 전압까지 저하하면 제4 트랜지스터(T14)를 오프시켜 콘덴서(CT)를 충전한다. 이 동작의 반복에 의해, 콘덴서(CT)의 전압은 도 2에 나타낸 바와 같이 삼각파 형상(톱파상)으로 된다. 그리고, 콘덴서(CT)에 있어서의 충전 전압의 증감은 상기 콘덴서(CT)에 유입되는 전류량, 즉 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류에 의해 결정된다. 콘덴서(CT)와 기준 전원(e11)은 발진기(23)의 칩 상에 만들어 넣어지므로, 콘덴서(CT)의 용량과 기준 전압(Vr11)은 변경되지 않는다. 따라서, 발진기(23)는 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류량, 즉 조정용 저항(RT)의 저항값에 의해 결정되는 주파수로 발진한다.
다음으로, 감시 회로(32)의 동작을 설명한다.
단자(P3)와 그라운드 사이에 조정용 저항(RT)이 접속되어 있는 경우, 제2 트랜지스터(T12)의 에미터에는 조정용 저항(RT)의 저항값에 따른 전류(I1)가 흐르고 있다. 그리고, 제1 트랜지스터(T11)와 전류 미러 회로를 구성하는 제5 트랜지스터(T15)와 제1 저항(R11)에는, 제1 트랜지스터(T11)의 드레인 전류(I2), 즉 제2 트랜지스터(T12)의 에미터 전류(I1)와 동일한 양의 전류가 흐른다. 제1 저항(R11)과 제7 트랜지스터(T17) 사이의 노드(N2)의 전위는 제1 저항(R11)과 제7 트랜지스터(T17)의 저항값과 상기 저항(R11)에 흐르는 전류(I3)에 의한 전위로 된다. 그리고, 노드(N2)에 게이트가 접속된 제8 트랜지스터(T18)는 드레인이 접속된 노드(N1)의 전위에 비해 노드(N2)의 전위가 낮으므로 오프가 된다.
조정용 저항(RT)이 탈락 상태[조정용 저항(RT)의 양단자 중의 적어도 한쪽이 접속 대상으로부터 이격된 상태]에 있을 때, 제2 트랜지스터(T12)의 에미터에는 전류가 흐르지 않으므로, 제7 트랜지스터(T17)의 전류도 흐르지 않게 된다. 제7 트랜지스터(T17)의 전류가 흐르지 않게 되면 제1 저항(R11)에도 전류가 흐르지 않게 되므로, 제1 저항(R11)에 의한 전압 강하가 발생하지 않고 제7 트랜지스터(T17)의 드레인 전압이 상승한다.
제7 트랜지스터(T17)의 드레인 전압이 상승하면 제8 트랜지스터(T18)의 게이 트 전압도 상승하여 제8 트랜지스터(T18)는 온이 된다. 제8 트랜지스터(T18)의 드레인은 노드(N1)에 접속되어 있으므로, 제2 트랜지스터(T12)의 에미터 전류가 영(0)이 되면, 제8 트랜지스터(T18)가 온이 되어 제2 트랜지스터(T12) 대신에 제8 트랜지스터(T18)에 전류가 흐르므로, 제1 트랜지스터(T11)에도 전류가 흐른다.
제1 트랜지스터(T11)에 전류가 흐름으로써 다시 제7 트랜지스터(T17)에도 전류가 흘러, 제8 트랜지스터(T18)의 게이트 전압을 내리지만, 제8 트랜지스터(T18)는 제1 저항(R11)에 의해 발생하는 전압 강하로 결정되는 게이트 전압과 제2 저항(R12)에 의해 발생하는 전압에 의해 결정되는 소스 전압이 밸런스가 맞춰진 상태의 전류가 흐른다.
따라서, 제1 트랜지스터(T11), 제8 트랜지스터(T18) 및 제2 저항(R12)을 통해 전류가 흐른다. 이 전류와 동일한 양의 전류에 의해 콘덴서(CT)가 충전되므로, 발진기(23)는 발진 동작을 계속하여 제1 및 제2 저항(R11, R12)의 저항값에 따라 제8 트랜지스터(T18)에 흐르는 전류량에 의해 결정되는 주파수의 발진 신호를 생성한다.
단자(P3)가 입력 전압(Vin)을 공급하는 단자(PV)(도 1 참조)와 단락된 경우, 상기와 동일하게 조정용 저항(RT), 즉 제2 트랜지스터(T12)의 에미터에 전류가 흐르지 않게 된다. 이 경우, 조정용 저항(RT)이 탈락 상태로 있을 때와 동일하게 감시 회로(32)가 동작하며, 발진기(23)는 발진 동작을 계속하며, 제1 및 제2 저항(R11, R12)의 저항값에 따라 제8 트랜지스터(T18)에 흐르는 전류량에 의해 결정되는 주파수의 발진 신호를 생성한다.
이상 기술한 바와 같이, 본 실시형태에 따르면, 이하의 효과를 나타낸다.
(1) 제어 회로(11)는 생성하는 발진 신호(SS)의 주기를 외부 부착되는 조정용 저항(RT)의 저항값에 따라 변경 가능하게 구성된 발진기(23)를 포함하고, 발진 신호(SS)와 출력 전압(Vout)에 기초하여 제1 트랜지스터(T1)와 제2 트랜지스터(T2)를 온/오프 제어하는 제1 제어 신호(DH) 및 제2 제어 신호(DL)를 생성한다. 발진기(23)는 조정용 저항(RT)이 접속되는 단자를 통해 흐르는 전류를 감시하는 감시 회로(32)를 포함하고 있다. 조정용 저항(RT)이 탈락 상태에 있는 경우, 그 조정용 저항(RT)이 접속되는 단자(P3)를 통해 흐르는 전류량은 거의 제로가 된다. 이 경우, 발진기(23)는 제1 및 제2 저항(R11, R12)의 저항값에 따른 전류량으로 결정되는 주기에서 발진 신호를 생성하므로, DC-DC 컨버터(10)를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 제1 트랜지스터(T1)의 온 상태가 계속하는 오동작을 방지할 수 있다.
(2) 조정용 저항(RT)을 단자(P3)에 접속하지 않는 경우, 또는 단자(P3)를 단자(PV)에 접속한 경우, 감시 회로(32)는 조정용 저항(RT)이 탈락되어 있을 때와 동일하게 동작하며, 발진기(23)는 감시 회로(32)의 제1 및 제2 저항(R11, R12)의 저항값에 따른 전류량으로 결정되는 주기로 발진 신호를 생성한다. 따라서, 미리 설정된 주기로 발진 신호를 생성하면 좋은 경우에, 조정용 저항(RT)을 접속하지 않고 DC-DC 컨버터(10)를 사용할 수 있으므로, 조정용 저항(RT)을 접속하는 시간을 생략할 수 있다.
(제2 실시형태)
이하, 본 발명을 구체화한 제2 실시형태를 도 4에 따라 설명한다.
또한, 설명의 편의상, 제1 실시형태와 동일한 구성 부재에 대해서는 동일한 부호를 붙여 그 설명을 일부 생략한다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 발진기(40)는 발진 회로(41)와 충방전 제어 회로(25)를 포함하며, 발진 회로(41)는 제1 실시형태에 대해, 차단 수단으로서의 스위치(SW1) 및 제어 회로(42)가 추가되어 있다.
스위치(SW1)는 온/오프 스위치이며, 제1 단자는 제2 트랜지스터(T12)의 베이스에 접속되고, 제2 단자는 그라운드에 접속되어 있다. 그리고, 스위치(SW1)는 제어 회로(42)에 의해 온/오프 제어된다.
제어 회로(42)는 저항(R21), 트랜지스터(T21), 기준 전원(e21), 전압 비교기(43), 플립플롭 회로(이하, FF 회로)(44)를 포함하고 있다.
트랜지스터(T21)는 N 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스는 그라운드에 접속되고, 드레인은 저항(R21)에 접속되며, 게이트는 감시 회로(32)의 제6 트랜지스터(T16)의 게이트에 접속되어 있다. 따라서, 제6 트랜지스터(T16) 및 트랜지스터(T21)는 전류 미러 회로를 구성한다. 그리고, 본 실시형태에 있어서, 제6 트랜지스터(T16)와 트랜지스터(T21)는 동일한 전기적 특성을 갖도록, 동일한 사이즈로 형성되어 있으므로, 트랜지스터(T21)에는 제6 트랜지스터(T16)[감시 회로(32)의 제7 트랜지스터(T17)]와 동일한 양의 전류가 흐른다.
저항(R21)의 제1 단자는 입력 전압(Vin)이 공급되고, 저항(R21)의 제2 단자는 트랜지스터(T21)에 접속되어 있다. 따라서, 저항(R21)에 전류가 흐를 때, 저항(R21)의 제2 단자에 있어서의 전위는 제1 단자에 있어서의 전위[입력 전압(Vin)] 에 비해 그 저항(R21)에 흐르는 전류에 따라 낮게 된다.
저항(R21)과 트랜지스터(T21) 사이의 노드(N3)에는 기준 기준 전원(e21)의 마이너스측 단자가 접속되고, 기준 전원(e21)의 플러스측 단자는 전압 비교기(43)의 반전 입력 단자에 접속되어 있다. 전압 비교기(43)의 비반전 입력 단자는 저항(R21)의 고전위측의 단자에 접속되고, 전압 비교기(43)의 출력 단자는 FF 회로(44)에 접속되어 있다.
전압 비교기(43)는 저항(R21)에 흐르는 전류에 의해 발생하는 전압과 기준 전원(e21)의 기준 전압(Vr2)을 비교한다. 따라서, 저항(R21)의 양 단자 사이에는, 그 저항(R21)에 흐르는 전류량에 따른 전위차가 그 저항(R21)의 양 단자 사이에 발생한다. 기준 전원(e21)은 제2 단자(노드 N3)의 전위에 플러스의 오프셋 전압을 부여한다.
기준 전원(e21)의 기준 전압(Vr2)은 정상 시[조정용 저항(RT)이 단자(P3)와 그라운드 사이에 접속되어 전류(I1)가 흐르고 있을 때]에 있어서 저항(R21)의 양 단자 사이에 발생하는 전위차보다도 약간 높게 설정되어 있다. 따라서, 정상 시에, 전압 비교기(43)의 반전 입력 단자에 있어서의 전압은 그 비반전 입력 단자에 있어서의 전압보다도 높게 되어, 전압 비교기(43)는 L 레벨의 신호(S21)를 출력한다. 그리고, 저항(R21)에 흐르는 전류가 정상 시보다도 많아지면, 상기 저항(R21)의 양 단자 사이에 발생하는 전위차가 기준 전압(Vr2)보다도 커져, 전압 비교기(43)는 H 레벨의 신호(S21)를 출력한다.
FF 회로(44)는 본 실시형태에서는 RS 플립플롭 회로이며, 셋트 단자에 전압 비교기(43)의 출력 신호(S21)가 입력되어 있다. FF 회로(44)는 전압 비교기(43)로부터 H 레벨의 출력 신호(S21)가 출력되면 그것을 기억하여 H 레벨의 전환 신호(S22)를 출력한다. 또한, 도시하지 않았지만, FF 회로(44)의 리셋 단자에 예컨대 전원 투입 시에 DC-DC 컨버터를 초기화하기 위한 리셋 신호가 입력되므로, L 레벨의 전환 신호(S22)를 출력한다.
스위치(SW1)는 H 레벨의 전환 신호(S22)에 응답하여 온이 되며, L 레벨의 전환 신호(S22)에 응답하여 오프가 된다. 따라서, 스위치(SW1)는 전압 비교기(43)가 출력하는 H 레벨의 신호(S21)에 응답하여 온이 되고, 제2 트랜지스터(T12)의 베이스를 그라운드에 접속한다. 그리고, 스위치(SW1)의 온 상태는 FF 회로(44)에 의해 유지된다.
상기한 바와 같이 구성된 발진기(40)에 있어서, 감시 회로(32)는 단자(P3)와 그라운드 사이에 조정용 저항(RT)이 접속되어 있는 경우, 조정용 저항(RT)이 탈락 상태에 있는 경우, 단자(P3)가 입력 전압(Vin)을 공급하는 단자(PV)(도 1 참조)와 단락된 경우, 제1 실시형태의 발진기(23)와 동일하게 동작한다.
단자(P3)와 그라운드 사이에 조정용 저항(RT)이 접속되어 있는 경우, 제어 회로(42)의 저항(R21)에는, 제2 트랜지스터(T12)의 에미터 전류와 동일한 양의 전류가 흐른다. 이 때, 저항(R21)의 양 단자 사이에 발생하는 전위차는 기준 전원(e21)의 기준 전압(Vr2)보다도 작으므로, 전압 비교기(43)는 L 레벨의 신호(S21)를 출력하며, FF 회로(44)는 L 레벨의 전환 신호(S22)를 출력하므로, 스위치(SW1)는 오프가 된다.
조정용 저항(RT)의 양 단자가 결로 등에 의해 단락된 경우, 제2 트랜지스터(T12)의 에미터가 그라운드에 접속되므로, 제2 트랜지스터(T12)에는 정상 시보다도 매우 큰 전류가 흐른다. 그리고, 저항(R21)에는 제2 트랜지스터(T12)의 에미터 전류와 동일한 양의 전류가 흐른다. 이 때, 저항(R21)의 양 단자 사이에 발생하는 전위차는 기준 전원(e21)의 기준 전압(Vr2)보다도 크므로, 전압 비교기(43)는 H 레벨의 신호(S21)를 출력하며, FF 회로(44)는 H 레벨의 전환 신호(S22)를 출력하므로, 스위치(SW1)는 온이 된다. 온이 된 스위치(SW1)는 제2 트랜지스터(T12)의 베이스 전위를 그라운드 전위로 클램프하므로, 상기 트랜지스터(T12)는 오프가 되고, 제2 트랜지스터(T12)에 전류가 흐르지 않게 된다.
제2 트랜지스터(T12)에 전류가 흐르지 않는 상태는, 조정용 저항(RT)이 탈락 상태로 있을 때와 동일하므로, 감시 회로(32)는 제1 및 제2 저항(R11, R12)에 의해 결정되는 전류를 제1 트랜지스터(T11), 즉 제3 트랜지스터(T13)로 흐른다. 따라서, 발진기(23)는 발진 동작을 계속하여 제1 및 제2 저항(R11, R12)의 저항값에 따라 제8 트랜지스터(T18)에 흐르는 전류량으로 결정되는 주파수의 발진 신호를 생성한다.
이상 기술한 바와 같이, 본 실시형태에 따르면, 이하의 효과를 나타낸다.
(1) 발진기(40)는 조정용 저항(RT)의 양 단자 사이가 단락되어 있는 경우에 스위치(SW1)를 온시켜 제2 트랜지스터(T12)의 베이스를 그라운드에 접속함으로써, 상기 조정용 저항(RT)에 전류를 공급하는 경로를 차단한다. 이 구성에 따르면, 조정용 저항(RT)이 결로 등에 의해 단락되어 있는 경우에, 상기 조정용 저항(RT)에 전류를 공급하는 경로를 차단함으로써, 탈락 상태와 동일한 상태로 할 수 있으므로, 발진기(40)는 소정의 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하여 DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 조정용 저항(RT)에 전류를 공급하는 경로를 차단함으로써, 단락에 의한 소비 전류의 증가를 억제할 수 있다.
(2) 단자(P3)를 단자(PG)에 접속한 경우, 감시 회로(32)는 조정용 저항(RT)이 단락되어 있을 때와 동일하게 동작하며, 발진기(23)는 감시 회로(32)의 제1 및 제2 저항(R11, R12)의 저항값에 따른 전류량으로 결정되는 주기로 발진 신호를 생성한다. 따라서, 미리 설정된 주기로 발진 신호를 생성하면 좋은 경우에, 조정용 저항(RT)을 접속하는 단자(P3)를 그라운드에 접속함으로써, DC-DC 컨버터를 용이하게 사용할 수 있다.
(제3 실시형태)
이하, 본 발명을 구체화한 제3 실시형태를 도 5에 따라 설명한다.
또한, 설명의 편의상, 제1, 제2 실시형태와 동일한 구성 부재에 대해서는 동일한 부호를 붙여 그 설명을 일부 생략한다.
도 5에 나타낸 바와 같이, 발진기(50)는 발진 회로(51)와 충방전 제어 회로(25)를 포함하며, 발진 회로(51)는 제2 실시형태의 스위치(SW1) 대신에, 스위치(SW2)와 정전류원(52)을 포함하고 있다.
스위치(SW2)는 전환 스위치이며, 고정 단자와 2개의 전환 단자를 갖고 있다. 스위치(SW2)의 고정 단자는 제1 트랜지스터(T11)의 드레인에 접속되며, 제1 전환 단자는 제2 트랜지스터(T12)의 콜렉터에 접속되고, 제2 전환 단자는 정전류원(52) 에 접속되어 있다. 스위치(SW2)는 FF 회로(44)의 전환 신호(S22)에 기초하여 고정 단자를 제1 전환 단자 또는 제2 전환 단자에 접속한다. 본 실시형태에 있어서, 스위치(SW2)는 H 레벨의 전환 신호(S22)에 응답하며, 제1 트랜지스터(T11)와 제2 트랜지스터(T12)를 접속하도록 고정 단자를 제1 전환 단자에 접속한다. 또한, 스위치(SW2)는 L 레벨의 전환 신호(S22)에 응답하며, 제1 트랜지스터(T11)와 정전류원(52)을 접속하도록 고정 단자를 제2 전환 단자에 접속한다.
따라서, 발진기(50)는 단자(P3)와 그라운드 사이에 조정용 저항(RT)이 접속되어 있는 경우, 스위치(SW1)에 의해 제1 트랜지스터(T11)와 제2 트랜지스터(T12)가 접속되어, 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류량에 따른 주파수의 발진 신호를 생성한다.
조정용 저항(RT)이 탈락 상태에 있는 경우, 단자(P3)가 입력 전압(Vin)을 공급하는 단자(PV)(도 1 참조)와 단락된 경우, 감시 회로(32)는 제1 실시형태와 동일하게 동작한다. 즉, 감시 회로(32)는 제1 및 제2 저항(R11, R12)의 저항값에 따른 전류를 제1 트랜지스터(T11) 및 제3 트랜지스터(T13)로 흐르게 하고, 발진기(50)는 제3 트랜지스터(T13)에 흐르는 전류량에 의해 결정되는 주파수의 발진 신호를 생성한다.
조정용 저항(RT)의 양 단자 사이가 단락된 경우, 제어 회로(42)는 L 레벨의 제어 신호(S21)를 출력하며, 스위치(SW2)는 제1 트랜지스터(T11)를 정전류원(52)으로 접속한다. 따라서, 제1 트랜지스터(T11) 및 제3 트랜지스터(T13)에는 정전류원(52)이 흘리는 전류(제2 전류량)와 동일한 양의 전류가 흐르고, 발진기(50)는 상 기 제3 트랜지스터(T13)에 흐르는 전류량에 의해 결정되는 주파수의 발진 신호를 생성한다.
이상 기술한 바와 같이, 본 실시형태에 따르면, 이하의 효과를 나타낸다.
(1) 발진기(50)는 조정용 저항(RT)이 탈락 상태에 있는 경우에 감시 회로(32)의 제1 및 제2 저항(R11, R12)의 저항값에 따른 전류량으로 결정되는 주기로 발진 신호를 생성한다. 또한, 발진기(50)는 조정용 저항(RT)의 양 단자 사이가 단락되어 있는 경우에 스위치(SW2)를 전환하여 정전류원(52)의 전류량에 따른 주위에서 발진 신호를 생성한다. 따라서, 조정용 저항(RT)이 결로 등에 의해 단락되어 있는 경우에, 발진기(50)는 정전류원(52)의 전류량에 대응하는 주기로 발진 신호를 생성하여 DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 탈락 상태일 때의 전류량과 단락했을 때의 전류량을 상이하게 설정함으로써, 조정용 저항(RT)의 상태를 발진 신호의 주기(주파수)에 의해 파악하는 것이 가능해진다.
(제4 실시형태)
이하, 본 발명을 구체화한 제4 실시형태를 도 6에 따라 설명한다.
또한, 설명의 편의상, 제1 실시형태와 동일한 구성 부재에 대해서는 동일한 부호를 붙여 그 설명을 일부 생략한다.
도 6에 나타낸 바와 같이, 발진기(60)는 발진 회로(61)와 충방전 제어 회로(25)를 포함하고, 발진 회로(61)는 제1 트랜지스터(T11)와 제2 트랜지스터(T12) 사이에 스위치(SW3)가 삽입 접속되어 있다. 스위치(SW3)는 전환 스위치이며, 고정 단자와 3개의 전환 단자를 갖고 있다. 스위치(SW3)의 고정 단자는 제1 트랜지스 터(T11)의 드레인에 접속되며, 제1 전환 단자는 제2 트랜지스터(T12)의 콜렉터에 접속되고, 제2 전환 단자는 제1 정전류원(63)에 접속되며, 제3 전환 단자는 제2 정전류원(64)에 접속되어 있다. 제1 및 제2 정전류원(63, 64)은 각각 조정용 저항(RT)에 의해 흐르는 제2 트랜지스터(T12)의 콜렉터 전류(I1)와 상이한 양의 전류(Ia, Ib)가 흐르도록 구성되어 있다.
상기 제1 트랜지스터(T11)의 게이트에는 트랜지스터(T31)가 접속되어 있다. 트랜지스터(T31)는 P 채널 MOS 트랜지스터이며, 소스는 입력 전압(Vin)이 공급되고, 드레인은 저항(R31)의 일단에 접속되며, 그 저항(R31)의 타단은 그라운드에 접속되어 있다. 또한, 트랜지스터(T31)의 게이트는 제1 트랜지스터(T11)의 게이트에 접속되어 있다. 따라서, 제1 트랜지스터(T11) 및 트랜지스터(T31)는 전류 미러 회로를 구성한다. 본 실시형태에 있어서, 제1 트랜지스터(T11) 및 트랜지스터(T31)는 동일한 전기적 특성을 갖도록 동일한 사이즈로 형성되어 있으므로, 트랜지스터(T31)에는 제1 트랜지스터(T11)와 동일한 양의 전류가 흐른다.
트랜지스터(T31)와 저항(R31) 사이의 노드(N5)는 윈도우 비교기(62)에 접속되어 있다. 윈도우 비교기(62)는 2개의 비교기와 2개의 기준 전원을 포함하고, 각 기준 전원의 기준 전압은 서로 상이한 값으로 설정되어 있다. 각 비교기는 각각 입력되는 기준 전압과 노드(N5)의 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 기초하는 신호를 출력한다. 이 구성에 의해, 윈도우 비교기(62)는 2비트의 제어 신호(S31)를 생성한다.
본 실시형태에 있어서, 각 기준 전압을 각각 제1 기준 전압, 제2 기준 전압 으로 한다. 윈도우 비교기(62)는 노드(N5)의 전압이 제1 기준 전압 이하인 경우, 제1 기준 전압과 제2 기준 전압 사이인 경우, 제2 기준 전압 이상인 경우의 각각에 따른 값의 제어 신호(S31)를 출력한다.
제1 및 제2 기준 전압은 DC-DC 컨버터에 외부 부착되는 조정용 저항(RT)의 상태에 따라 설정되어 있다. 제1 기준 전압은 제2 기준 전압보다도 낮게 설정되어 있다. 제1 기준 전압은 노드(N5)의 전압이 조정용 저항(RT)이 정상적으로 접속되어 전류(I1)가 흐르는 경우의 노드(N5)의 전압보다도 낮고, 조정용 저항(RT)의 양 단자 사이가 단락되어 있는 경우의 노드(N5)의 전압보다도 높게 설정되어 있다. 제2 기준 전압은 조정용 저항(RT)이 정상적으로 접속되어 전류(I1)가 흐르는 경우의 노드(N5)의 전압보다도 높고, 조정용 저항(RT)이 탈락 상태에 있는 경우의 노드(N5)의 전압보다도 낮게 설정되어 있다.
그리고, 본 실시형태에 있어서, 윈도우 비교기(62)는 노드(N5)의 전압이 제1 기준 전압 이하인 경우에 값「01」, 제1 기준 전압과 제2 기준 전압 사이인 경우에 값 「00」, 제2 기준 전압 이상인 경우에 값「10」의 제어 신호(S31)를 출력한다. 또한, 제어 신호(S31)의 값은 2진수이다.
스위치(SW3)는 제어 신호(S31)의 값에 따라, 고정 단자를 각 전환 단자로 전환 접속한다. 본 실시형태에 있어서, 스위치(SW3)는 값「00」의 제어 신호(S31)에 응답하여 고정 단자를 제1 전환 단자로 접속하며, 값「10」의 제어 신호(S31)에 응답하여 고정 단자를 제2 전환 단자로 접속하고, 값「01」의 제어 신호(S31)에 응답하여 고정 단자를 제3 전환 단자로 접속한다.
상기한 바와 같이, 제어 신호(S31)의 값은 노드(N5)의 전압과 제1 및 제2 기준 전압과의 비교 결과이며, 조정용 저항(RT)의 접속 상태에 대응하고 있다. 따라서, 스위치(SW3)는 조정용 저항(RT)이 정상적으로 접속되어 있는 경우에, 고정 단자를 제1 전환 단자에 접속한다. 이에 따라, 제1 트랜지스터(T11)는 제2 트랜지스터(T12)와 접속되며, 콘덴서(CT)는 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류(I1)에 의해 충방전된다. 따라서, 발진기(60)는 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류량, 즉 조정용 저항(RT)의 저항값에 의해 결정되는 주파수의 발진 신호를 생성한다.
또한, 스위치(SW3)는 조정용 저항(RT)이 탈락 상태에 있는 경우에, 고정 단자를 제2 전환 단자에 접속한다. 이에 따라, 제1 트랜지스터(T11)는 제1 정전류원(63)과 접속되며, 콘덴서(CT)는 제1 정전류원(63)에 흐르는 전류(Ia)에 의해 충전된다. 따라서, 발진기(60)는 제1 정전류원(63)의 전류(Ia)에 의해 결정되는 주파수의 발진 신호를 생성한다.
또한, 스위치(SW3)는 조정용 저항(RT)의 양 단자 사이가 단락되어 있는 경우에, 고정 단자를 제3 전환 단자에 접속한다. 이에 따라, 제1 트랜지스터(T11)는 제2 정전류원(64)과 접속되며, 콘덴서(CT)는 제2 정전류원(64)에 흐르는 전류(Ib)에 의해 충전된다. 따라서, 발진기(60)는 제2 정전류원(64)의 전류(Ib)에 의해 결정되는 주파수의 발진 신호를 생성한다.
이상 기술한 바와 같이, 본 실시형태에 따르면, 이하의 효과를 나타낸다.
(1) 발진기(60)의 윈도우 비교기(62)는 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류량에 따른 전압이 입력되고, 상기 전압과 제1 및 제2 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 제어 신호(S31)를 생성한다. 스위치(SW3)는 제어 신호(S31)에 응답하여 고정 단자를 조정용 저항(RT)이 접속되는 제1 전환 단자와 정전류원(63, 64)이 각각 접속되는 제2 및 제3 전환 단자 중 어느 하나에 전환 접속한다. 따라서, 발진기(60)는 조정용 저항(RT)의 접속 상태가 정상이면 상기 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 또한, 발진기(60)는 조정용 저항(RT)이 탈락 상태에 있는 경우에 제2 전환 단자에 접속된 정전류원(63)의 전류(Ia)에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 또한, 발진기(60)는 조정용 저항(RT)이 단락되어 있는 경우에 제3 전환 단자에 접속된 정전류원(64)의 전류(Ib)에 따른 주기로 발진 신호를 생성한다. 따라서, DC-DC 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. 또한, 제2 전환 단자에 접속된 정전류원(63)의 전류(Ia)와 제3 전환 단자에 접속된 정전류원(64)의 전류(Ib)가 상이하도록 설정함으로써, 조정용 저항(RT)의 상태를 발진 신호의 주기(주파수)에 의해 파악하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 각 실시형태는 이하의 형태로 실시하더라도 좋다.
상기 각 실시형태는 전압 제어에 의한 강압(降壓)형의 DC-DC 컨버터로 구체화했지만, 예컨대, 도 7에 나타낸 바와 같이, 전류 제어에 의한 강압형의 DC-DC 컨버터로 구체화하더라도 좋다. 이 DC-DC 컨버터(70)는 제어 회로(71), 제1 트랜지스터(T1), 제2 트랜지스터(T2), 초크 테일(L1), 평활용 콘덴서(C1), 전류 검출용 저항(Rs)으로 구성된다. 출력 전압(Vout)은 전류 검출용 저항(Rs)을 통해 출력된다.
제어 회로(71)의 전압 증폭기(72)에는 전류 검출용 저항(Rs)의 양 단자 전압을 갖는 귀환 신호(CS, FB)가 입력된다. 전압 증폭기(72)는 전류 검출용 저항(Rs) 에 흐르는 출력 전류에 기초하여 전류 검출용 저항(Rs)의 양 단자 사이에 발생하는 전압을 증폭하여 비교기(73)로 출력한다. 제어 회로(71)의 오차 증폭기(21)는 귀환 신호(FB)의 전압 즉 출력 전압(Vout)을 저항(R1, R2)으로 분할한 전압과, 기준 전원(e1)의 출력 전압과의 차전압을 증폭한 오차 신호(S1)를 생성한다. 오차 신호(S1)는 비교기(73)에 공급된다.
비교기(73)는 전압 증폭기(72)의 출력 전압과, 오차 증폭기(21)의 오차 신호(S1)의 전압을 비교하여 전압 증폭기(72)의 출력 전압이 오차 증폭기(21)의 오차 신호(S1)의 전압보다 높은 때에 H 레벨의 출력 신호를 플립플롭 회로(이하, FF 회로)(74)의 리셋 단자(R)로 출력한다. 또한, 전압 증폭기(72)의 출력 전압이 오차 증폭기(21)의 오차 신호(S1)의 전압보다 낮은 때에는 L 레벨의 출력 신호를 리셋 단자(R)로 출력한다.
FF 회로(74)의 셋트 단자(S)에는, 발진기(75)로부터 일정 주파수의 펄스 신호(PS)가 입력된다. 발진기(75)는 사각형파 발진기이며, 상기 각 실시형태의 발진기(23, 40, 50, 60)와 도시하지않는 파형성형 회로를 포함하고 있다. 발진기(75)에는 외부 부착 소자로서 조정용 저항(RT)이 접속되며, 상기 조정용 저항(RT)에 흐르는 전류에 따른 주기의 펄스 신호(PS)를 생성한다. 또한, 발진기(75)는 조정용 저항(RT)의 접속 상태에 따라, 회로 내에 설정된 전류에 따른 주기의 펄스 신호(PS)를 생성한다.
FF 회로(74)는 셋트 단자(S)에 H 레벨의 신호가 입력되면, 출력 단자(Q)로부터 H 레벨의 제어 신호(DH)를 출력하며, 반전 출력 단자(XQ)로부터 L 레벨의 제어 신호(DL)를 출력한다. 또한, FF 회로(74)는 리셋 단자(R)에 H 레벨의 신호가 입력되면, 출력 단자(Q)로부터 L 레벨의 제어 신호(DH)를 출력하며, 반전 출력 단자(XQ)로부터 H 레벨의 제어 신호(DL)를 출력한다. 제어 신호(DH)는 제1 트랜지스터(T1)의 게이트에 공급되며, 제어 신호(DL)는 제2 트랜지스터(T2)의 게이트에 공급된다.
이와 같이 구성된 DC-DC 컨버터(70)에 있어서도, 상기 각 실시형태와 동일한 작용·효과를 얻을 수 있다.
또한, 승압(昇壓)형의 DC-DC 컨버터, 승강압형의 DC-DC 컨버터로 구체화하더라도 좋다. 또한, 마이너스 전압을 생성하는 DC-DC 컨버터로 구체화하더라도 좋다.
상기 각 실시형태에 있어서, 제어 회로(11)에 접속된 출력용의 제2 트랜지스터(T2)를 다이오드로 실시하더라도 좋다.
상기 각 실시형태로부터 파악할 수 있는 기술적 사상을 이하에 기재한다.
(부기 1)
입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하기 위한 제어 회로를 포함한 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서,
상기 제어 회로는 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 상기 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량 을 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기의 상기 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
(부기 2)
상기 발진기는 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단하는 차단 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부기 1에 기재한 DC-DC 컨버터.
(부기 3)
상기 발진기는 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 소정의 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기에서 상기 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 부기 2에 기재한 DC-DC 컨버터.
(부기 4)
입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하기 위한 제어 회로를 포함한 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서,
상기 제어 회로는 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 상기 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속된 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 전압이 입력되고, 상기 전압과 제1 및 제2 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 전환 신호를 생성하는 윈도우 비교기와, 상기 조정용 저항이 접속되는 제1 전환 단자와, 정전류원이 각각 접속되는 제2 및 제3 전환 단자와, 상기 제1∼제3 전환 단자 중 어느 하나에 전환 접속되는 고정 단자를 가지며, 상기 전환 신호에 기초하여 전환 제어되는 스위치를 포함하며, 상기 제1 전류량과 상기 제2 및 제3 전환 단자에 각각 접속된 정전류원에 의해 흐르는 전류량 중 어느 하나에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
(부기 5)
상기 발진기는
상기 조정용 저항의 저항값에 따른 전류가 흐르는 정전류 회로와,
상기 정전류 회로에 흐르는 전류와 동일한 양의 전류에 의해 충전되는 콘덴서와,
상기 콘덴서와 병렬 접속되며 상기 콘덴서의 충전 전압에 기초하여 온/오프 제어되는 방전용 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 부기 1∼4 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터.
(부기 6)
입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서,
조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기로 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 상기 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량을 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기의 상기 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 7)
상기 발진기는 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단하는 차단 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부기 6에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 8)
상기 발진기는 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 소정의 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기에서 상기 발진 신호를 생성하는, 것을 특징으로 하는 부기 7에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 9)
입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서,
조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 상기 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량 에 따른 전압이 입력되고, 상기 전압과 제1 및 제2 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 전환 신호를 생성하는 윈도우 비교기와, 상기 조정용 저항이 접속되는 제1 전환 단자와, 정전류원이 각각 접속되는 제2 및 제3 전환 단자와, 상기 제1∼제3 전환 단자 중 어느 하나에 전환 접속되는 고정 단자를 가지며, 상기 전환 신호에 기초하여 전환 제어되는 스위치를 포함하며, 상기 제1 전류량과 상기 제2 및 제3 전환 단자에 각각 접속된 정전류원에 의해 흐르는 전류량 중 어느 하나에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 10)
상기 발진기는
상기 조정용 저항의 저항값에 따른 전류가 흐르는 정전류 회로와,
상기 정전류 회로에 흐르는 전류와 동일한 양의 전류에 의해 충전되는 콘덴서와,
상기 콘덴서와 병렬 접속되어 상기 콘덴서의 충전 전압에 기초하여 온/오프 제어되는 방전용 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 부기 6∼9 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
(부기 11)
입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,
조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 상기 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량을 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기의 상기 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 12)
상기 발진기는 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단하는 것을 특징으로 하는 부기 11에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 13)
상기 발진기는 상기 제1 전류량이 소정량보다도 큰 경우에 상기 소정의 전류량과 상이한 제2 전류량에 대응하는 주기에서 상기 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 부기 12에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 14)
입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,
조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 상기 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
상기 발진기는 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류량에 따른 전압이 입력되고, 상기 전압과 제1 및 제2 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 전환 신호를 생성하며, 상기 전환 신호에 의해, 스위치의 고정 단자를 상기 조정용 저항이 접속되는 제1 전환 단자와, 정전류원이 각각 접속되는 제2 및 제3 전환 단자 중 어느 하나에 전환 접속하여 상기 제1 전류량과 상기 제2 및 제3 전환 단자에 각각 접속된 정전류원에 의해 흐르는 전류량 중 어느 하나에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
(부기 15)
상기 발진기는 외부 부착되는 저항의 저항값에 따른 전류를 콘덴서에 공급하며, 상기 콘덴서의 충전 전압에 기초하여 상기 콘덴서에 병렬 접속된 방전용 소자를 온/오프 제어하여 상기 저항에 흐르는 전류에 따른 주기의 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 부기 11∼14 중 어느 하나에 기재한 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
본 발명에 따르면, 외부 부착 부품에 의해 스위칭용 트랜지스터를 온/오프시키는 주기를 변경 가능하며, 상기 외부 부착 부품에서의 불량에 의한 오동작을 방지하는 것이 가능한 DC-DC 컨버터, DC-DC 컨버터의 제어 회로 및 DC-DC 컨버터의 제어 방법을 제공할 수 있다.

Claims (10)

  1. 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하기 위한 제어 회로를 포함한 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서,
    상기 제어 회로는, 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
    상기 발진기는, 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류를 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류와 상이한 제2 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 상기 발진 신호를 생성하며,
    상기 발진기는,
    전원 전압이 공급되는 제1 트랜지스터와,
    상기 제1 트랜지스터와 상기 단자 사이에 접속된 제2 트랜지스터와,
    상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터 사이의 노드와, 전원 전압이 공급되는 제1 저항과 그라운드 접속된 트랜지스터 사이의 노드와, 그라운드 접속된 제2 저항에 접속된 제3 트랜지스터를 포함하고,
    상기 단자를 흐르는 전류가 상기 제2 트랜지스터에 흐르지 않게 되었을 때, 상기 제3 트랜지스터는 온 되며, 상기 제1 및 제2 저항에 의해 결정되는 전류가 상기 제1 트랜지스터와 상기 제3 트랜지스터에 흐르도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 발진기는, 상기 제1 전류가 소정량보다도 큰 경우에 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단하는 차단 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 발진기는, 상기 제1 전류가 소정량보다도 큰 경우에는 상기 소정의 전류량과 상이한 제2 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기에서 상기 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  4. 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하기 위한 제어 회로를 포함한 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서,
    상기 제어 회로는, 조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
    상기 발진기는, 상기 조정용 저항이 접속된 단자를 통해 흐르는 제1 전류에 따른 전압이 입력되고, 상기 전압과 제1 기준 전압 및 상기 제1 기준 전압 보다 높은 제2 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 전환 신호를 생성하는 윈도우 비교기와, 상기 조정용 저항이 접속되는 제1 전환 단자와, 정전류원이 각각 접속되는 제2 및 제3 전환 단자와, 상기 제1∼제3 전환 단자 중 어느 하나에 전환 접속되는 고정 단자를 가지며, 상기 전환 신호에 기초하여 전환 제어되는 스위치를 포함하고, 상기 제1 전류와 상기 제2 및 제3 전환 단자에 각각 접속된 정전류원에 의해 흐르는 전류 중 어느 하나에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 발진 신호를 생성하며,
    상기 발진기는, 전원 전압이 공급되는 제1 트랜지스터와, 상기 제1 트랜지스터와 상기 단자 사이에 접속된 제2 트랜지스터를 포함하며, 상기 스위치는, 상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터 사이에 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 발진기는,
    상기 조정용 저항의 저항값에 따른 전류가 흐르는 정전류 회로와,
    상기 정전류 회로에 흐르는 전류와 동일한 양의 전류에 의해 충전되는 콘덴서와,
    상기 콘덴서와 병렬 접속되며 상기 콘덴서의 충전 전압에 기초하여 온/오프 제어되는 방전용 소자
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  6. 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서,
    조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기로 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
    상기 발진기는, 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류를 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류와 상이한 제2 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 상기 발진 신호를 생성하며,
    상기 발진기는,
    전원 전압이 공급되는 제1 트랜지스터와,
    상기 제1 트랜지스터와 상기 단자 사이에 접속된 제2 트랜지스터와,
    상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터 사이의 노드와, 전원 전압이 공급되는 제1 저항과 그라운드 접속된 트랜지스터 사이의 노드와, 그라운드 접속된 제2 저항에 접속된 제3 트랜지스터를 포함하며,
    상기 단자를 흐르는 전류가 상기 제2 트랜지스터에 흐르지 않게 되었을 때, 상기 제3 트랜지스터는 온 되고, 상기 제1 및 제2 저항에 의해 결정되는 전류가 상기 제1 트랜지스터와 상기 제3 트랜지스터에 흐르도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  7. 제6항에 있어서, 상기 발진기는, 상기 제1 전류가 소정량보다도 큰 경우에 상기 조정용 저항에 전류를 공급하는 경로를 차단하는 차단 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  8. 제7항에 있어서, 상기 발진기는, 상기 제1 전류가 소정량보다도 큰 경우에는 상기 소정의 전류량과 상이한 제2 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기에서 상기 발진 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  9. 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 회로에 있어서,
    조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하며,
    상기 발진기는, 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류에 따른 전압이 입력되고, 상기 전압과 제1 기준 전압 및 상기 제1 기준 전압 보다 높은 제2 기준 전압을 비교하여 상기 비교 결과에 따른 전환 신호를 생성하는 윈도우 비교기와, 상기 조정용 저항이 접속되는 제1 전환 단자와, 정전류원이 각각 접속되는 제2 및 제3 전환 단자와, 상기 제1∼제3 전환 단자 중 어느 하나에 전환 접속되는 고정 단자를 가지며, 상기 전환 신호에 기초하여 전환 제어되는 스위치를 포함하고, 상기 제1 전류와 상기 제2 및 제3 전환 단자에 각각 접속된 정전류원에 의해 흐르는 전류 중 어느 하나에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 발진 신호를 생성하고,
    상기 발진기는 전원 전압이 공급되는 제1 트랜지스터와, 상기 제1 트랜지스터와 상기 단자 사이에 접속된 제2 트랜지스터를 포함하고, 상기 스위치는, 상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터 사이에 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 회로.
  10. 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력 전압을 생성하는 스위칭 방식의 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,
    조정용 저항이 외부 부착되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 발진 신호를 생성하는 발진기를 포함하고, 상기 발진 신호와 출력 전류 또는 출력 전압에 기초하여 스위칭용 트랜지스터를 온/오프 제어하는 제어 신호를 생성하는 단계와;
    상기 발진기가, 상기 조정용 저항이 접속되는 단자를 통해 흐르는 제1 전류를 감시하고, 상기 감시 결과에 기초하여 상기 제1 전류와 상이한 제2 전류에 의해 콘덴서가 충방전되고 상기 콘덴서가 충방전 되는 시간에 의해 결정되는 주기의 상기 발진 신호를 생성하는 단계
    를 포함하며,
    상기 발진기는,
    전원 전압이 공급되는 제1 트랜지스터와,
    상기 제1 트랜지스터와 상기 단자 사이에 접속된 제2 트랜지스터와,
    상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터 사이의 노드와, 전원 전압이 공급되는 제1 저항과 그라운드 접속된 트랜지스터 사이의 노드와, 그라운드 접속된 제2 저항에 접속된 제3 트랜지스터를 포함하고,
    상기 단자를 흐르는 전류가 상기 제2 트랜지스터에 흐르지 않게 되었을 때, 상기 제3 트랜지스터는 온 되며, 상기 제1 및 제2 저항에 의해 결정되는 전류가 상기 제1 트랜지스터와 상기 제3 트랜지스터에 흐르는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
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