TWI431452B - 低壓降穩壓器、直流對直流轉換器以及低壓降穩壓方法 - Google Patents

低壓降穩壓器、直流對直流轉換器以及低壓降穩壓方法 Download PDF

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Description

低壓降穩壓器、直流對直流轉換器以及低壓降穩壓方法
本發明係有關於低壓降穩壓器(low dropout regulator，LDO regulator)，特別是有關於一種以充電泵(charge pump)與源極隨耦器(source follower)所構成之低壓降穩壓器。
傳統上，低壓降穩壓器(low drop out regulator，LDO regulator)包括一放大器(amplifier)和一閉迴路回授電路(closed-loop feedback circuit)，用以提供適當的輸出準位(output level)。然而，限制性的(limited)頻率響應意味著在高速應用下不是很有效率，並且當輸出端連接至高電容值(large-capacitance)或低電流負載(low current loading)時，閉迴路電路會導致系統不穩定。進一步來說，在先進製程站點(process node)(例如0.13微米製程或者低於0.13微米的製程)中，特定的輸出位準是需要放大供應電壓(supply voltage)或箝制電壓範圍(voltage range)，以便進行特定的目的。
有鑑於此，本發明提供一種低壓降穩壓器，包括：一放大器，具有一正端，用以接收一參考電壓；一主要源極隨耦器，具有一源極，耦接至放大器之一負端，其中放大器之一輸出端用以驅動主要源極隨耦器之一閘極；以及至少一從屬源極隨耦器，具有一閘極，與主要源極隨耦器之閘極為共閘極，以及一源極，用以作為低壓降穩壓器之一輸出端。
本發明亦提供一種低壓降穩壓器，包括：一充電泵，用以提供一第一電壓；以及一主要源極隨耦器，具有一閘極，用以接收第一電壓，以及一源極，用以提供低壓降穩壓器之一輸出電壓，其中主要源極隨耦器操作在一第一模式時，主要源極隨耦器之閘極的第一電壓為一定值，並且主要源極隨耦器操作在一第二模式時，輸出電壓追隨供應至主要源極隨耦器之一第二電壓。
本發明提供一種直流對直流轉換器，包括：一第一充電泵，用以提供一第一電壓至一第一源極隨耦器之一閘極，其中第一源極隨耦器之一源極用以提供一第一供應電壓，以便驅動一第一電路；以及一第二充電泵，用以提供一第二電壓至一第二源極隨耦器之一閘極，其中第二源極隨耦器之一源極用以提供一第二供應電壓，以便驅動一第二電路。
本發明提供一種低壓降穩壓方法，包括：提供一源極隨耦器，其中源極隨耦器具有一閘極，用以接收一閘極電壓、一源極，用以提供一輸出電壓，以及一汲極；使用一充電泵，用以提供一第一定值電壓準位至源極隨耦器之閘極；允許源極隨耦器操作在一第一模式，使得輸出電壓為一第二定值電壓準位；以及允許源極隨耦器操作在一第二模式，藉此輸出電壓追隨一供應電壓。
為了讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明顯易懂，下文特舉一較佳實施例，並配合所附圖示，作詳細說明如下：
為了讓本發明之目的、特徵、及優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖示做詳細之說明。本發明說明書提供不同的實施例來說明本發明不同實施方式的技術特徵。其中，實施例中的各元件之配置係為說明之用，並非用以限制本發明。且實施例中圖式標號之部分重複，係為了簡化說明，並非意指不同實施例之間的關聯性。
低壓降穩壓器-以放大器與源極隨耦器來實現
第1圖係本發明之低壓降穩壓器之一實施例，其中一低壓降穩壓器100係以一放大器(amplifier)與一源極隨耦器(source follower)來實現。一供應電壓Vsup提供電壓至低壓降穩壓器100，在某些實施例中，供應電壓Vsup可以是電池電壓(例如電壓Vbat，未繪出)。一電阻R和一電容C作為低壓降穩壓器100的一負載，在某些實施例中，負載可以是一處理器。電流源I1與I2用以提供電流路徑至低壓降穩壓器100。
一放大器X1是非反相型(non-inverting)放大器，如其它許多方法一樣，以正端(positive terminal)取代以負端(negative terminal)來接收一參考電壓Vref。放大器X1從一主要源極隨耦器M1的源極耦接至反相端(即負端)，形成回授迴路，用以穩定低壓降穩壓器100。換言之，確保放大器X1的頻率響應是否恰當。放大器X1比較參考電壓Vref和一電壓Vsm1後，放大參考電壓Vref和電壓Vsm1的電壓差。放大器X1控制電壓Vsm1，使得電壓Vsm1朝著等於參考電壓Vref的電壓值改變。舉例來說，當電壓Vsm1太小時，放大器X1施以一電壓Vgm1使得電壓Vsm1變大，當電壓Vsm1太大時，放大器X1施以電壓Vgm1使得電壓Vsm1變小。
主要源極隨耦器M1是NMOS型源極隨耦器，用以預調節(pre-regulate)一從屬源極隨耦器M2所輸出的電壓，其中從屬源極隨耦器M2亦為NMOS型源極隨耦器。跨在從屬源極隨耦器M2上的電壓降基本上與跨在主要源極隨耦器M1上的電壓降是相等的，而從屬源極隨耦器M2之輸出跟隨主要源極隨耦器M1之輸出。根據於現有技術，主要源極隨耦器M1之輸出和從屬源極隨耦器M2之輸出相差大約100mV。
第1圖僅顯示一個從屬源極隨耦器M2以供說明之用，但亦可使用其他額外的源極隨耦器，其中額外的源極隨耦器係並聯從屬源極隨耦器M2(即每個汲極、閘極互為連接)，並具有對應的負載(即電容、電阻和輸出電壓Vout)。再者，從屬源極隨耦器M2的尺寸可大於主要源極隨耦器M1。取決於應用條件和從屬源極隨耦器M2的使用個數，從屬源極隨耦器M2大於主要源極隨耦器M1約十倍或一百倍的級數。主要源極隨耦器M1的閘極和從屬源極隨耦器M2的閘極係為共閘極，即使在輸出電壓Vout的節點發生快速切換，電流也不會改變太多，此是由於較大的從屬源極隨耦器M2響應於切換時能提供較大的電流。因此，以動態的觀點來看，從屬源極隨耦器M2和主要源極隨耦器M1不需要太多的電流即可在輸出輸出電壓Vout的節點阻擋短時脈衝波干擾(glitch)。換言之，從屬源極隨耦器M2和主要源極隨耦器M1提供較佳的動態響應和能源效率。
相較於其他習知方法，本發明實施例是具有優勢的，在於非常小的放大器X1在使用較小的或不重要的電流(例如1毫安培的電流)伴隨著較大的從屬源極隨耦器M2能調節負載上較大的電流，其中負載包括電阻R和電容C。實際上，供應至負載上的電流係來自供應電壓Vsup，但幾乎沒有電流通過從屬源極隨耦器M2和主要源極隨耦器M1的閘極。從屬源極隨耦器M2和主要源極隨耦器M1提供電流至負載，而不須較耗能的快速型放大器。進一步來說，因為從屬源極隨耦器M2不是放大器X1的回授迴路的一部分，從屬源極隨耦器M2的輸出電壓Vout不隨電容C的容值大小改變而非常穩定。
本發明實施例係使用NMOS電晶體作為源極隨耦器，例如從屬源極隨耦器M2和主要源極隨耦器M1，而非其他習知技術使用PMOS電晶體作為源極隨耦器，是因為通常PMOS電晶體的驅動能力較差。在習知技術中使用PMOS電晶體作為源極隨耦器時，用以驅動PMOS電晶體之放大器須為快速型的放大器，因此較浪費電源。
低壓降穩壓器-以充電泵來實現
第2圖係本發明之低壓降穩壓器之另一實施例，其中一低壓降穩壓器200係以一充電泵(charge pump)與NMOS型源極隨耦器來實現。相較於低壓降穩壓器100，低壓降穩壓器200包括一充電泵CP，用以取代放大器X1。為簡單起見，第2圖並未顯示如第1圖所示之從屬源極隨耦器M2，但提供一者或多者的從屬源極隨耦器M2結合充電泵CP也是本發明實施例之範疇。在低壓降穩壓器100中所使用的從屬源極隨耦器M2係可應用在低壓降穩壓器200。
充電泵CP接收參考電壓Vref，用以提供適當的電壓Vgm1，即位在主要源極隨耦器M1的閘極上的電壓。熟此技藝者認為充電泵(例如充電泵CP)是一種直流對直流轉換器(DC-DC converter)，可加倍、三倍、減半、縮放參考電壓(例如參考電壓Vref)或根據控制器(controller)和電路拓僕(circuit topology)等來產生任意的電壓。時脈CLK提供時脈源至充電泵CP。輸出電壓Vout係為電壓Vsm1，即主要源極隨耦器M1源極之電壓。取決於應用條件，電壓Vgm1可高於供應電壓Vsup，這樣可讓低壓降穩壓器200操作成真正的低壓降穩壓器。即使供應電壓Vsup降低至一個非常低的電壓值，由於充電泵CP仍產生高於供應電壓Vsup之電壓Vgm1，使得低壓降穩壓器200可繼續發揮其功能。附帶說明，供應電壓Vsup的電壓範圍大約2~5V。進一步來說，如果期望輸出電壓Vout為2.5V，電壓Vgsm1為0.5V，則電壓Vgm1為3V(例如電壓Vsm1的電壓值或Vout(2.5V)+Vgsm1(0.5V))。在某些實施例中，充電泵CP雙倍放大電壓值為1.5V的參考電壓Vref，以提供3.0V至電壓Vgm1。進一步來說供應電壓Vsup的電壓值為4.0V，並因為供應電壓Vsup係大於電壓Vgm1，使得低壓降穩壓器200可正常地發揮其功能。在某些實施例中，如果供應電壓Vsup的電壓值降至3.0V或2.7V，低壓降穩壓器200繼續發揮其功能，不像其他習知方法係使用運算放大器(Operational Amplifier；OP-AMP)，而運算放大器很難操作在3.0V(例如與電壓Vgm1相同之電壓準位)，也無法操作在2.7V(例如低於電壓Vgm1之電壓準位)。
第3圖係本發明之低壓降穩壓器之另一實施例，其中一低壓降穩壓器300係以一充電泵(charge pump)與PMOS型源極隨耦器(source follower)來實現。較於低壓降穩壓器200，低壓降穩壓器300使用PMOS電晶體型的源極隨耦器，用以取代NMOS電晶體型源極隨耦器。因此，電壓準位和各種元件(例如負載、電流源Is等等)係重新配置，用以搭配PMOS型源極隨耦器來進行操作，熟此技藝者在閱讀本發明後可輕易辨認出PMOS型與NMOS型源極隨耦器之差異。本發明各種實施例不須限制供應電壓的範圍而提供低壓降輸出準位。舉例來說，PMOS型源極隨耦器的電壓Vgsm1之電壓值為-0.5V，充電泵CP產生電壓Vgm1，其中電壓Vgm1的電壓值為(Vsup-2* Vref)或(Vsup-3V)或2.5V。進一步來說，供應電壓Vsup的電壓值為5.5V時，輸出電壓Vout的電壓值為(Vsup-2.5V)或3.0V等等。
充電泵-操作模式
在本發明實施例中，充電泵CP係使用在開迴路模式或閉迴路模式中。在開迴路的實施例中，時脈CLK持續運行並且充電泵CP正常操作。輸出電壓Vout和電壓Vgm1不進行監控，但所產生之電壓Vgm1係保持一定值，係由於電壓Vgm1不隨供應電壓Vsup而改變，此定值為一估略值。上述例子係有關於低壓降穩壓器200中的輸出電壓Vout的電壓值係期望在2.5V、電壓Vgsm1的電壓值大約為0.5V、電壓Vgm1為估略值且保持為一定值，此定值大約為3.0V。在某些實施例中，充電泵CP雙倍放大參考電壓Vref以提供電壓Vgm1，而電壓Vgm1的電壓準位約略為3V。
當充電泵CP在閉迴路模式下使用回授電路時，回授電路能監控每個來源(例如具有輸出電壓Vout的節點)或主要源極隨耦器M1的閘極(例如具有電壓Vgm1的節點)，用以適當地開啟/關閉充電泵CP。第4圖係本發明之低壓降穩壓器之另一實施例，其中電路400用以說明低壓降穩壓器200使用在閉迴路模式下，並且監控電壓Vgm1。如果電壓Vgm1達到特定電壓(例如3V)，則關閉充電泵CP。在第4圖中，電壓Vgm1係透過回授電阻R1反饋至比較器(comparator)CMP的負端，以便將電壓Vgmf(例如回授電壓)對參考電壓Vref進行比較。在第4圖中，使用兩個回授電阻R1用以形成分壓器(voltage divider)，以便將電壓Vgmf分壓成電壓Vgm1的一半或1.5V。進一步來說，參考電壓Vref係連接至比較器CMP之非反向輸入端和充電泵CP。比較器CMP比較電壓Vgmf和參考電壓Vref，並且提供適當的電壓Vcmp。如果電壓Vgmf低於參考電壓Vref，比較器CMP提供高電壓準位的電壓Vcmp。當電壓Vgmf達到參考電壓Vref或高於參考電壓Vref時，比較器CMP提供低電壓準位的電壓Vcmp。及閘(AMD gate)N1控制時脈CLK，舉例來說，當電壓Vcmp為高電壓準位，允許時脈CLK通過，當電壓Vcmp為低電壓準位時，除能(disable)時脈CLK。事實上，當電壓Vgmf低於參考電壓Vref時，時脈CLK係啟動(activate)充電泵CP，並且當電壓Vgmf到達參考電壓Vref或比參考電壓vref還高時，關閉(de-activated)(例如停止運轉)充電泵CP。
在某些實施例中，回授迴路電路係由主要源極隨耦器M1的源極(source)開始(例如具有電壓Vsm1的節點)，而非從主要源極隨耦器M1的閘極(例如具有電壓Vgm1的節點)。在這樣的條件下，當電壓Vsm1的電壓值為(Vgm1-Vgsm1)時，根據電壓Vgsm1調整參考電壓Vref。在某些實施例中，回授率係調整至Vref/Vout，其中輸出電壓Vout係預定值，如2.5V。因此，當輸出電壓Vout的電壓值低於2.5V時，充電泵CP正常地操作，但輸出電壓Vout達到期望電壓準位2.5V時，除能(disable)充電泵CP。
充電泵-第一實施例
第5圖係本發明之充電泵之一實施例，其中一充電泵500係用以搭配第2圖之NMOS型主要源極隨耦器M1之一實施例。充電泵500的輸出電壓即為電壓Vsm1，並且相依於參考電壓Vref，為了方便說明，設定參考電壓Vref為1.5V。參考圓和指出在特定的時間相位P1或P2中，開關是關閉或開啟。第5圖顯示在時間相位P1時，關閉開關S1和S2，且開啟開關S3和S4，在時間相位P2時，開啟開關S1和S2，關閉開關S3和S4。
在時間相位P1時，開關S1和S2皆關閉(並且開關S3和S4皆開啟)，電容C1透過節點C1b連接至參考電壓Vref，並且透過節點C1b接地，因此將電容C1充電至參考電壓Vref的電壓準位。在時間相位P2時，節點C1b係連接至參考電壓Vref、節點C1t係連接至節點C2t。事實上，電容C1的兩個末端經歷參考電壓vref的電壓準位，因此節點C1t為參考電壓vref的兩倍電壓準位。進一步來說，因為節點C1t係耦接至節點C2t，節點C1t上的兩倍參考電壓Vref的電壓準位傳遞至電容C2或主要源極隨耦器M1的閘極，導致電壓Vgm1為兩倍參考電壓Vref或3V。在某些實施例中，第2圖所示之時脈CLK係用以控制開關S1、S2、S3和S4等等。舉例來說，時脈CLK的第一邏輯狀態(例如低電壓準位)開啟第一組開關(例如開關S1和S2)和關閉第二組開關(例如開關S3和S4)。相似地，時脈CLK的第二邏輯狀態(例如高電壓準位)關閉第一組開關(例如開關S1和S2)和開啟第二組開關(例如開關S3和S4)。
充電泵-第二實施例
第6圖係本發明之充電泵之另一實施例，其中一充電泵600係用以搭配PMOS型主要源極隨耦器M1之一實施例。充電泵600所產生之電壓Vgm1的電壓值係等同於(Vsup-2*Vref)或(Vsup-3V)，並且可使用在低壓降穩壓器300中。相較於充電泵500，充電泵600更包括電容C3和開關S5、S6和S7。
在時間相位P1時，開關S1和S2皆關閉。在時間相位P2時，開關S3、S4和S5皆關閉，在時間相位P3時，開關S6和S7皆關閉。類似於充電泵500，電容C2的節點C2t在時間相位P2時的電壓準位為(2*Vref)。此外，在時間相位P3時，將(2*Vref)的電壓準位轉移至節點C3t，其中節點C3t是連接至供應電壓Vsup，節點C3b的電壓準位為(Vsup-2*Vref)或(Vsub-3V)，導致電壓Vsm1的電壓值為(Vsub-3V)。相似於第5圖之實施例，時脈CLK的第一邏輯狀態(例如低電壓準位)開啟第一組開關(例如開關S1和S2)，並且關閉第二組開關(例如開關S3、S4和S5)，時脈CLK的第二邏輯狀態(例如高電壓準位)關閉第一組開關(例如開關S1和S2)，並且打開第二組開關(例如開關S3、S4和S5)。根據應用條件，時間相位P3可以與時間相位P1相同，用以降低電路的複雜度。
相較於習知技術，本發明實施例是具有優勢的，在於沒有複雜的類比電路來產生電壓Vam1。本發明實施例使用簡單開關和電容，因此本發明實施例提供完整的供應電壓Vsup至主要源極隨耦器M1的閘極。
以波形圖進行說明
第7圖係本發明之一時序圖，用以說明第2圖的供應電壓Vsup、電壓Vgm1和輸出電壓Vout之間的波形關係。
在第7圖中，供應電壓Vsup的電壓值從開始至時間t1保持在3V，在時間t2的時間內從3V提升至5.5V，在時間t3和時間t4的時間內從5.5V下降至2.2V，最後在時間t5停留在2.2V。電壓Vgm1的電壓值從時間t1至時間t5均保持在3V。
在時間t1、t2和t3內，電壓Vgm的電壓值減供應電壓Vsup的電壓值小於主要源極隨耦器M1的臨界電壓(threshold voltage)，使得主要源極隨耦器M1操作在飽和模式(saturation mode)，因此輸出電壓Vout的電壓準位等於電壓Vsm1的電壓準位(例如主要源極隨耦器M1源極上的電壓)，並且輸出電壓Vout的電壓值保持在2.5V。由於在時間t1、t2和t3內電壓Vgm1並未改變，並且輸出電壓Vout的電壓值等於(Vgm1-Vgsm1)，因此當電壓Vgm1不改變時，輸出電壓Vout也不改變。在時間t4和時間t5時，當供應電壓Vsup的電壓值降得很低時，例如供應電壓Vsup的電壓值低於預定電壓或(Vgm1-Vsup)的電壓值大於主要源極隨耦器M1的臨界電壓，因此主要源極隨耦器M1離開飽和模式(例如飽和區)至電阻模式(resistive mode)或三極區模式(triode region mode)，其中主要源極隨耦器M1的表現就像一個電阻作為連接供應電壓Vsup和輸出電壓Vout的開關。因此，主要源極隨耦器M1的源極電壓(例如輸出電壓Vout)實質上是等於主要源極隨耦器M1的汲極電壓(例如電壓Vdm1或電壓Vsup)。換句話說，輸出電壓Vout等於供應電壓Vsup(例如Vout=Vsup)。在時序圖700中，電壓Vgm1和供應電壓Vsup係在時間t1重疊，並且供應電壓Vsup和輸出電壓Vout重疊在時間t4和t5。再次說明，只要主要源極隨耦器M1在飽和區，無論供應電壓Vsup怎樣變化，本發明實施例提供穩定的輸出電壓Vout，並且當主要源極隨耦器M1操作在三級區時，輸出電壓Vout追隨(follow)供應電壓Vsup。
典型直流對直流轉換器
第8圖係本發明之直流對直流轉換器之一實施例。根據應用條件，供應電壓Vsup可從電池輸出，其電壓值大約為3V~5.5V。電感L、電容C和電流源Is作為直流對直流轉換器800的輸出負載。本發明實施例提供兩內部的供應電壓LS與HS來驅動前級驅動器(pre-driver)NDRV和PDRV，以產生數位切換輸出的輸出電壓Vout。
在本發明實施例中，充電泵控制器CPctr1提供電壓Vgnm1和Vgpm1至兩源極隨耦器NM1和PM1的閘極。舉例來說，充電泵控制器CPctr1包括兩個充電泵，其中一充電泵(例如充電泵500)用以驅動源極隨耦器NM1，另一個充電泵(例如充電泵600)則驅動源極隨耦器PM1。源極隨耦器NM1使電流流至移位器(level shifter)NLVSFT和前級驅動器NDRV，同時源極隨耦器PM1降低電流流至移位器PLVSFT和前級驅動器PDRV。源極隨耦器NM1的輸出端提供供應電壓LS，同時源極隨耦器PM1的輸出端提供供應電壓HS。在某些實施例中，供應電壓LS的電壓值為(2*Vref-Vthn)的最大值，或者小於(2*Vref-Vthn)且大於電壓VSS(VSS的電壓值為0V)。供應電壓HS的電壓值不大於(Vsup-2*Vref-Vthp)，其中Vthn為NMOS型源極隨耦器的臨界電壓而Vthp為PMOS型源極隨耦器的臨界電壓。在此配置中，供應電壓LS和HS固定電晶體M5和M4的閘極電壓至預定準位(例如電晶體M5和M4的閘極電壓各別為(2*Vref-Vthn)和(Vsup-2*Vref-Vthp))，用以符合先進製程中(例如0.13微米製程或者低於0.13微米的製程)可靠度及汲極擴展性元件的規範。熟此技藝者可輕易了解供應電壓HS和LS各別為低壓降穩壓器200和300的輸出電壓Vout。電壓Vgnm1和Vgpm1各別為低壓降穩壓器200和300的電壓Vgm1。
前極驅動器PDRV和NDRV分別驅動PMOS型電晶體M4和NMOS型電晶體M5。電晶體M4和M5形成輸出驅動器(output driver)並可稱為功率級(power stage)。在某些實施例中，電晶體M4和M5係為擴展性汲極電晶體，即允許來自供應電壓的高準位電壓。舉例來說，電晶體M5的汲極電壓(例如電壓Vdm5，但並未繪出)範圍從0V至5.5V，但閘極電壓(例如電壓Vgm5，但並未繪出)範圍從0V至2.5V。相似地，電晶體M4的汲極電壓(例如電壓Vdm4，但並未繪出)範圍從0V至供應電壓Vsup的電壓值，但閘極電壓(例如電壓Vgm5，但並未繪出)範圍從(Vsup-2.5V)至供應電壓Vsup的電壓值或(3V~5.5V)。根據應用條件，電晶體M4和M5非常大足以控制輸出切換至電流為1安培。
在某些實施例中，直流對直流轉換器800可以使用的供應邏輯準位大約為1.0V，位移器Plvsft和Nlvsft位移可用的供應邏輯位準1.0V，用以提供準位在0V~LS間適當的電壓至電晶體M5，或者提供準位在HS~Vsup間適當的電壓至電晶體M4。
電壓Vp和Vn各別控制位移器Plvsft和Nlvsft。在某些實施例中，電壓Vp和Vn係高態有效(active high)和彼此互斥(mutually exclusive)。電壓Vp和Vn一起控制電感L來決定電感L是透過電晶體M4來連接供應電壓Vsup或者是透過電晶體M5來連接電壓VSS。當電壓Vp為啟動(activate)狀態(例如高電壓準位)，電壓Vp啟動(turn on)位移器Plvsft，並且將電感L和電容C充電至供應電壓Vsup的準位。當電壓Vn為啟動(activate)狀態(例如高電壓準位)，電壓Vn啟動(turn on)位移器Nlvsft，並且將電感L和電容C放電至接地準位。在某些實施例中，電壓Vp和Vn的工作週期(duty cycle)決定是否將電感L和電容C充電至高電壓準位或放電至低電壓準位，以便影響輸出的輸出電壓Vout。
本發明實施例之直流對直流轉換器800使用充電泵和源極隨耦是具有高效率的，在於當輸出端進行繁重的切換時，直流對直流轉換器800無浪費很多能量。進一步來說，本發明實施例提供固態的供應電壓LS和HS，用以驅動巨大的電容性負載。源極隨耦器NM1與PM1的直流能量損耗是非常小的。
第9圖係本發明之另一時序圖，用以說明供應電壓HS(如第8圖所示之供應電壓HS)或低壓降穩壓器300的輸出電壓Vout對應供應電壓Vsup和電壓Vgm1關係圖。從時間t1至t4，當(Vgm1>Vthp)時(主要源極隨耦器M1的臨界電壓)或(Vsup>2*Vref+Vthp)時，PMOS型主要源極隨耦器M1操作在飽和區，並且(Vout=Vgm1+Vgsm1)(Vgsm1為跨在主要源極隨耦器M1的閘極和源極上的電壓)。在時間t5和t6時，則(Vgm1<Vthp)或(Vsup<2*Vref+Vthp)，則主要源極隨耦器M1操作在三極區並且(Vout=0V)。換言之，在每一個時間點t1~t6，電壓間的關係可以用以下表示：
時間t1：Vgm1>Vthp，Vout=Vam1+Vgsm1
時間t2、t3：Vgm1>Vthp，Vout=Vgm1+Vgms1
時間t4：Vgm1>Vthp，Vout=Vgm1+Vgms1
時間t5：Vgm1<Vthp，Vout=0V
時間t6：Vgm1<Vthp，Vout=0V
如上所述，主要源極隨耦器M1在時間t1至t4時操作在飽和模式，在時間t5至t6時操作在三級模式。
雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟悉此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許更動與潤飾。舉例來說，充電泵500雙倍放大參考電壓Vref以供說明之用，其他充電泵提供不同的電壓準位(數倍放大參考電壓，供應電壓Vsup加/減參考電壓Vref等等)亦為本發明實施例之範疇。雖然圖中所示之各種NMOS電晶體或PMOS電晶體，但本發明並不限定於此，裝置所選定之電晶體種類(例如NMOS電晶體或PMOS電晶體)為方便或設計選擇上所需，本發明實施例係適用於各種電晶體之改變和組合，各種信號以特別的邏輯準位來操作電晶體，其中所選定的邏輯準位和電晶體係為設計選擇之用，本發明實施例亦可適用於其他不同的設計選擇。
本發明已經由數種實施例揭露如上。習知技藝者應能以本發明所揭露的技術內容作為基礎來設計或修改其他的製程或架構來達到相同於本發明之目的和/或優點。習知技藝者應能知悉在不脫離本發明的精神和架構的前提下，當可作些許更動、替換和置換。本發明之範疇當視所附申請專利範圍而定。
Vsup、LS、HS‧‧‧供應電壓
Vref‧‧‧參考電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
X1‧‧‧放大器
M1‧‧‧主要源極隨耦器
M2‧‧‧從屬源極隨耦器
NM1、PM1‧‧‧源極隨耦器
I1、I2、Is‧‧‧電流源
R、R1‧‧‧電阻
C、C1、C2、C3‧‧‧電容
L‧‧‧電感
CP、500、600‧‧‧充電泵
100、200、300‧‧‧低壓降穩壓器
CLK‧‧‧時脈
N1‧‧‧及閘
S1~S4‧‧‧開關
400‧‧‧電路
CMP‧‧‧比較器
700、900‧‧‧時序圖
800‧‧‧直流對直流轉換器
PLVSFT、NLVSFT‧‧‧位移器
M4、M5‧‧‧電晶體
PDRV、NDRV‧‧‧前級驅動器
Vgm1、Vsm1、Vgsm1、Vcmp、Vdm1、Vgnm1、Vgpm1、Vp、Vn‧‧‧電壓
C1t、C2t、C3t、C1b、C2b、C3b‧‧‧節點
①、②、③‧‧‧參考圓
第1圖係本發明之低壓降穩壓器之一實施例，其中一低壓降穩壓器100係以一放大器與一源極隨耦器來實現。
第2圖係本發明之低壓降穩壓器之另一實施例，其中一低壓降穩壓器200係以一充電泵與NMOS型源極隨耦器來實現。
第3圖係本發明之低壓降穩壓器之另一實施例，其中一低壓降穩壓器300係以一充電泵與PMOS型之一源極隨耦器來實現。
第4圖係本發明之低壓降穩壓器之另一實施例，用以說明在閉迴路模式下使用低壓降穩壓器200，並且監控電壓Vgm1。
第5圖係本發明之充電泵之一實施例，其中一充電泵500係用以搭配第2圖之NMOS型主要源極隨耦器M1之一實施例。
第6圖係本發明之充電泵之另一實施例，其中一充電泵600係用以搭配PMOS型主要源極隨耦器M1之一實施例。
第7圖係本發明之一時序圖，用以說明第2圖的供應電壓Vsup、電壓Vgm1和輸出電壓Vout之間的波形關係。
第8圖係本發明之直流對直流轉換器之一實施例。
第9圖係本發明之另一時序圖，用以說明供應電壓HS或低壓降穩壓器300的輸出電壓Vout對應供應電壓Vsup和電壓Vgm1之間的關係。
M1．．．主要源極隨耦器
M2．．．從屬源極隨耦器
X1．．．放大器
I1、I2．．．電流源
R．．．電阻
C．．．電容
Vsup．．．供應電壓
Vref．．．參考電壓
Vout．．．輸出電壓
Vgm1、Vsm1．．．電壓

Claims (11)

  1. 一種低壓降穩壓器，包括：一放大器，具有一正端，用以接收一參考電壓；一主要源極隨耦器，具有一源極，耦接至上述放大器之一負端，其中上述放大器之一輸出端用以驅動上述主要源極隨耦器之一閘極；以及兩個或兩個以上從屬源極隨耦器，上述從屬源極隨耦器之閘極與上述主要源極隨耦器之上述閘極為共閘極，以及一源極，用以作為上述低壓降穩壓器之一輸出端，其中上述從屬源極隨耦器之至少一者的尺寸大於上述主要源極隨耦器的尺寸，並且上述從屬源極隨耦器互相並聯耦接。
  2. 一種低壓降穩壓器，包括：一充電泵，用以提供一第一電壓；以及一主要源極隨耦器，具有一閘極，用以接收上述第一電壓，以及一源極，用以提供上述低壓降穩壓器之一輸出電壓，其中上述主要源極隨耦器操作在一第一模式時，上述主要源極隨耦器之上述閘極的上述第一電壓為一定值，並且上述主要源極隨耦器操作在一第二模式時，上述輸出電壓追隨供應至上述主要源極隨耦器之一第二電壓。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之低壓降穩壓器，更包括：至少一從屬源極隨耦器，具有一閘極，與上述主要源極隨耦器之上述閘極為共閘極，其中上述充電泵用以 根據一參考電壓，提供上述電壓。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之低壓降穩壓器，更包括：一電路，用以根據一回授電壓和一時脈，控制上述充電泵；其中上述回授電壓係來自上述主要源極隨耦器之上述閘極或上述主要源極隨耦器之上述源極。
  5. 一種直流對直流轉換器，包括：一第一充電泵，用以提供一第一電壓至一第一源極隨耦器之一閘極，其中上述第一源極隨耦器之一源極用以提供一第一供應電壓，以便驅動一第一電路；以及一第二充電泵，用以提供一第二電壓至一第二源極隨耦器之一閘極，其中上述第二源極隨耦器之一源極用以提供一第二供應電壓，以便驅動一第二電路。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之直流對直流轉換器，其中上述第一源極隨耦器為NMOS型源極隨耦器，並且上述上述第二源極隨耦器為PMOS型源極隨耦器。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之直流對直流轉換器，更包括：一第一擴展性汲極電晶體，係由上述第一電路所驅動；以及一第二擴展性汲極電晶體，係由上述第二電路所驅動。
  8. 如申請專利範圍第5項所述之直流對直流轉換器，其中上述第一供應電壓包括超過接地準位之一第三 電壓，上述第二供應電壓包括低於供應至上述直流對直流轉換器之一第四電壓。
  9. 一種低壓降穩壓方法，包括：提供一源極隨耦器，其中上述源極隨耦器具有一閘極，用以接收一閘極電壓、一源極，用以提供一輸出電壓，以及一汲極；使用一充電泵，用以提供一第一定值電壓準位至上述源極隨耦器之上述閘極；允許上述源極隨耦器操作在一第一模式，使得上述輸出電壓為一第二定值電壓準位；以及允許上述源極隨耦器操作在一第二模式，藉此上述輸出電壓追隨一供應電壓。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之低壓降穩壓的方法，其中當上述閘極電壓減上述供應電壓小於上述源極隨耦器之一臨界電壓時，上述源極隨耦器操作在上述第一模式，並且當上述閘極電壓減上述供應電壓大於上述源極隨耦器之上述臨界電壓時，上述源極隨耦器操作在上述第二模式。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之低壓降穩壓的方法，更包括：根據一回授電壓，控制上述充電泵；其中上述回授電壓係由上述源極隨耦器之上述閘極或上述源極隨耦器之上述源極所得到。
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